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运动控制课程设计

运动控制系统

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‘

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前言

一、性能指标

σi ≤5% σi ≤10% 二、设计对象参数

kW P nom 60= V

U nom 220= A I nom 305= min /1000r n nom = s T l 012.0=

s T m 12.0= r V C e min/2.0?= Ω=∑18.0R 30=S K s T oi 0025.0=

s T o 014.0= 2.1=λ V U nm 10*= V U im

10*

第1章电力拖动不可逆直流调速系统主电路设计 (4)

1.1整流电路和整流器件的选择 (4)

1.1.1整流电路：三相全控桥式整流电路 (4)

1.1.2整流器件：功率场效应晶体管 (7)

1.2整流变压器参数的计算 (11)

1.2.1换相过程与换相重叠角 (11)

1.2.2换相期间的整流电压 (12)

1.2.3换相压降 (12)

1.2.4换相重叠角γ (13)

1.3整流器件的保护 (13)

1.3.1过电压保护 (13)

1.3.2过电流保护 (14)

1.4平波电抗器参数的计算 (14)

1.5触发电路的选择 (15)

第2章控制电路的设计 (16)

2.1建立双闭环不可逆直流调速系统的动态数学模型 (16)

2.1.1起动动过程分析 (16)

2.1.2双闭环直流调速系统 (17)

2.2电流调节器的设计计算 (18)

2.3转速调节器的设计计算 (21)

2.3.1转速调节器设计 (21)

2.3.2转速调节器参数选择 (23)

第3章设计心得 (25)

第4章参考文献 (25)

第1章电力拖动不可逆直流调速系统主电路设计

1.1整流电路和整流器件的选择

1.1.1整流电路：三相全控桥式整流电路

(1)电路结构

目前整流电路中，应用最广泛的是三相全控桥式整流电路。三相全控桥式整流电路习惯上将其中的阴极连接在一起的三个晶闸管(VT1，VT3，VT5)称为共阴极组；阳极连接在一起的三个晶闸管(VT4，VT6，VT2)称谓共阳极组。习惯上希望晶闸管按从1至6的顺序导通。共阴极组u、v、w三相电源相接的三个晶闸管分别为VT1、VT3、VT5，共阳极组中与u、v、w三相电源相接的三个晶闸管分别为VT4、VT6、VT2。电路原理图如图。

(2)三相全控桥式整流电路（电阻性负载）

1) 工作原理（α=0o时）

图1-1 三相全控桥式整流电路带电阻负载α=0°时的波形

一个周期内，晶闸管的导通顺序T1→VT2→VT3→VT4 →VT5→VT6。将一周期相电压分为六个区间：

①在21~t t ωω区间：u 相电压最高，VT1触发导通，v 相电压最低，VT6触发导通，负载输出电压uv d u u =。

②在32~t t ωω区间：u 相电压最高，VT1触发导通，w 相电压最低，VT2触发导通，负载输出电压uw d u u =。

③在43~t t ωω区间：v 相电压最高，VT3触发导通，w 相电压最低，VT2触发导通，负载输出电压vw d u u =。

④在54~t t ωω区间：v 相电压最高，VT3触发导通，u 相电压最低，VT4触发导通，负载输出电压vu d u u =。

⑤在65~t t ωω区间：w 相电压最高，VT5触发导通，u 相电压最低，VT4触发导通，负载输出电压wu d u u =。

⑥在76~t t ωω区间：w 相电压最高，VT5触发导通，v 相电压最低，VT6触发导通，负载输出电压wv d u u =。

d1u d

u 0

60=α2u d2u 2L u T1

u uv u uw

u 0

u u v u w u t

ωu

u I II III IV V VI

uv u vu u wv

u uw u vw u wu u t

ωt

ω3-17

图1-2 三相桥式全控整流电路带电阻负载α =60度时的波形

d1u d

u 0

2u d2u 2L u 2i 0

u u v u w u t

ωu

u uv u wv

u uw u wu u t

ωt ωvu u vw u d i t ωT1i 00

图1-3 三相桥式全控整流电路带电阻负载α =90度时的波形

2)三相全控桥式整流电路的工作特点：

①任何时候共阴、共阳极组各有一只元件同时导通才能形成电流通路。 ②共阴极组晶闸管VT1、VT3、VT5，按相序依次触发导通，相位互差120o，共阳极组VT2、VT4、VT6，相位相差120o，同一相的晶闸管相位相差180o。每个晶闸管导通角120o；

③输出电压ud 由六段线电压组成，每周期脉动六次，每周期脉动频率为300Hz 。

④晶闸管承受的电压波形与三相半波同，只与晶闸管导通情况有关，波形由3段组成：一段为零(忽略导通时的压降)，两段为线电压。晶闸管承受最大正、反向电压的关系也相同。

⑤ 变压器二次绕组流过正负两个方向的电流，消除了变压器的直流磁化，提高了变压器的利用率。

⑥对触发脉冲的要求：要使电路正常工作，需保证应同时导通的2个晶闸管均有脉冲，常用的方法有两种：一种是宽脉冲触发，它要求触发脉冲的宽度大于60o（一般为80o～100o），另一种是双窄脉冲触发，即触发一个晶闸管时，向小一个序号的晶闸管补发脉冲。宽脉冲触发要求触发功率大，易使脉冲变压器饱和，所以多采用双窄脉冲触发。

电阻性负载α≤60o时的ud 波形连续，α＞60o时ud 波形断续。α=120o时，输出电压为零Ud=0，三相全控桥式整流电路电阻性负载移相范围为0o～120o。晶闸管两端承受的最大正反向电压是变压器二次线电压的峰值

(3)三相桥式全控整流电路（阻感性负载） 1)工作情况分析

当α≤60o时，电感性负载的工作情况与电阻负载相似，各晶闸管的通断情况、输出整流电压ud 波形、晶闸管承受的电压波形都一样；区别在于由于电感的作用，使得负载电流波形变得平直，当电感足够大的时候，负载电流的波形近似为一条水平线。

α＞60o时，电感性负载时的工作情况与电阻负载不同，由于负载电感感应电势的作用，ud 波形会出现负的部分。下图是带电感性负载α=90o时的波形，可看出，α=90o时，ud 波形上下对称，平均值为零，因此带电感性负载三相桥式全控整流电路的α角移相范围为90度。

d1u d

u 0

2u d2u 2L u 0

u u v u w u t

ωu

u uv u wv

u uw u wu u t

ωt ω3-19

vu u vw u d i t

ωT1i 0

0=α1t ω

图1-4 三相桥式全控整流电路带电感性负载α =0度时的波形

d1u d

u 0

2u d2u T1

u 0

u u v u w u t

ωu

u uv u wv

u uw u wu u t

ωvu u vw u 0

ωI

III

90=αuv

u uw

u 3-20

t ω

图1-5 三相桥式整流电路带电感性负载， α =90度时的波形

1.1.2整流器件：功率场效应晶体管

功率场效应晶体管，简称P-MOSFET 。特点是：属电压全控型器件、控制极静态内阻极高、驱动功率很小、工作频率高、热稳定性优良、无二次击穿、安全工

作区宽和跨导线性度高等。但P-MOSFET 的电流容量小、耐压低、功率不易做得过大。常用于中小功率开关电路中。

根据导电沟道的类型可分为N 沟道和P 沟道两大类；根据零栅压时器件的导电状态分为耗尽型和增强型两类；目前功率MOSFET 的容量水平为50A ／500 V ，频率为100kHz 。 (1)P-MOSFET 的结构和工作原理 1）P-MOSFET 的结构

P-MOSFET 和小功率MOS 管导电机理相同，但在结构上有较大的区别。小功率MOS 管是一次扩散形成的器件，其栅极G 、源极S 和漏极D 在芯片的同一侧。而P-MOSFET 主要采用立式结构，其三个外引电极与小功率MOS 管相同，为栅极G 、源极S 和漏极D ，但不在芯片的同一侧。功率场效应管的导电沟道分为N 沟道和P 沟道，栅偏压为零时漏源极之间就存在导电沟道的称为耗尽型，栅偏压大于零（N 沟道）才存在导电沟道的称为增强型。

下图是P-MOSFET 的结构示意图和电气图形符号。

1-20

+++

+++++++++++++++

绝缘膜

栅极G

源极S

漏极D N

(a)

++++++

+++绝缘膜

栅极G

源极S

漏极D N P

N P

(b)

---+++---N

+++绝缘膜

栅极G

源极S

漏极D N P

N P

(c)

-----+++

------N

图1-6 P-MOSFET 的结构示意图

S D

N 沟道(a)

P 沟道(b)

图1-7 P-MOSFET 的电气符号

上图是P-MOSFET 的电气图形符号，图a 表示N 沟道功率场效应管，电子流出源极；图b 表示P 沟道功率场效应管，空穴流入源极。

从结构上看，P-MOSFET 还含有一个寄生二极管，该寄生二极管的阳极和阴极就是功率MOSFET 的S 极和D 极，它是与MOSFET 不可分割的整体，使P-MOSFET 无反向阻断能力。图中所示虚线为寄生二极管。

2）P-MOSFET 的工作原理

①栅源极电压0 GS U 时，栅极下的P 型区表面呈现空穴堆积状态，不可能出

现反型层，无法沟通漏源。此时，即使在漏源之间施加电压，MOS 管也不会导通。如图a 所示。

②当栅源极电压0>GS U 且不够充分时，栅极下面的P 型区表面呈现耗尽状态，还是无法沟通漏源，此时MOS 管仍保持关断状态。如图b 所示。

③当栅源极电压GS U 达到或超过一定值时，栅极下面的硅表面从P 型反型成N 型，形成N 型沟道把源区和漏区联系起来，从而把漏源沟通，使MOS 管进入导通状态。如图c 所示。

(2) P-MOSFET 的特性和参数 1）转移特性

转移特性是指在输出特性的饱和区内，DS U 维持不变时，GS U 与D I 之间的关系曲线，如右图所示。转移特性表征器件输入电压对输出电流的控制作用和放大能力。图中T U 是P-MOSFET 的开启电压(又称阀值电压)。

2）P-MOSFET 的输出特性

(a)

图1-22

I DS

U 0

10GS3=U V 8GS2=U V

4GS1=U 0

GS0=U II

III

U (b)

图1-8 P-MOSFET 的输出特性曲线

P-MOSFET 输出特性反映的是：当GS U 一定时， D I 与DS U 间的关系曲线族.它分为三个区域，即线性导电区I ，饱和恒流区II 和雪崩击穿区III 。

在线性导电区Ⅰ内，D I 与DS U 几乎呈线性关系。在饱和恒流区Ⅱ中，当GS U 不变时，D I 趋于不变。

当UDS 增大至使漏极PN 结反偏电压过高，发生雪崩击穿，D I 突然增加，此时进入雪崩区Ⅲ，直至器件损坏。

当P-MOSFET 用作电子开关时，导通时它必须工作在线性导电区I 。P-MOSFET 无反向阻断能力，在D-S 极间加反向电压时器件导通，可看作是逆导器件。

3）P-MOSFET 的开关特性

因为MOSFET 存在输入电容i C ，i C 有充电过程，栅极电压GS U 呈指数曲线上

升，当GS U 上升到开启电压T U 时，开始出现漏极电流D i ，从脉冲电压的前沿到D i 出现，这段时间称为开通延迟时间d t 。

随着GS U 增加，D i 上升，从有D i 到D i 达到稳态值所用时间称为上升时间r t 。开通时间on t 可表示为

r d on t t t +=

当脉冲电压下降到零时，栅极输入电容i C 通过信号源内阻S R 和栅极电阻G

R 开始放电，栅极电压GS U 按指数曲线下降，当下降到GSP U 时，漏极电流才开始减小，这段时间称为关断延迟时间s t 。

之后，i C 继续放电，从D i 减小，到T GS U U <沟道关断，D i 下降到零。这段时间称为下降时间f t 。关断时间off t 可表示为

f s off t t t +=

由上分析可知，改变信号源内阻S R ，可改变i C 充、放电时间常数，影响开关速度。

图1-9 P-MOSFET 的开关特性

4)P-MOSFET 的主要参数

①漏源击穿电压DS BU ：该电压决定了P-MOSFET 的最高工作电压。 ②栅源击穿电压GS BU ：该电压表征了P-MOSFET 栅源之间能承受的最高电压。

③漏极最大电流D I ：表征P-MOSFET 的电流容量。

④开启电压T U ：又称阈值电压，它是指P-MOSFET 流过一定量的漏极电流时的最小栅源电压。

⑤通态电阻on R ：通态电阻on R 是指在确定的栅源电压GS U 下，功率MOSFET 处于恒流区时的直流电阻，是影响最大输出功率的重要参数。

⑥极间电容：P-MOSFET 的极间电容是影响其开关速度的主要因素。其极间电容分为两类；一类为GS C 和GD C ，它们由MOS 结构的绝缘层形成，其电容量的大小由栅极的几何形状和绝缘层的厚度决定；另一类是DS C ，它由PN 结构成，其数值大小由沟道面积和有关结的反偏程度决定。

厂家提供的是漏源短路时的输入电容i C 、共源极输出电容out C 及反馈电容

f C ，它们与各极间电容关系表达式为

GD GS i C C C += ；GD DS out C C C += ；GD f C C = 显然，i C ﹑out C 和f C 均与漏源电容GD C 有关。

1.2整流变压器参数的计算

前面介绍的各种整流电路都是在理想工作状态下的工作情况，即假设：（1）变压器的漏抗、绕组电阻和励磁电流都可忽略；（2）晶闸管元件是理想的。

但实际的交流供电电源总存在电源阻抗，如电源变压器的漏电抗、导线电阻以及为了限制短路电流而加上的交流进线电抗器等。由于电感电流不能突变，因此换相过程不能瞬时完成。

1.2.1换相过程与换相重叠角

以三相半波可控整流电路为例来讨论换相过程。

假设三相漏抗相等，忽略交流侧的电阻，负载电感足够大，则负载电流连续且平直。以晶闸管从u 相换到v 相为例，VT1已导通。当α=30°时触发VT2，由于变压器漏抗的作用，VT1不立即关断，u 相电流k d u i I i -=逐渐减小到零；VT2导通，0=V i 逐渐增加到d I 。换相过程中，两个晶闸管同时导通，在vu u 电压作用下产生短路电流k i ，当 0=u i ， d v I i =时，u 相和v 相之间完成了换相。

B L B

L B L u

v w

1VT 2VT 3

VT d

u K

i L

u i v i w i Tr

(a)

ωd

u t

ωd i 3-23

α0

i v i w i u i w i u u v u w

u (b)

图1-10 考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形 1.2.2换相期间的整流电压

换相回路电压平衡方程

dt di L u u k

u v 2=-

换相期间变压器漏感LB 两端的电压

)

(21u v

k B u u dt di L -=

换相期间输出电压

)(21v u k B v k B

u d u u dt di

L u dt di L u u +=-=+=

1.2.3换相压降

由波形可以看出：与不考虑变压器漏抗的情况比较，整流电压波形少了一块

阴影部分，缺少部分为：

B k d 0B B d v d 2d 2)(d d /21)(d )(/21I X m i L m t d t i L m t u u m u I k π

ωπωπωπγααγαα===-=????++

式中 B X —漏感为B L 的变压器每相折算到二次侧的漏电抗，B B L X ω= 单相双半波电路m=2，三相半波m=3，三相桥式电路m=6

说明：对于单相全控桥，换相压降的计算上述通式不成立，因为单相全控桥虽然每周期换相2次(m=2)，但换相过程中k i 是从-d I 增加到d I ，所以上式)中的d I 应该带入2d I ，故对于单相全控桥有：

d 2I X U π

1.2.4换相重叠角γ

对下式：

2B u v k

2)6

5(sin 6)2/()(L t U L u u dt

di πω-

=-=

两边积分，可得

m u I X /sin 2)cos(cos 2d

B πγαα=

显然，当α一定时，B X 、d I 增大，则γ增大，换流时间增大；B X 、d I 一定时，γ随α角的增大而减小。

（1）与换相压降的讨论一样，对单相全控桥有m=2，d I 应该带入2d I ，故有

2B d 62)cos(cos U X I =

+-γαα

（2）对三相桥式电路，m=6，三相桥式电路等效为相电压为的六相半波整流电路，

d 22)cos(cos U X I =

+-γαα

变压器漏感B L 的存在可以限制短路电流，限制电流变化率t i d d / 。但也会引起电网波形畸变，使t u d d /加大，影响其他负载；会使功率因数降低，输出电压脉动增大，降低电压调整率。

1.3整流器件的保护

1.3.1过电压保护

电力电子装置中可能发生的过电压分为外因过电压和内因过电压两类。外因过电压主要来自雷击和系统中的操作过程等外部原因，包括：

（1）操作过电压：由分闸、合闸等开关操作引起的过电压，电网侧的操作过电压会由供电变压器电磁感应耦合，或由变压器绕组之间存在的分布电容静电感应偶合过来。

（2）雷击过电压：由雷击引起的过电压。

内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程，包括：

（1）换相过电压：由于晶闸管或者与全控型器件反并联的续流二极管在换

相结束后不能立刻恢复阻断能力，因而有较大的反向电流流过，使残存的载流子恢复，而当其恢复了阻断能力时，反向电流急剧减小，这样的电流突然会因线路电感而在晶闸管阴阳极之间或与续流二极管反并联的全控型器件两端产生过电压。

（2）关断过电压：全控型器件在较高频率下工作，当器件关断时，因正向电流的迅速降低而由线路电感在器件两端感应出的过电压。

图1-11 过电压抑制措施及配置的位置

1.3.2过电流保护

过电流分为过载和短路两种情况，常采用快速熔断器、直流快速熔断器和过电流继电器是较为常用的措施。

电子电路作为第一保护措施，快速熔断器仅作为短路时的部分区段的保护，直流快速断路器整定在电子电路动作之后实现保护，过电流继电器整定在过载时动作。

采用快速熔断器是电力电子装置最有效、应用最广的一种过电流保护措施。在此设计中亦选用快速熔断器。

快熔对器件的保护方式可分为全保护和短路保护两种。全保护是指不论过载还是短路均由快熔进行保护，此方式只适用于小功率装置或器件使用裕度较大的

场合。

1.4平波电抗器参数的计算

平波电抗器用于整流以后的直流回路中。整流电路的脉波数总是有限的，在输出的整直电压中总是有纹波的。这种纹波往往是有害的，需要由平波电抗器加以抑制。直流输电的换流站都装有平波电抗器，使输出的直流接近于理想直流。直流供电的晶闸管电气传动中，平波电抗器也是不可少的。平波电抗器与直流滤波器一起构成高压直流换流站直流侧的直流谐波滤波回路。平波电抗器一般串接在每个极换流器的直流输出端与直流线路之间,是高压直流换流站的重要设备之一。

在直流调速系统中，脉动电流会增加电机的发热，同时也产生脉动转矩，对机械生产不利。为了避免或减轻这种影响，需采用抑制电流脉动的措施，主要是：（1）增加整流电路相数，或采用多重化技术。

（2）设置平波电抗器

平波电抗器的电感一般按低速轻载或只保证电流连续的条件来选择。通常首

I（以A为单位），再利用它计算所需的总电感量（以mH为单先给定最小电流

min

位），减去电枢电感，即得平波电抗器应有的电感值。

为了使负载电流得到平滑的直流,通常在整流输出端串入带有气隙铁心的电抗器。

min

0.693

d U L I 一般取min

d I 为电动机额定电流的5%到10%。上式取电动机额定电流10%

1.5触发电路的选择

晶闸管可控整流电路通过控制触发角α的大小即控制触发脉冲起始相位来控制输出电压大小。为保证相控电路正常工作，很重要的是应保证按触发角α的大小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。对于相控电路这样使用晶闸管的场合，习惯称为触发电路。大、中功率的交流器广泛应用的是晶闸管触发电路，其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。可靠性高，技术性能好，体积小，功率低，调试方便。晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路。此外就是采用集成触发产生触发脉冲。

图1-12 三相全控桥整流电路的集成触发电路

为了让变流器按规律正确工作，同步电压的相位极为重要，它应能准确提供自然换相点，保证在移相范围内对晶闸管元件进行移相控制，从而可对输出电压进行连续控制。

在已知整流变压器的接线组别，选择同步变压器时的定相步骤如下：

（1）据整流变压器的接线组别，绘制主电路变压器次级电压的向量图，有VT1的移相范围和触发电路移相控制原理，确定触发电路需要的同步信号2s u 的

相位。

(2）选取超前2s u 相位π/3或π/6的电压为同步电压1s u ，确定阻容滤波器；由相控触发电路同步方式确定同步变压器次级相数；由主电路电压向量图及对

1s u 的相位要求确定同步变压器的接线组别。

(3）按相位关系选取其他元件的同步电压。当为三相桥式全控变流电路且为按元件独立同步时，各元件的同步电压应按顺序滞后π/3，从而可以确定其他各元件的同步电压1s u 。

第2章控制电路的设计

2.1建立双闭环不可逆直流调速系统的动态数学模型

2.1.1起动动过程分析

按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。我们希望能实现控制：起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈；稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。双闭环控制电路的稳态工作原理的分析，可以根据系统的稳态结构框图来分析，分析稳态工作原理的关键是要了解PI 调节器的稳态特征，一般都会存在着两种状况：饱和——输出达到限幅值，不饱和——输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI 的作用使输入偏差电压在稳态时总为零。在实际的正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，只有转速调节器饱和和不饱和两种情况。

当转速调节器不饱和时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零。而当转速调节器饱和时，ASR 输出达到限幅值，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。在稳态工作点上，转速是由给定电压决定的，ASR 的输出量是由负载电流决定的，而控制电压的大小则同时取决于转速和负载电流。PI 调节器的输出量在动态过程中决定于输入量的积分，到达稳态时，输入为零，输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。

双闭环调速系统的静特性在负载电流小于dm I 时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主要调节作用。当负载电流达到dm I 时，对应于转速调节器的饱和输出，这时，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个PI 调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这

样的静特性比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性好

最后是对其动态抗干扰性能的分析，对于调速系统，最重要的动态性能是抗干扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。负载扰动作用在电流环之后，因此只能靠转速调节器ASR 来产生抗负载扰动的作用。就静特性而言，系统对它们的抗干扰效果是一样的。但从动态性能上看，由于扰动作用点不同，存在着能否及时调节的差别。负载扰动能够比较快地反映到被调量n 上，从而得到调节，而电网电压扰动的作用电力被调量稍远，调节作用受到延滞，因此单闭环调速系统抑制电压扰动的性能要差一点。

综上所述，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗干扰性能大有改善。因此，在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。

2.1.2双闭环直流调速系统

双闭环直流调速系统中设置了两个调节器, 即转速调节器(ASR)和电流调节器(ACR), 分别调节转速和电流, 即分别引入转速负反馈和电流负反馈，两者之间实行嵌套连接，电流反馈作为内环，转速调反馈作为外环。

图2-1 转速、电流反馈控制直流调速系统原理图 ASR —转速调节器 ACR —电流调节器 TG —测速发电机

TA —电流互感器 UPE —电力电子变换器

图2-2 双闭环直流调速系统原理图

图2-2中，两个调节器的输出都是带限幅作用的。转速调节器ASR 的输出限

幅电压*

im U 决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR 的输出限幅电压cm U 限

制了电力电子变换器的最大输出电压

U。

双闭环直流调速系统由给定电压、转速调节器、电流调节器、三相集成触发器、三相全控桥、直流电动机及转速、电流检测装置组成，其中主电路中串入平波电抗器，以抑制电流脉动，消除因脉动电流引起的电机发热以及产生的脉动转矩对生产机械的不利影响。

图2-3 双闭环直流调速系统稳态结构图

2.2电流调节器的设计计算

用工程设计方法来设计转速、电流反馈控制直流调速系统的原则是先内环后外环。因此，电流反馈作为内，首先进行电流调节器的设计，然后再进行转速调节器的设计。

图2-4 双闭环直流调速系统动态结构图

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改

成

)

(*s

i，则电流环便等效成单位负反馈系统。

ACR

U c (s )

K s /R (T s s+1)(T l s+1)

I d (s )

U *i (s )

T 0i s+1

图2-5 电流环的动态结构框图及其化简（等效成单位负反馈系统）

最后，由于s T 和oi T 一般都比l T 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为

oi s i T T T +=∑

查表得，三相桥式电路的平均失控时间为

0.0017s T s

=，电流滤波时间常数

T 。三相桥式电路的每个波头的时间是3.3ms ，为了基本滤平波头，应有（1～2）

ms T oi 33.3=，因此取s T oi 0025.0=电流环小时间常数之和

s T T T oi s i 0042.0=+=∑。

简化的近似条件为：oi

s ci T T 1

31≤

电流环结构图最终简化成图2-6。

ACR

U c (s )

βK s /R

(T l s+1)(T ∑i s+1)

I d (s )

U *i (s )

图2-23c

图2-6 电流环的动态结构框图及其化简（小惯性环节的近似处理）

(1)电流调节器结构的选择根据设计要求：电流超调量小于5％，转速超调量小于10％,可按典型I 型系统设计电路调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI 型电流调节器其传递函数为：

s K s i i i ACR W ττ)

1()(+=

式中 i K — 电流调节器的比例系数；

i τ — 电流调节器的超前时间常数。

检查对电源电压的抗扰性能：

86.20042

.0012.0≈≈∑i l T T , 参照典型I 型系统动态抗扰性能指标与参数的关系表1，可知各项指标都是可以接受的。

21T T T T m ==

51 101 201 30

1 %100max

??b

C C 27.8% 16.6% 9.3% 6.5% T t m / 2.8 3.4 3.8 4.0 T t v /

14.7

21.7

28.7

30.4

表1 典型I 型系统动态跟随性能指标与参数的关系

(2)电流调节器的参数

电流调节器超前时间常数：s T l i 012.0==τ。

电流反馈系数：03.0305

**====

nom im dm im I U I U β 电流开环增益：要求%5≤i σ时，查表得，应选取

5.0=∑i I T K ，因此，有：

05.1190042

.05.05.0--∑≈==

s s T K i I 于是，ACR 的比例系数为：

286.003

.03018

.0012.005.119≈???==

βτS i I i K R K K 。 (3)校验近似条件

电流环截止频率：105.119-==s K I ci ω 1)校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件

ci S s s T ω>≈?=--111.1960017

.031

31，满足近似条件。 2)校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件