一种推挽正激电路

一种推挽正激电路

在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁心利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：（1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；（2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。

本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容C,得到如图1所示的新型推挽正激电路拓扑。该电路可以解决上文所述的传统电路存在的两个缺点。

图1：新型推挽正激电路拓扑

2. 推挽正激电路工作原理

如图1所示为推挽正激变换器。该变换器的两个主功率开关管V1、V2和两个匝数均为Wp的初级绕组Tp1、 Tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容C。Cin为输入电容, Dv1 、Dv2为V1 、V2寄生的反并二极管。D1、D2组成双半波整流电路。

电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负构成一个回路。忽略

变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，箝位电容上的电压为Uin ，下正上负。另外一个回路：电源正→V1→箝位电容C→V2→电源负。根据基尔霍夫电路定律可得：

Uds1+Uds2=Uin+Uc＝2Uin

因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2Uin ;当两个开关管均关断时,开关管电压各为Uin。

在分析推挽正激电路工作模态前，我们做如下设定：

（1）开关管V1、V2均为理想器件，整流二极管D1、D2为理想器件，导通压降忽略不计；

（2）箝位电容C较大，在工作过程中两端电压保持Uin基本不变；

（3）滤波电感Lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流Io=Uo/R; （4）原边绕组匝数同为Wp,励磁电感和漏感均相同为Lm、L ,副边匝数同为Ws,匝比n=Ws/Wp;

（5）开关周期Ts, V1、V2每个周期开通时间均为Ton ，V1、V2工作的占空比均为：D＝Ton/Ts;

图2为推挽正激电路工作原理波形图，一共分为8个工作模态。

图2 PPF工作原理波形图

1) [t1—t2]

在t1之前开关管V1、V2都是关断的，输入电流沿回路：电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负环流工作，环流为Ia=nDIo [1](具体分析在第3节中给出)。原副边绕组电压为0，整流二极管D1、D2同时导通。t1时刻V1开通， Uin加在绕组Tp1的漏感上，I1快速增加；Uc加在绕组Tp2的漏感上，I2迅速减小并反向增大。相应的，在副边流过D1电流ID1增大，流过D2的电流ID2减小。t2时刻，D2截止ID2＝0。此模态等效电路图如图3a,持续时间：

其中，ILfmin为t1时刻滤波电感电流。

2）[t2—t3]

当D2截止时，该工作模态开始工作，电源电压Uin加在绕组Tp1的励磁电感和漏感上，Uc加在绕组Tp2的励磁电感和漏感上，原边两绕组各承担励磁电流和负载电流变化率的一半，这时初级相当于两

个单端正激电路并联工作[2-4]。I1增加，I2反向增大。工作模态如图3b,持续时间：

3) [t3 –t4]

V1关断时该工作模态开始工作。在此之前I1始终大于I2，因此在V1关断瞬间V2的反并二极管Dv2导通。同时，流过D1的电流ID1减小，流过D2的电流ID2从零开始增加，副边绕组短路工作。电容电压Uc加在绕组Tp1的漏感上，Uin加在绕组Tp2的漏感上，I1迅速减小，I2迅速增加。

当I1=I2时该工作模态结束。等效的工作模态电路如图3c，持续时间：

其中，ILfmax为t3时刻滤波电感电流。

4)[ t4—t5]

在此期间，V1和V2都关断。漏感平均电流（环流）Ia经过回路电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负流动。由于电源电压和箝位电容电压相等，加在原边两个绕组上的电压均为零，则环流Ia保持不变。等效的工作模态如图3d,持续时间：

5)[t5—t9]

V2导通开始下半个周期的工作，工作模态和上半个周期相同，只是励磁电流的方向相反，完成变压

器的去磁。

3.环流分析

设该推挽正激变换器无功率损耗，根据系统能量守恒定律可得，在半个周期Ts/2内电源输入功率

为了分析问题的简便，我们假设以下理想条件成立：

(1) 原边两个绕组换流瞬间完成，即：

(2) 励磁电感Lm和滤波电感Lf较大，励磁电流为零，Lf可以看作恒流源，求得:

输出功率：

联立以上两式，

Ia=nDIo

由此可见，当电路的工作占空比D大，原边环流时间短，环流量值较大；随着输出功率的增加，环流值也增大。

4.主要参数对电路工作的影响分析

4.1. 箝位电容C的作用与选取

箝位电容的两个主要作用：

1) 抑制开关管关断电压尖峰

如图1，在开关管V1关断时，由箝位电容C给变压器原边漏感提供一个Dv2→C→Tp1的低阻抗能量释放回路。将V1的漏源极电压箝位在Uin+Uc, 因而开关管的电压尖峰得到了有效的抑制。箝位电容在开关管全关断时储存电能，在导通时将能量释放给负载，理论上，无能量损耗。

2) 减小输入滤波器体积

与传统的推挽电路相比，推挽正激电路中的箝位电容为开关管关断期间提供一个续流回路。正是由于续流回路的存在使推挽正激电路工作的输入电流纹波的安秒积分较其它拓扑小。因此，可以减小输入滤波器的体积。

箝位电容的选取：

根据前文的分析，箝位电容C的电压脉动△Uc由环流期间的充电量决定的：

一般地，电路工作周期Ts、最大负载电流Io、变压器匝比n在设计前就已经确定了。在工程实际中，取△Uc＝20％Uin,因此，根据占空比D的工作范围可以计算出所需的电容值。

同时，为了减小电容ESR的影响，一般采用多个薄膜电容并联的方案。

4.2.变压器漏感对PPF工作的影响

对于理想的变压器，变压器的漏感, 无论哪个功率管关断时，变压器绕组电流瞬间减小到0。在两个开关管均关断期间无环流。实际上，任何变压器都存在漏感，在推挽正激电路中，两个开关管均关断瞬间，原边漏感的能量通过回路：Uin正→Tp2→箝位电容C→Tp1→Uin负给电容C充电形成环流，在箝位电容上产生了电压脉动。同时,减小原边漏感可以减小功率管开通时的换流时间,也既是减小了占空比的丢失,从而提高了变压器的利用率,减小了电路工作的损耗。

以上分析可见，减小漏感可提高系统的效率。因此，变压器常采用原副边间绕的方法来减少漏感。

5．仿真和实验

5.1.仿真分析

基于上文的分析，对PPF的工作进行了原理性的仿真。仿真主电路如图1所示。仿真主要参数：Uin=28v, C=70uF，n=6, Io=10A, Lf =160u, Cf =680u\400v×2, Ts=20us。

图4为输出电流Io=10A，占空比D分别为：0.1、0.25、0.4时对应的箝位电容C电压脉动△Uc仿真波形图。由此可见，当D=0.25时△Uc最大。

图4 占空比D大小和△Uc关系仿真波形图

图5(a)为原边激磁电感Lm=12uF,漏感时仿真波形图;

图5(b)为原边激磁电感Lm=12uF,漏感

＝0时仿真波形图。仿真结果表明，＝0时输入电流不存在环流过程。

图5 输入电流仿真波形图

5.2.实验结果

根据有关技术要求，研制出了一台输入24V－32VDC,输出120VDC的2kW DC\DC变换器。系统参数：开关频率：fs＝50kHz；主功率开关管：IXTK180N15; 整流二极管：DSEP60－06A；箝位电容C=70uF;滤波电感Lf =160uH;滤波电容Cf =680uF/400v×2；主变压器匝比：n=6，磁心：EE55×2。

图6为额定负载下实验波形图，其中图6（a）是原边绕组电流波形图：ch1：开关管V1驱动信号波形, ch2：开关管V2驱动信号波形, ch3：绕组Tp1电流波形I1, ch4：绕组Tp2电流波形I2; 图6（b）开关管漏源极波形图: ch1：开关管V1的驱动信号,ch2：开关管V2源漏极电压波形,ch3：开关管V2的驱动信号,ch4：开关管V2源漏极电压波形。图6实验波形验证了上述理论分析的正确性。

图6（a）驱动和原边绕组电流波形图

ch1: 50V/格 ch2: 50V/格 ch3: 50V/格 ch4: 50V/格

图6（b）功率管漏源极电压波形图

图7为输出电流Io＝16A时原边绕组电流和箝位电容电压脉动波形图：ch3：绕组Tp1电流波形I1，ch4：绕组Tp2电流波形I2，ch1：箝位电容电压脉动△Uc波形。实验波形充分说明了第3节环流分析结论和第4.1.节中箝位电容选取原则理论的正确性。

ch3:80A\格，ch4: 80A\格,ch1:5v\格

图7（a）Uin＝24v，Io=16A,D=0.45

ch3:80A\格，ch4: 80A\格,ch1:5v\格

图7（b）Uin＝32v，Io=16A,D=0.325 图7 D不同时原边环流和箝位电容脉动波形图

图8为2kW DC\DC变换器效率分布曲线，该变换器的效率可达93.2％。

图8 效率分布曲线

6.结论

仿真分析和实验结果验证了本文中理论分析和公式推导的正确性，表明推挽正激电路应用于该变换器中具有以下优点：（1）抑制了开关管漏源极电压尖峰，降低了开关管的电压应力和功率损耗 [5]，整机效率高；（2）变压器双向磁化，磁利用率高；（3）输入电流纹波安秒积分较其它拓扑小，减小了输入滤波器体积。该变换器尤其在低压大电流场合中具有很高的工程实用价值。

一种推挽正激电路

一种推挽正激电路 在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁心利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：（1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；（2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。 本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容C,得到如图1所示的新型推挽正激电路拓扑。该电路可以解决上文所述的传统电路存在的两个缺点。 图1：新型推挽正激电路拓扑 2. 推挽正激电路工作原理 如图1所示为推挽正激变换器。该变换器的两个主功率开关管V1、V2和两个匝数均为Wp的初级绕组Tp1、 Tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容C。Cin为输入电容, Dv1 、Dv2为V1 、V2寄生的反并二极管。D1、D2组成双半波整流电路。 电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负构成一个回路。忽略 变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，箝位电容上的电压为Uin ，下正上负。另外一个回路：电源正→V1→箝位电容C→V2→电源负。根据基尔霍夫电路定律可得： Uds1+Uds2=Uin+Uc＝2Uin 因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2Uin ;当两个开关管均关断时,开关管电压各为Uin。 在分析推挽正激电路工作模态前，我们做如下设定： （1）开关管V1、V2均为理想器件，整流二极管D1、D2为理想器件，导通压降忽略不计； （2）箝位电容C较大，在工作过程中两端电压保持Uin基本不变； （3）滤波电感Lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流Io=Uo/R; （4）原边绕组匝数同为Wp,励磁电感和漏感均相同为Lm、L ,副边匝数同为Ws,匝比n=Ws/Wp;

推挽正激变换器关键参数的计算及仿真

推挽正激变换器关键参数的计算及仿真 【摘要】本论文首先介绍了推挽正激变换器（PPFC）的基本原理，在此基础上给出了推挽正激电路关键参数的计算方法。运用了Saber仿真软件对PPFC 主要波形进行了仿真，最后得出，理论和仿真一致，推挽正激变换器适用于低压大电流场合。 【关键词】推挽正激电路；参数计算；Saber 1.引言 氢是宇宙中含量最丰富的元素，氢能清洁、高效、安全，被视为21世纪最具发展潜力的能源。氢能的开发利用对世界能源结构的变革举足轻重，燃料电池（Fuel Cell）则正是其突破口。燃料电池输出为低压大电流的直流电，在负载变化时其输出电压变化范围宽且动态响应速度较慢，这要求DC/DC变换器能适应低压大电流、宽范围输入电压工作，并具有较快的动态响应速度[1]。本文提出一种适用于燃料电池发电系统的推挽正激拓扑电路，并通过Saber仿真软件对其进行分析。 2.推挽正激电路分析 2.1 推挽正激电路基本原理 图1为推挽正激电路，整个电路有开关管、，两个原边绕组、，两开关管之间串有箝位电容，在变压器副边有副边绕组，全桥式整流电路由二极管，，，以及输出滤波器LC组成。其中、为开关管、的寄生反并二极管，、为、寄生的结电容。当开关管导通时，输入电源和原边绕组并联，电容和并联同时向负载供电。在此期间，该电路相当于两个单端正激电路并联工作，故将此电路拓扑命名为推挽正激变换器电路[2]（PPFC）。 2.2 推挽正激电路关键参数计算 2.2.1 设计指标 输入电压；输出电压；频率：50kHz；最大占空比：0.45；效率：大于90%；额定功率：1000W。 2.2.2 变压器设计 （1）磁芯的选取 选取JP4铁氧体材料，其饱和磁密：，时，取最大工作磁密：，则：，磁芯初选南京720厂的EE58/28/17，其有效截面积为：

加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计

加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计 中心议题：推挽正激变换推挽正激变换器的工作原理加无源无损缓冲吸收缓冲吸收的推挽正激变换器变换器设计 解决方案：缓冲吸收电路参数设计 推挽正激变换器是低压大电流输入场合的理想拓扑之一，但其输出整流二极管上由于反向恢复产生很高的电压尖峰。这将导致整流二极管选取困难，并影响其使用寿命。本文研究了一种加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器，整流二极管上尖峰电压小，可靠性高。并给出了该变换器的工作原理和缓冲电容的参数设计，还通过lkW实验样机给出了加缓冲吸收电路前后的实验波形。样机取得了高效率和高可靠性。0 引言在输入低压大电流场合，推挽正激变换器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的优点而得到广泛应用：(1)输入滤波器的体积和重最小；(2)箝位电容无损耗地抑制了功率管的电压尖峰；(3)变压器磁芯利用率高。在输出高电压时(本文为360V)，变压器副边线圈匝数较多，副边漏感不可忽略。在整流二极管反向恢复时间内，整流二极管上存在很高的电压尖峰，给整流二极管的选取带来困难，并降低了整流二极管的可靠性。虽然RC或者RCD缓冲电路可以一定程度上抑制二极管的电压尖峰，但是电阻上损耗较大。文献[3]提出了一种简单的无源无损缓冲吸收电路，可以较好地抑制整流二极管的电压尖峰。本文将该无损缓冲吸收电路应用于蓄电池供电的推挽正激变换器中，显著降低了整流二极管的电压尖峰。制作的原理样机电路结构简单，功率器件工作可靠性高，并且实现了高的整机变换效率。1 工作原理图1为加无损缓冲吸收的PPF电路。Ds1、Ds2分别为开关管S1、S2寄生的反并二极管，变压器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分别为原、副边的匝数，匝比n=Ns/Np，原边两个绕组的励磁电感均为Lm，Lo(图1中未标出)为变压器原边绕组的漏感．Lo’为折算到变压器副边绕组的漏感，D5、D6、D7、C1、C2构成无损缓冲吸收电路，且C1=C2=Cc。变压器副边两个绕组的连接点与输出滤波电容C3和C4的中点相连，输出电压为±V0/2。 在分析电路原理前，假定：(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4导通压降忽略不计；(2)箝位电容C 较大，在稳态工作时两端电压保持为Vin不变；C3=C4=C0足够大，将它看作电压恒定为V0/2的电压源；L1=L2=L足够大，将它看作电流为I0的电流源；(3)开关周期为Ts，S1、S2每个周期开通时间均为Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。根据输出电感的伏秒积分平衡，可得变换器输入输出关系：V0=4nDVin。图2为加无损缓冲吸收的PPF电路工作原理波形图，一共分为14个工作模态。 (1)工作模态l[t0-t1] ，在t0以前，S1和S2都是关断的，输入电流沿回路Vin-Np-C-Np2环流，环流为Ia=2nDI0。原、副边绕组电压为零，整流二极管同时导通，iD1=iD2=I0/2。t0时刻，S1导通，Vin加在原边漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在绕组的漏感上，ip2迅速减小并反向增人。同时，流过iD1、iD4的电流增大，流过iD2、iD3的电流减小，此过程持续到iD2减小到0并且增大到最大反向恢复电流时结束。模态l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。(2)工作模态2[t0-t2] ，t1时刻，D2、D3中反向恢复电流达到最大值，D5、D6导通，D2、D3达到瞬时反向电压Vo，缓冲电容C1(C2)和副边漏感Lo’开始谐振。Vin、VC分别加在原边绕组Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2减小并反向增大。两端电压从零开始谐振增大，在半个谐振周期后达到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此时模态2结束。模态2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二极管D2、D3两端反向电压从V0逐渐增大VD2=VD3=4nVin-V0。(3)工作模态3[t2-t3] ，t2时刻，D2、D3两端电压回落到稳态关断值2nVin，D5、D6关断。变压

2kW新型推挽正激直流变换器的研制.

2kW新型推挽正激直流变换器的研制 2kW新型推挽正激直流变换器的研制 类别：电源技术 电路的工作原理，对环流过程进行了透彻分析，分析了箝位电容和变压器原边漏感对电路工作的影响。通过仿真和实验对所述理论分析进行了验证。基于此研制出输入电压dc24～32v，输出电压dc120v的2kw直流变换器样机，典型效率为93.2％,表明该电路具有可靠、效率高的特点，适合于低压大电流输入中大功率应用场合。引言在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁芯利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容，便可以解决上述传统电路存在的两个缺点。图11 推挽正激电路工作原理如图1所示，该变换器的两个主功率开关管v1及v2和两个匝数均为np的初级绕组tp1及tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容c。cin为输入电容,dv1及dv2为两个主功率开关管寄生的反并二极管。d1及d2组成双半波整流电路。电源正极 →tp2→c→tp1→电源负极构成一个回路。忽略变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，c上的电压为uin，下正上负。另外一个回路为电源正极→v1→c→v2→电源负极。根据基尔霍夫电路定律可得uds1＋uds2=uin＋ uc=2uin因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2uin；当两个开关管均关断时,开关管电压各为uin。图2 在分析推挽正激电路工作模态前，做如下设定：1）v1，v2，d1，d2均为理想器件，导通压降忽略不计；2）c较大，在工作过程中两端电压保持uin基本不变；3）滤波电感lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流io=uo/r；4）原边绕组匝数同为np，励磁电感和漏感均相同为lm、lσ，副边匝数同为ns，匝比n=ns/np；5）开关周期ts，v1及v2每个周期开通时间均为ton，v1及v2工作的占空比均为d=ton/ts；图2为推挽正激电路工作原理波形图，一共分为8个工作模态。图3 1）[t1－t2] 在t1之前v1及v2都是关断的，输入电流沿电源正极→tp2→c→tp1→电源负极回路环流工作，环流为ia=ndio[1]（具体分析在第2节中给出）。原副边绕组电压为0，d1及d2同时导通。t1时刻v1开通，uin 加在tp1的漏感上，i1快速增加；uc加在tp2的漏感上，i2迅速减小并反向增大。相应的，在副边流过d1电流id1增大，流过d2的电流id2减小。t2时刻，d2截止id2=0。此模态等效电路图如图3（a）所示，持续时间为式中：ilfmin为t1时刻滤波电感电流。2）[t2－t3] 当d2截止时，该工作模态开始工作，uin加在tp1的励磁电感和漏感上，uc加在tp2的励磁电感和漏感上，各承担励磁电流和负载电流变化率的一半，这时初级相当于两个单端正激电路并联工作[2][3][4]。i1增加，i2反向增大。工作模态如图3（b）所示，持续时间为3）[t3－t4] t3时刻，v1关断，该工作模态开始工作。在此之前i1始

正激、反激、双管反激、推挽开关电路小结

开关电源电路学习小结 1.正激（Forward）电路 正激电路的原理图如图1所示： 图1、单管正激电路 1.1电路原理图说明 单管正极电路由输入Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、二极管VD1、电感L1组成。 其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同一个铁芯上的，N1、N2的绕线方向一致，N3的绕线方向与前两者相反。 1.2电路工作原理说明 开关管VT1以一定的频率通断，从而实现电压输出。当VT1吸合时，输入电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作用，变压器线圈N2两边产生上正下负的电压，VD1正向导通。Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。 由于N3的绕线方向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。 当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产生反电动势，方向上负下正；N3则产生上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。 通过上述内容可以看到W3的作用，就是为了能使磁场连续而留出的电流通路，采用

这种接线方式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。 如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：一是击穿开关；二是N2电流倒流使二极管反向击穿。击穿开关或二极管，都需要很高电压，使击穿后电流以较高的变化率下降到零；而很高的电流变化率（磁通变化率）自然会产生很高的感生电动势来形成击穿电压。 由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将无法回收到电源；并且还会击穿开关和二极管。 1.3小结 1)正激电路使用变压器作为通道进行能量传输； 2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管 关断时，将由副边回路中的电感续流带载； 3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。正激输 出电压的瞬态特性相对较好； 4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加一个反电动势吸 收绕组，因此正激电路的变压器要比反激电路的体积大； 5)由于正激电路控制开关的占空比都取0.5左右，而反激电路的占空比都较小，所以 正激电路的反激电动势更高。

推挽电路

开关电源模块并联供电系统 摘要： 本系统以推挽电路为主电路、以集成PWM芯片SG3525为控制核心，实现24V输入、额定输出8V、满载16W的DC/DC变换。通过SG3525的闭环调整，两路DC/DC变换器实现并联输出，且两路输出电流可按指定比例调整。以单片机DSPIC30F2012为主控芯片，实现对DC/DC变换的电流采样、基准给定及系统的控制管理。 实验结果表明：DC/DC变换器在全负载范围内稳压精度大于99%，系统满载效率大于80%；按指定模式并联输出时，各DC/DC变换器的输出电流相对误差绝对值小于2%，且电路能精确实现过流保护。 Abstract: A push-pull circuit of the system is the main circuit, The SG3525 PWM chip integration for the control of the core, to achieve 24V input, depending on the output 8V, loaded with 16W of DC / DC converter. SG3525 through closed-loop adjustment, two DC / DC converters to achieve parallel output, and two output currents can be specified scaling. As the master chip to chip DSPIC30F2012, to achieve the DC / DC converter of the current sampling, the benchmark for a given system control and management. The results show that: DC / DC converter at full load regulation accuracy within 99% full load efficiency is more than 80%; parallel output mode specified when the DC / DC converter output current relative absolute error less than 2%, and the over-current protection circuit accurately. 关键字：开关电源；推挽式变换电路；SG3525、 1．方案论证与选择 1．1主电路的选择方案 方案一：主电路部分采用推挽式变换电路。该电路的结构特点就相当于两个单端正激变换电路通过高频变压器形成并联结构，电路不需单独的去磁电路就能正常工作。由于推挽式开关电源中的两个控制开关轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个周期之内都向负载提供功率的输出，因此推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源。其主要优点有： （1）推挽式开关电源输出电流瞬态响应是速度较高，电压输出特性比较好； （2）推挽式变换电路的功率开关管是共地的，驱动时不用隔离，因此驱动方便；（3）只用两只功率管就可以输出较大功率； （4）推挽式变换电路的功率开关管最大承受而被的输入电压。

全桥-半桥-推挽-正激-反激的优缺点比较及应用场合分析

全桥,半桥,推挽,正激,反激的优缺点比较及应用场 合分析 优缺点比较 一、全桥式开关电源的优点和缺点 1、全桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高 全桥式变压器开关电源与推挽式变压器开关电源一样，由于两组开关器件轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此，全桥式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数Sv和电流脉动系数Si都很小，仅需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。 2、全桥式开关电源的优点是开关管的耐压值特别的低 全桥式变压器开关电源最大的优点是，对4个开关器件的耐压要求比推挽式变压器开关电源对两个开关器件的耐压要求可以降低一半。因为，全桥式变压器开关电源4个开关器件分成两组，工作时2个开关器件互相串联，关断时，每个开关器件所承受的电压，只有单个开关器件所承受电压的一半。其最高耐压等于工作电压与反电动势之和的一半，这个结果正好是推挽式变压器开关电源两个开关器件耐压的一半。 3、全桥式变压器开关电源主要用于输入电压比较高的场合 在输入电压很高的情况下，采用全桥式变压器开关电源，其输出功率要比推挽式变压器开关电源的输出功率大很多。因此，一般电网电压为交流220伏供电的大功率开关电源大部分都是使用全桥式变压器开关电源。而在输入电压较低的情况下，推挽式变压器开关电源的输出功率又要比全桥式变压器开关电源的输出功率大很多。 4、全桥式变压器开关电源的电源利用率比推挽式变压器开关电源的电源利用率低一些 因为2组开关器件互相串联，两个开关器件接通时总的电压降要比单个开关器件接通时的电压降大一倍；但比半桥式变压器开关电源的电源利用率高很多。因此，全桥式变压器开关电源也可以用于工作电源电压比较低的场合。 5、 与半桥式开关电源一样，全桥式变压器开关电源的变压器初级线圈只需要一个绕组，这也是它的优点，这对小功率开关电源变压器的线圈绕制多少带来一些方便。但对于大功率开关电源变压器的线圈绕制没有优势，因为，大功率开关电源变压器的线圈需要用多股线来绕。 6、

反激式、正激式、推挽式、半桥式、全桥式开关电源的优点和缺点

反激式、正激式、推挽式、半桥式、全桥式开关电源的优点和缺点 反激式开关电源的优点和缺点 反激变换器 01 反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。 反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出，但控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出的电压的平均值约等于电压最大值的的二分之一，而流过负载的电流正好等于变压器次级线圈最大电流的四分之一。即电压脉动系数等于2，电流脉动系数等于4。反激式开关电源的电压脉动系数，和正激式开关电源的脉动系数基本相同，但是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍。由此可知，反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，起占空比一般都小于0.5，此时，流过变压器次级线圈的电流会出现断续，电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将会变得更差。 02 反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。 由于反激式开关电源仅在开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立即对输出电压或电流产生反应，而需要等到下一个周期事，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用，开关电源才开始对已经过去了的事情进行反应，即改变占空比，因此，反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。有时，当负载电流变化的频率和相位与取样、调宽控制电路输出的电压的延时特性在相位保持一致的时候，反激式开关电源输出电压可能会产生抖动，这种情况在电视机的开关电源中最容易出现。 03 反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，开关电源变压器的工作效率低。 反激式开关电源变压器的铁芯一般需要留一定的气隙，一方面是为了防止变压器的铁芯因流过变压器的初级线圈的电流过大，容易产生磁饱和。另一方面是因为变压器的输出功率小，需要通过调整电压器的气隙和初级线圈的匝数，来调整变压器初级线圈的电感量的大小。因此，反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，从而会降低开关电源变压器的工作效率，并且漏感还会产生反电动势，容易把开关管击穿。 04 反激式开关电源的优点是电路比较简单，体积比较小，反激式开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于正激式开关电源来要高很多。 反激式开关电源的优点是电路比较简单，比正激式开关电源少用了一个大的储能滤波电感，以及一个续流二极管，一次，反激式开关电源的体积要比正激式开关电源的体积小，且成本也要低。此外，反激式开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于正激式开关电源来要高很多，因此，反激式开关电源要求调控

推挽正激变压器设计

1、高频变压器的设计（/3m s B B <，5100s B Gs =） 高频变压器设计的要求： 输入电压in U =18V~36V 输出电压o U =270V 输出功率o P =3750W （3倍过载正常工作5s ） 工作频率s f =50KHz ，工作周期120s s T s f μ= = 效率90% η= ①磁芯型号的选取 8 4210()on o c win T P AP cm B K K J η?=????? 式中：66max 0.452010910on on T D T s s --=?=??=? 3750o P W = 最大工作磁密/3m s B B =，5100s B Gs =，而2m B B ?= 0.9η= 1c K =，为铁的填充系数。 0.3win K =，为变压器的窗口填充系数。 2 300/J A cm = 得4 24.51AP cm ≈ 考虑EE55型号的磁芯，该磁芯的4 13.6764AP cm =，故选取两个EE55型号的磁芯并联组合，其面积积为：44227.352824.51AP cm cm ?=>。 故磁芯选择的是：2×EE55 ②原副边绕组匝数的确定 a.原边绕组匝数：

min max 1440.66410210 in e U TD N B A --=≈???? 选取1N =1匝。式中：min 18in U V =，62010T s -=?，max 0.45D =，21700B Gs ?=?， 259.3cm A e =。 b.匝比： 设变压器原边两绕组匝数均为1N ，变压器副边总匝数为2N ，则将匝比n 定义为21 N n N =。考虑到副边整流二极管的导通压降以及输出滤波电感的电阻，有 min max 127030.5116.882180.452 f o D L in U U U n U D ++++=?=?=?（原边两个绕组） 选取2N =17匝。 校验实际工作的最大和最小占空比max real D 、min real D 。 在低压输入满载时电路工作在最大占空比： max min 21()0.5 0.447/f o D L real in U U U D U N N ++?==? 在高压输入满载时电路工作在最小占空比： min max 21 ()0.5 0.223/f o D L real in U U U D U N N ++?==? 可见，max real D 、min real D 的值均在合适的工作范围内。 c.线径： 穿越深度： ?==式中：7410μπ-=?，65810γ=?。 因此铜皮的厚度或铜线的线径需小于2?=0.591mm 。 忽略电感电流的脉动量，在主功率管导通期间，流过副边绕组的电流为o I ；主功率管都关断期间，流过副边绕组的电流为o I /2。

正激反激推挽

1. 正激反激的区别 (1) 正激的工作原理是在D的时候原边通过变压器向副边传输能量除了 负载能量外多余的能量存储在输出电感和输出电容上。1-D的时候输出电感 和输出电容维持负载输出 反激的工作原理是在D的时候原边将能量存储在变压器的励磁电感里面(标准反激电路没有输出电感)，1-D的时候励磁电感释放能量给负载和输出电容供电，下一个D周期时输出电容维持负载输出。 所以你可以看出正激的变压器基本上只有能量传输的作用，反激的变压器不仅能量传输而且还具有能量存储的作用。这就是你问题的答案。 (2) 首先你提出这个问题，我觉得你是真的在认真学习，但也能看的出没有仔细分析，其实正激跟反激相比最大的问题的用的器件更多，虽然好像没多几个，但都是必不可少，而且成本都是很高的。我慢慢给你介绍： 一。电路比反激式变压器开关电源多用一个大储能滤波电感，以及一个续流二极管。这儿基本电路中就能看出来 二。正激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于反激式变压器开关电源来说要低很多，因此，正激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比较高，误差信号放大器的增益和动态范围也比较大。 三，正激式变压器开关电源为了减少变压器的励磁电流，提高工作效率，变压器的伏秒容量一般都取得比较大，并且为了防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿，正激式变压器开关电源的变压器要比反激式变压器开关电源的变压器多一个反电动势吸收绕组，因此，正激式变压器开关电源的变压器的体积要比反激式变压器开关电源的变压器的体积大。 四。正激式变压器开关电源还有一个更大的缺点是在控制开关关断时，变压器初级线圈产生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源产生的反电动势电压高。因为一般正激式变压器开关电源工作时，控制开关的占空比都取在0.5左右，而反激式变压器开关电源控制开关的占空比都取得比较小。主要就是比较难调啦。 应用区别就是反激主要用在150-200瓦以下的情况，正激则用在150w到几百瓦之间。之所以反激更广范就是因为我们日常中100w以下的电源比较常见，

推挽正激三电平直流变换器及其控制策略

第29卷第30期中国电机工程学报 V ol.29 No.30 Oct. 25, 2009 2009年10月25日 Proceedings of the CSEE ?2009 Chin.Soc.for Elec.Eng. 13 文章编号：0258-8013 (2009) 30-0013-07 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470?40 推挽正激三电平直流变换器及其控制策略 王勤，姚志垒，黄勇，肖岚，阮新波 (南京航空航天大学自动化学院，江苏省南京市 210016) Push-pull Forward Three-level DC/DC Converter and Its Control Strategy WANG Qin, YAO Zhi-lei, HUANG Yong, XIAO Lan, RUAN Xin-bo (College of Automation Engineering, Nanjing University of Aeronautics & Astronautics, Nanjing 210016, Jiangsu Province, China) ABSTRACT: The output voltage of fuel cell varies widely, leading to the difficulty of rectifier diodes selection. This paper proposes a push-pull forward three-level DC/DC converter topology which is suitable for the fuel cell with wide range and low input voltage and high output voltage applications. This paper proposed a novel control strategy different from the additional three-level control. The output voltage of rectifier circuit has low level first and high level later. The voltage stress and the volume of the output filter can be reduced. The operation modes of the converter were analyzed. The zero voltage switching conditions of the power devices that operated with 0.5 duty cycle were discussed and the design of the output filter was analyzed. The feasibility of the proposed converter and its control strategy were verified by the experimental results of a 1kW principle prototype. KEY WORDS: push-pull forward; three-level DC/DC converter; wide range and low input voltage; high output voltage; control; fuel cell 摘要：燃料电池输出电压变化范围很宽，使直流变换器的整流二极管选取极为困难。提出了一种适合于燃料电池的低压宽范围输入、高压输出场合的推挽正激三电平直流变换器。与常规的三电平直流变换器拓扑控制不同的是，该变换器的控制策略使整流电路输出电压为先低电平、后高电平的三电平波形，有效降低了整流二极管上的电压应力，同时减小了输出滤波器的体积和重量。分析该变换器的工作模态，讨论以0.5占空比工作的2个开关管实现零电压开通的条件，并对输出滤波器的设计进行分析。通过一个1kW的原理样机验证了该变换器及其控制策略的可行性。 关键词：推挽正激；三电平直流变换器；低压宽范围输入；高压输出；控制；燃料电池 基金项目：航空科技支撑基金项目(05C52006)；江苏省高校科研成 果推进项目(JHB06-02)。0 引言 世界经济迅速增长，因此对能源的需求大幅度提高。化石能源的日益枯竭及其他对人类生存环境的污染等问题的日益严重，激发了人们对新型洁净能源的渴望。氢能作为一种洁净能源得到关注，燃料电池是氢能应用的一个实例，在分布式发电系统、燃料电池汽车、航空航天等领域得到了广泛的应用[1]。 燃料电池输出电压较低且变化范围很宽。虽然可以通过串联燃料电池单体来增加输出电压，但受输出功率、结构以及成本等多方面因素的制约，燃料电池输出电压一般设计得较低；此外，燃料电池满载时的输出电压可降至空载时的一半；同时燃料电池的输出电流不能有很大的低频脉动，否则会使燃料电池工作效率降低、寿命缩短[2]。 必须通过DC/DC变换器将燃料电池输出电压变换成稳定的电压输出。在低电压宽范围输入的变换器中，变压器必须按照要求的输入电压下限进行设计，这样必然导致在要求的输入电压上限，变压器副边的整流二极管上将承受很高的电压，再加上二极管反向恢复期间由于变压器漏感与整流二极管结电容谐振产生的电压尖峰，二极管上的电压应力很大，选取非常困难，且可靠性不高。鉴于此考虑用三电平来解决这个问题。 Pinheiro于1992年提出了零电压开关脉宽调制三电平变换器[3]。该变换器的优点在于其开关管的电压应力为输入电压的一半，因此此类变换器被广泛应用于高输入电压的应用场合，同时由于此类变换器的输出滤波器大大减小，可以提高变换器的动态响应速度，因此也被广泛应用于电压调整模块之类的低压大电流应用场合[4-5]。