正弦脉宽调制
正弦脉宽调制（SPWM）控制
为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波，使电动机的输出转矩平稳，从而获得优秀的工作性能，现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成，采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm 控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。
图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列
3.1 正弦脉宽调制原理
一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的，因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波，如图3-1所示。图中，在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12)，如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等，则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积，也即有等效的作用。为了提高等效的精度，矩形波的个数越多越好，显然，矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。
在通用变频器采用的交-直-交变频装置中，前级整流器是不可控的，给逆变器供电的是直流电源，其幅值恒定。从这点出发，设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2)，只要每个脉冲波的面积都相等，也应该能实现与正弦波等效的功能，称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如，把正弦半波分作n等分(在图3-2中，n=9)，把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合，这样就形成spwm波形。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列负脉冲波等效。这种正弦波正、负半周分别用正、负脉冲等效的spwm波形称作单极式spwm。
图3-2 spwm波形
图3-3是spwm变压变频器主电路的原理图，图中vt1~vt6是逆变器的六个全控型功率开关器件，它们各有一个续流二极管(vd1~vd6)和它反并联接。整个逆变器由三相不可控整流器供电，所提供的直流恒值电压为u d。
图3-3 spwm变压变频器主电路原理图
某一相的单极式spwm波形是由逆变器该相上(或下)桥臂中一个功率开关器件反复导通和关断形成的。在正弦脉宽调制方法中，利用正弦波作调制波(modulation wa ve)，受它调制的信号称为载波(carrier wave)，常用等腰三角波作载波。当调制波与载波相交时(见图3-4a)，其交点决定了逆变器开关器件的通断时刻。例如：当a 相的调制波电压u ra高于载波电压u t时，使开关器件vt1导通，输出正的脉冲电压(见图3-4b)；当u ra低于u t时，使vt1关断，输出电压下降为零。在u ra的负半周中，可用类似的方法控制下桥臂的vt4，输出负的脉冲电压序列。若改变调制波的频率，输出电压基波的频率也随之改变；降低调制波的幅值时，如图中的，各段脉冲宽度变窄，输出电压的基波幅值也相应减小。
a)正弦调制波与三角载波
b) 输出的spwm波
图3-4 单极式脉宽调制波的形成
上述单极式spwm波形在半周内的脉冲电压只在“正”(或“负”)和“零”之间变化，主电路每相只有一个开关器件反复通断。如果让同一桥臂上、下两个开关器件互补地导通与关断，则输出脉冲在“正”和“负”之间变化，就得到双极式的spwm波形。图3-5绘出了三相双极式正弦脉宽调制波形，其调制方法和单极式相似，只是输出脉冲电压的极性不同。当a相调制波u ra>u t时，vt1导通，vt4关断，节点a与直流电源中点o`间的相电压为u a0’=+u d/2(图3-5b)；当u ra< u t时，vt1关断而vt4导通，则u a0’=－u d/2。所以a相电压u a0’=f(t)是以+u d/2和－u d/2为幅值作正、负跳变
的脉冲波形。同理，图3-5c的u b0’=f(t)是由vt3和vt6交替导通得到的，图3-5d 的u c0’=f(t)是由vt5和vt2交替导通得到的。由u a0’和u b0’相减，可得逆变器输出的线电压u ab=f(t)(图3-5e)，也就是负载上的线电压，其脉冲幅值为+ud和－ud。可见，线电压的spwm波是由±u d和0三种电平构成的。
图3-5 三相桥式pwm逆变器的双极性spwm波形
图5-20中的u ao`、u bo`与u co`是逆变器输出端a、b、c分别与直流电源中点o`之间的电压，o`点与负载的零点o并不一定是等电位的，u ao`等并不代表负载上的相电压。令负载零点o与直流电源中点o`之间的电压为u oo`，则负载各相的相电压分别为
(3-1)
将式(3-1)中各式相加并整理后得
一般负载三相对称，则u ao+u bo+u co=0，故有
(3-2)
由此可求得a相负载电压为
(3-3)
在图3-5f中绘出了相应的负载a相电压波形，u bo和u co波形与此相似。
3.2 spwm波的基波电压
对电动机来说，有用的是电压的基波，希望spwm波形中基波的成分越大越好。为了找出基波电压，须将spwm脉冲序列波u(t)展开成傅氏级数，由于各相电压正、负半波及其左、右均对称，它是一个奇次正弦周期函数，其一般表达式为
式中
(3-4)
要把包含n个矩形脉冲的u(t)代入上式，必须先求得每个脉冲的起始相位和终了相位。在图3-5中，由于在原点处三角波是从负的顶点开始出现的，所以第i个脉冲中心点的相位应为
(3-5)
于是，第i个脉冲的起始相位为
终了相位为
其中δi是第i个脉冲的宽度。把各脉冲起始和终了相位代入式(3-4)中，可得
(3-6)
故
(3-7)
以k=1代入式(3-7)，可得输出电压的基波幅值。当半个周期内的脉冲数n不太少时，各脉冲的宽度δi都不大，可以近似地认为sinδi/2≈δi/2，因此
(3-8)
可见输出基波电压幅值u1m与各段脉宽δi有着直接的关系，它说明调节参考信号的幅值从而改变各个脉冲的宽度时，就可实现对逆变器输出电压基波幅值的平滑调节。根据脉冲与相关段正弦波面积相等的等效原则可以导出
(3-9)
将式(3-5)、式(3-9)代入式(3-8)，得
(3-10)
可以证明，除n=1以外，有限项三角级数
而n=1是没有意义的，因此由式(3-10)可得
u1m=u m
也就是说，spwm逆变器输出脉冲波序列的基波电压正是调制时所要求的正弦波幅值电压。当然，这个结论是在作出前述的近似条件下得到的，即n不太少，sinπ/2n ≈π/2n，且sinδi/2≈δi/2。当这些条件成立时，spwm变压变频器能很好地满足异步电动机变压变频调速的要求。
要注意到，spwm逆变器输出相电压的基波和常规六拍阶梯波的交-直-交变压变频器相比要小一些，据有关资料介绍，仅为其86%~90%，这样就影响了电机额定电压的充
分利用。为了弥补这个不足，在spwm逆变器的直流回路中常并联相当大的滤波电容，以抬高逆变器的直流电源电压u d。
3.3 脉宽调制的制约条件
根据脉宽调制的特点，逆变器主电路的功率开关器件在其输出电压半周内要开关n 次。如果把期望的正弦波分段越多，则n越大，脉冲波序列的脉宽δi越小，上述分析结论的准确性越高，spwm波的基波就更接近期望的正弦波。但是，功率开关器件本身的开关能力是有限的，因此，在应用脉宽调制技术时必然要受到一定条件的制约，这主要表现在以下两个方面。
3.3.1 功率开关器件的开关频率
各种电力电子器件的开关频率受到其固有的开关时间和开关损耗的限制，全控型器件常用的开关频率如下：双极型电力晶体管(bjt)开关频率可达1~5khz，可关断晶闸管(gto)开关频率为1~2khz，功率场效应管(p-mosfet)开关频率可达50khz，而目前最常用的绝缘栅双极晶体管(igbt)开关频率为5～20khz。
定义载波频率f t与参考调制波频率f r之比为载波比n(carrier ratio)，即
(3-11)
相对于前述spwm波形半个周期内的脉冲数 n来说，应有n=2n。为了使逆变器的输出尽量接近正弦波，应尽可能增大载波比，但若从功率开关器件本身的允许开关频率来看，载波比又不能太大。n值应受到下列条件的制约：
(3-12)
式(3-12)中的分母实际上就是spwm变频器的最高输出频率。
3.3.2 最小间歇时间与调制度
为保证主电路开关器件的安全工作，必须使调制的脉冲波有个最小脉宽与最小间歇的限制，以保证最小脉冲宽度大于开关器件的导通时间t on，而最小脉冲间歇大于器件的关断时间t off。在脉宽调制时，若n为偶数，调制信号的幅值u rm与三角载波相交的两点恰好是一个脉冲的间歇。为了保证最小间歇时间大于t off，必须使u rm低于三角载波的峰值u tm。为此，定义u rm与u tm之比为调制度m，即
(3-13)
在理想情况下，m值可在0~1之间变化，以调节逆变器输出电压的大小。实际上，m 总是小于1的，在n较大时，一般取最高的m=0.8~0.9。
3.4 同步调制与异步调制
在实行spwm时，视载波比n的变化与否，有同步调制与异步调制之分。
3.4.1 同步调制
在同步调制方式中，n＝常数，变频时三角载波的频率与正弦调制波的频率同步改变，因而输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。如果取n等于3的倍数，则同步调制能保证输出波形的正、负半波始终对称，并能严格保证三相输出波形间具有互差 120°的对称关系。但是，当输出频率很低时，由于相邻两脉冲间的间距增大，谐波会显著增加，使负载电动机产生较大脉动转矩和较强的噪声，这是同步调制方式的主要缺点。
3.4.2 异步调制
为了消除同步调制的缺点，可以采用异步调制方式。顾名思义，异步调制时，在变压变频器的整个变频范围内，载波比n不等于常数。一般在改变调制波频率fr时保持三角载波频率ft不变，因而提高了低频时的载波比。这样输出电压半波内的矩形脉冲数可随输出频率的降低而增加，从而减少负载电动机的转矩脉动与噪声，改善了系统的低频工作性能。
有一利必有一弊，异步调制方式在改善低频工作性能的同时，又失去了同步调制的优点。当载波比n随着输出频率的降低而连续变化时，它不可能总是3的倍数，势必使输出电压波形及其相位都发生变化，难以保持三相输出的对称性，可能引起电动机工作的不平稳。
3.4.3 分段同步调制
为了扬长避短，可将同步调制和异步调制结合起来，成为分段同步调制方式，实用的spwm变压变频器多采用这种方式。
在一定频率范围内采用同步调制，可保持输出波形对称的优点，但频率降低较多时，如果仍保持载波比n不变，输出电压谐波将会增大。为了避免这个缺点，可以采纳异步调制的长处，使载波比分段有级地加大，这就是分段同步调制方式。具体地说，把整个变频范围划分成若干频段，在每个频段内都维持载波比n恒定，而对不同的频段取不同的n值，频率低时，n值取大些，一般大致按等比级数安排。表3-1给出了一个系统的频段和载波比的分配，以资参考。
图3-6所示是与表3-1相应的f1与f t的关系曲线。由图可见，在输出频率f1的不同频段内用不同的n值进行同步调制，使各频段开关频率的变化范围基本一致，以适应功率开关器件对开关频率的限制。
图3-6 分段同步调制时输出频率与开关频率的关系曲线
上述图表的设计计算方法如下：已知变频器要求的输出频率范围为5~60hz，用igbt 作开关器件，取最大开关频率为5.5khz左右，最小开关频率在最大开关频率的1/2 ~2/3之间，视分段数要求而定。
现取输出频率上限为62hz，则第一段载波比为
取n为3的整数倍数，则n1=90，修正后，
若取，计算后得
取整数，则 f1min=41hz,f tmin=41×90=3690hz。以下各段依此类推，可得表3-1中各行的数据。
分段同步调制虽然比较麻烦，但在微电子技术迅速发展的今天，这种调制方式是很容易实现的。
3.5 spwm控制方法
采用高开关频率的全控型电力电子器件组成逆变电路时，先假定器件的开与关均无延时，于是可将要求变频器输出三相spwm波的问题转化为如何获得与其形状相同的三相spwm控制信号问题，用这些信号作为变频器中各电力电子器件的基极(栅极)驱动信号。
原始的spwm是由模拟控制实现的。图3-7是spwm变压变频器的模拟控制电路框图。三相对称的参考正弦电压调制信号u ra、u rb、u rc由参考信号发生器提供，其频率和幅值都可调。三角载波信号ut由三角波发生器提供，各相共用。它分别与每相调制信号进行比较，给出“正”的饱和输出或“零”输出，产生spwm脉冲波序列u da、u d b、u dc，作为变压变频器功率开关器件的驱动信号。spwm的模拟控制现在已很少应用，但它的原理仍是其它控制方法的基础。
图3-7spwm变压变频器的模拟控制电路
目前常用的spwm控制方法是数字控制。可以采用微机存储预先计算好的spwm波形数据表格，控制时根据指令调出；或者通过软件实时生成spwm波形；也可以采用大规模集成电路专用芯片中产生的spwm信号。下面介绍几种常用的方法。
3.5.1 自然采样法
完全按照模拟控制的方法，计算正弦调制波与三角载波的交点，从而求出相应的脉宽和脉冲间歇时刻，生成spwm波形，称为自然采样法(natural sampling)，如图3 -8所示。在图中截取了任意一段正弦调制波与三角载波的相交情况。交点a是发出脉冲的时刻，b点是结束脉冲的时刻。图3-7spwm变压变频器的模拟控制电路t c为三角载波的周期；t1为在t c时间段内在脉冲发生以前(即a点以前)的间歇时间；t2为ab之间的脉宽时间；t3为在t c时间段以内b点以后的间歇时间。显然，t c=t1+t2 +t3。
图3-8生成spwm波形的自然采样法
若以单位1代表三角载波的幅值u tm，则正弦调制波的幅值u rm就表示调制度m，正弦调制波可写作u r=msinω1t
式中，ω1是调制频率，也就是变压变频器的输出频率
由于a、b两点对三角载波的中心线并不对称，须把脉宽时间t2分成t`2和t``2两部分(见图3-8)。按相似直角三角形的几何关系，可知
经整理得
(3-14)
这是一个超越方程，其中t a、t b与载波比n、调制度m都有关系，求解困难，而且t 1≠t3，分别计算更增加了困难。因此，自然采样法虽能确切反映正弦脉宽调制的原始方法，计算结果正确，却不适于微机实时控制。
3.5.2 规则采样法
自然采样法的关键问题是，spwm波形每一个脉冲的起始和终了时刻t a和t b对三角波的中心线不对称，因而求解困难。工程上实用的方法要求算法简单，只要误差不大，允许作一些近似处理。这样就提出了各种规则采样法(regular sampling)。
规则采样法的出发点是设法在三角载波的特定时刻处确定正弦调制波的采样电压值，使脉冲的起始和终了时刻对称，这样就比较容易计算求出对应于每一个spwm
波的采样时刻。图3-9所示是一种规则采样法，以三角载波的负峰值(e点)作为采样时刻，对应的采样电压为u re。在三角载波上由u re水平线截得a、b两点，以此确定了脉宽时间t2。由于在两个三角载波波形正峰值之间的时刻即为t c，因此a点、b 点与载波各正峰值的间隔时间分别为t1和t3，且t1=t3，而相应的spwm波形相对于t c的中间时刻(载波负峰值对应的时刻)对称，这就大大简化了计算。需要指出的是，上述规则采样法所得spwm波形的起始时刻、终了时刻以及脉宽大小都不如自然采样法准确，脉冲起始时刻a点比自然采样法提前了，终了时刻b点也提前了，虽然两者提前的时间不尽相同，但终究相互之间有了一些补偿，对脉冲宽度的影响不大，所造成的误差是工程上能够允许的，毕竟规则采样法的算法简单多了。由图3-9可以看出，规则采样法的实质是用阶梯波来代替正弦波(图中粗实线所示)，从而简化了算法。只要载波比足够大，不同的阶梯波都很逼近正弦波，所造成的误差可以忽略不计。
图3-9生成spwm波的一种规则采样法
在规则采样法中，三角载波每个周期的采样时刻都是确定的，都在负峰值处，不必作图就可计算出相应时刻的正弦波值。例如采样值应依次为 msinω1t e，msin(ω1t e +t c)， msin(ω1t e+2t c），………，因而脉宽时间和间歇时间都可以很容易计算出来。由图3-9可得规则采样法的计算公式：
脉宽时间
间歇时间
(3-16)
实用的变频器多是三相的，因此还应形成三相的spwm波形。三相正弦调制波在时间上互差2π/3，而三角载波是共用的，这样就可在同一个三角载波周期内获得图3-10所示的三相spwm脉冲波形。在图中，每相的脉宽时间t a2、t b2和tc2都可用式(3 -15)计算，求三相脉宽时间的总和时，等式右边第一项相同，加起来是其三倍，第二项之和则为零，因此
(3-17)
图3-10三相spwm波形的生成三相间歇时间总和为
正弦脉宽调制(SPWM)变频器
引言 随着电力电子技术的飞速发展，正弦脉宽调制（SPWM）变频器也得到了大力的发展，在各个领域内得到了广泛的应用。SPWM 变频器主要应用于中小容量，高性能的交流调速系统中，这种新型的变频器具有如下的优点： (1)输出电压的幅值和频率均在逆变器内控制和调节，可以方便的实现压频比恒定控制或低频时幅值电压的补偿等功能，系统的动态性能较好; (2)功率变化只在逆变器内完成，逆变器可由二极管整流供电，电网的功率因数较高； (3)由SPWM逆变器供电的异步电机的电流波形接近正弦波，谐波分量较少，矩阵脉动小，改善了电动机的运行性能。 鉴于正弦脉宽（SPWM）变频器的上述优点，以及在实际电气传动系统中，不同设备对电源的不同需求。本文采用了新型功率器件IGBT和8031AH单片机控制系统，设计了一种新型的单相桥式SPWM变频电源。该变频电源采用恒压频比控制，即U/F为常数，能使主频率在0 ～ 100Hz内可调，且将软件设计和硬件设计结合起来，减少了硬件电路的不必要的成本，又使软件编程不至于繁锁。 本设计由我和张建忠同学合作完成，我主要作硬件原理设计参数计算与软件编程、调试等工作，具体内容在本论文中有详述。而有关硬件绘图、电路仿真及电路介绍等内容可参阅张建忠同学的毕业论文。 由于设计者的能力有限，在设计过程中得到了常宝林老师的悉心教导和大力协助，才将本设计顺利的完成。在此，向指导老师并支持过我们的各位老师表示衷心的感谢。
目录 第一章脉宽调制（PWM）逆变器 一、脉宽调制技术（PWM）及其分类…………………….. 二、正弦脉宽调制技术……………………………………… 三、同步调制和异步调制…………………………………… 四、SPWM波形的软件生成……………………………… 第二章单相桥式正弦脉宽调制（SPWM）变频电源硬件设计…… 一、设计方案及总体框图………………………………….. 二、电路原理与参数计算………………………………….. §1.主电路…………………………………………………… §2.驱动电路…………………………………………………§3. 吸收电路………………………………………………….. §4.保护电路………………………………………………….§5. 控制及接口电路…………………………………………. 第三章软件设计……………………………………………….一．对称规则采样法………………………………………….二．地址分配………………………………………………….三．程序设计…………………………………………………..四．程序调试与仿真…………………………………………五．程序清单…………………………………………………… 结束语……………………………………………………………….
脉宽调制(PWM)集成电路SG3525原理及应用
麻省理工大学 集成电路应用课程论文 论文题目：脉宽调制（PWM）集成电路SG3525 原理及应用 学院、系：电信学院电气系 专业班级：电气11 学生姓名：葉晓龍 任课教师：*** 2014 年 6 月8日
脉宽调制（PWM）集成电路SG3525的工作原理及应用 摘要：随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司（Silicon General）推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET。其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级。下面就SG3525的工作原理、管脚排列、主要特点以及应用领域等进行介绍。 关键词：PWM控制器MOSFET SG3525 开关变换器 一、概述 SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。 二、管教排列及定义 SG3525芯片引脚排列如下图所示： 引脚的功能及含义如下： 引脚1：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。 引脚2：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信
号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。 引脚3：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。 引脚4：振荡器输出端。 引脚5：振荡器定时电容接入端。 引脚6：振荡器定时电阻接入端。 引脚7：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。 引脚8：软启动电容接入端。该端通常接一只5 的软启动电容。 引脚9：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。 引脚10：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。 引脚11：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。 引脚12：信号地。 引脚13：输出级偏置电压接入端。 引脚14：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。 引脚15：偏置电源接入端。 引脚16：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。 三、主要特点及应用领域 主要特点 （1）外围电路简单，使用方便 （2）保护功能齐全 （3）软启动特性 （4）死区可调 应用领域 （1）开关电源电路 （2）随动系统直流电机调速电路
正弦脉宽调制控制
为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波，使电动机的输出转矩平稳，从而获得优秀的工作性能，现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成，采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。 图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列 3.1 正弦脉宽调制原理 一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的，因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波，如图3-1所示。图中，在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12)，如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等，则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积，也即有等效的作用。为了提高等效的精度，矩形波的个数越多越好，显然，矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。 在通用变频器采用的交-直-交变频装置中，前级整流器是不可控的，给逆变器供电的是直流电源，其幅值恒定。从这点出发，设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2)，只要每个脉冲波的面积都相等，也应该能实现与正弦波等效的功能，称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如，把正弦半波分作n等分(在图3-2中，n=9)，把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合，这样就形成spwm波形。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列负脉冲波等效。这种正弦波正、负半周分别用正、负脉冲等效的spwm 波形称作单极式spwm。
[gbk] 实验七 单相正弦波脉宽调制( [gbk] SPWM)逆变电路实验
实验七单相正弦波脉宽调制（SPWM）逆变电路实验 一、实验目的 (1)熟悉单相交直交变频电路原理及电路组成。 (2)熟悉ICL8038的功能。 (3)掌握SPWM波产生的基理。 (4)分析交直交变频电路在不同负载时的工作情况和波形，并研究工作频率对电路工作波形的影响。 采用SPWM正弦波脉宽调制，通过改变调制频率，实现交直交变频的目的。实验电路由三部分组成：即主电路, 驱动电路和控制电路。 (1)主电路部分: AC/DC (整流) DC/AC (逆变) 图4-1 主电路结构原理图 如图4-1所示, 交直流变换部分（AC/DC）为不可控整流电路（由实验挂箱DJK09提供）；逆变部分（DC/AC）由四只IGBT管组成单相桥式逆变电路，采用双极性调制方式。输出经LC低通滤波器，滤除高次谐波，得到频率可调的正弦波（基波）交流输出。 本实验设计的负载为电阻性或电阻电感性负载，在满足一定条件下,可接电阻启动式单相鼠笼式异步电动机。 (2)驱动电路: 如图4-2（以其中一路为例）所示，采用IGBT管专用驱动芯片M57962L，其输入端接控制电路产生的SPWM信号，其输出可用以直接驱动IGBT管。其特点如下： ①采用快速型的光藕实现电气隔离。 ②具有过流保护功能，通过检测IGBT管的饱和压降来判断IGBT是否过流,过流时IGBT 管CE结之间的饱和压降升到某一定值，使8脚输出低电平，在光藕TLP521的输出端OC1呈现高电平，经过流保护电路（见图4-3），使4013的输出Q端呈现低电平，送控制电路，
起到了封锁保护作用。 图4-2 驱动电路结构原理图 图4-3保护电路结构原理图 (3)控制电路: 图4-4 控制电路结构框图 TLP521 SPWM1
脉宽调制控制电路
脉宽调制控制电路 学生姓名：胡真 学号：20085042054 工业现场控制当中，经常要用到一些可变的直流电压，而一般的直流电源其值是固定不变的，为了得到可变的直流电压，我们一般采用脉宽调制控制电路，也就是我们通常所说的PWM 控制电路。该电路是利用半导体功率晶体管或晶闸管等开关器件的导通和关断，把直流电压变成电压脉冲列，控制电压脉冲的宽度或周期达到变压目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频的目的的一种变换电路，多用在开关稳压电源、不间断电源(UPS)以及交直流电机调速等控制电路中。 1. 脉宽调制控制电路的工作原理 图1 PWM 控制电路原理 基本的脉宽调制控制电路包括电压-脉宽变换器和开关式功率放大器两部分，如图1所示。运算放大器N 工作在开环状态，实现把连续电压信号变成脉冲电压信号。二极管VD 在V1关断时为感性负载RL 提供释放电感储能形成续流回路。N 的反相端输入三个信号：一个是锯齿波或三角波调制信号up ，其频率是主电路所需的开关调制频率，一般为1~4kHz ；另一个是控制电压uk ，其极性与大 U u 0 u c D
小随时可变； 再一个是负偏置电压u0，其作用是在Uc ＝0时通过Rp 的调节使比较器的输出电压Ub 为宽度相等的正负方波。当Uc>0时，锯齿波过零的时间提前，结果在输出端得到正半波比负半波窄的调制方波。当Uc<0时，锯齿波过零的时间后移，结果在输出端得到正半波比负半波宽的调制方波。 图2 PWM 控制负载的波形图 PWM 信号加到主控电路的开关管V 的基极时，负载RL 两端电压uL 的波形如图2所示。显然，通过PWM 控制改变开关管在一个开关周期T 内的导通时间τ的长短，就可实现对RL 两端平均电压UL 大小的控制。 2. 典型脉宽调制电路 2.1. 对脉宽调制器的基本要求 （1）死区要小，调宽脉冲的前后沿的斜率要大，也就是比较器的灵敏度要足够高。 （2）在设计实际电路时，应使其简单、可靠，且不受外界干扰。 （3）考虑与功率转换电路的耦合问题。 t t 2T 2T T T T +τ T +τ τ τ O O u u U U E E
正弦脉宽调制
正弦脉宽调制（SPWM）控制 为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波，使电动机的输出转矩平稳，从而获得优秀的工作性能，现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成，采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm 控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。 图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列 3.1 正弦脉宽调制原理 一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的，因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波，如图3-1所示。图中，在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12)，如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等，则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积，也即有等效的作用。为了提高等效的精度，矩形波的个数越多越好，显然，矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。
在通用变频器采用的交-直-交变频装置中，前级整流器是不可控的，给逆变器供电的是直流电源，其幅值恒定。从这点出发，设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2)，只要每个脉冲波的面积都相等，也应该能实现与正弦波等效的功能，称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如，把正弦半波分作n等分(在图3-2中，n=9)，把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合，这样就形成spwm波形。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列负脉冲波等效。这种正弦波正、负半周分别用正、负脉冲等效的spwm波形称作单极式spwm。 图3-2 spwm波形
第二节 正弦波脉宽调制SPWM控制法
第二节正弦波脉宽调制SPWM控制法 1．2．1 正弦波脉宽调制SPWM 逆变器结构 典型的交流-直流－交流逆变器的结构如图2-1-3所示。 图2-1-3：变压变频器主电路结构图 图2-1-3中，单相交流或三相交流供电经非控全波整流，变成单极性直流电压；该直流电压经有源或无源功率因素校正电路PFC（Power Factor Correct）得到直流母线电压 Udc，某些情况下功率因素校正电路可以省略。逆变器的核心电路是由六个功率开关器件Q1-Q6构成的三相逆变桥，每个桥有上下两个桥臂；上桥臂上端接直流母线电压正端（DC+），下桥臂下端接直流母线参考端（DC-）；对于交流异步电机的驱动，为防止直通，上、下桥臂通常设置为互补工作方式：上桥臂导通时，下桥臂截止；下桥臂导通时，上桥臂截止。三桥臂中间输出接至负载：三相感应电机的UVW输入端。 功率开关器件Q1-Q6可以是晶闸管GTO，双极性功率晶体管BJT，金属氧化膜功率场效应管MOSFET，绝缘栅型双极性功率晶体管IGBT。 IGBT具有开关速度快、承载电流大、耐压高、管耗小等特点，在电源逆变器中得到最为广泛的应用。 对于感性负载（电机），为了保护IGBT，常需加续流二极管D1-D6，用以在开关管关断时形成电流回路。IGBT通常已与续流二极管封装在一起。 电容C用于能量缓冲，可保持直流母线电压Udc相对稳定。
为了在电机的UVW端线上输入三相平衡的交流电，通常做法是依一定规则用PWM信号PWM1L-PWM3H去控制逆变器的六个开关管的开关状态。 所谓的正弦波SPWM（Sinusoidally PWM）技术，就是用正弦波去调制PWM信号的脉宽，即：功率管的输出为一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，其宽度依正弦波规律变化；对交流输出波形的幅度对称性及相位要求不是非常苛刻的应用来说，PWM信号的频率通常保持不变。这种控制策略也叫异步控制法，即载波信号的频率独立于调制波频率。见图2-1-4。 SPWM也叫SWPWM（Sinusoidally Weighted PWM）。 图2-1-4 SPWM波形 图中：Udc --直溜母线电压； Um -- 正弦波基波的峰值，一般情况下，随t2比例变化； T，通常为一固定值； t1 -- PWM信号的周期 pwm t2 --正弦波基波的周期。 SPWM控制法的实现 SPWM控制法实现起来相对较为简单。 先产生一个在时间与幅度上都离散的单位正弦序列，也叫正弦表，90°，180°，360°皆可，并存储在程序空间里。这部分工作可借助于其他工具来完成，如Office Excel。 正弦表的角度分辨率由实际应用确定；对于一个完整的电周期（360°）， 1024个点能满足大部分应用的需求。正弦波生成时，有效样本点越多，电压电流谐波越小，效果越好。
脉宽调制(PWM)的基本原理及其应用实例
脉宽调制(PWM)的基本原理及其应用实例 脉宽调制(PWM)是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。 模拟电路 模拟信号的值可以连续变化，其时间和幅度的分辨率都没有限制。9V电池就是一种模拟器件，因为它的输出电压并不精确地等于9V，而是随时间发生变化，并可取任何实数值。与此类似，从电池吸收的电流也不限定在一组可能的取值范围之内。模拟信号与数字信号的区别在于后者的取值通常只能属于预先确定的可能取值集合之内，例如在{0V, 5V}这一集合中取值。 模拟电压和电流可直接用来进行控制，如对汽车收音机的音量进行控制。在简单的模拟收音机中，音量旋钮被连接到一个可变电阻。拧动旋钮时，电阻值变大或变小；流经这个电阻的电流也随之增加或减少，从而改变了驱动扬声器的电流值，使音量相应变大或变小。与收音机一样，模拟电路的输出与输入成线性比例。 尽管模拟控制看起来可能直观而简单，但它并不总是非常经济或可行的。其中一点就是，模拟电路容易随时间漂移，因而难以调节。能够解决这个问题的精密模拟电路可能非常庞大、笨重(如老式的家庭立体声设备)和昂贵。模拟电路还有可能严重发热，其功耗相对于工作元件两端电压与电流的乘积成正比。模拟电路还可能对噪声很敏感，任何扰动或噪声都肯定会改变电流值的大小。 数字控制 通过以数字方式控制模拟电路，可以大幅度降低系统的成本和功耗。此外，许多微控制器和DSP已经在芯片上包含了PWM控制器，这使数字控制的实现变得更加容易了。 简而言之，PWM是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有(ON)，要么完全无(OFF)。电压或电流源是以一种通(ON)或断(OFF)的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。 图1显示了三种不同的PWM信号。图1a是一个占空比为10%的PWM输出，即在信号周期中，10％的时间通，其余90％的时间断。图1b和图1c显示的分别是占空比为50%和90%的PWM 输出。这三种PWM输出编码的分别是强度为满度值的10%、50%和90%的三种不同模拟信号值。例如，假设供电电源为9V，占空比为10%，则对应的是一个幅度为0.9V的模拟信号。 图2是一个可以使用PWM进行驱动的简单电路。图中使用9V电池来给一个白炽灯泡供电。如果将连接电池和灯泡的开关闭合50ms，灯泡在这段时间中将得到9V供电。如果在下一个50ms中将开关断开，灯泡得到的供电将为0V。如果在1秒钟内将此过程重复10次，灯泡将会点亮并象连接到了一个4.5V电池(9V的50%)上一样。这种情况下，占空比为50%，调制频率为10Hz。 大多数负载(无论是电感性负载还是电容性负载)需要的调制频率高于10Hz。设想一下如果灯泡先接通5秒再断开5秒，然后再接通、再断开……。占空比仍然是50%，但灯泡在头5秒钟内将点亮，在下一个5秒钟内将熄灭。要让灯泡取得4.5V电压的供电效果，通断循环周期与负载对开关状态变化的响应时间相比必须足够短。要想取得调光灯(但保持点亮)的效果，必须提高调制频率。在其他PWM应用场合也有同样的要求。通常调制频率为1kHz到200kHz之间。
正弦脉宽调制(SPWM)控制
正弦脉宽调制（SPWM）控制 2010-09-18ylw527+关注献花(4) 为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波，使电动机的输出转矩平稳，从而获得优秀的工作性能，现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成，采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。 图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列 3.1 正弦脉宽调制原理 一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的，因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波，如图3-1所示。图中，在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12)，如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等，则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积，也即有等效的作用。为了提高等效的精度，矩形波的个数越多越好，显然，矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。 在通用变频器采用的交-直-交变频装置中，前级整流器是不可控的，给逆变器供电的是直流电源，其幅值恒定。从这点出发，设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2)，只要每个脉冲波的面积都相等，也应该能实现与正弦波等效的功能，称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如，把正弦半波分作n等分(在图3-2中，n=9)，把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合，这样就形成spwm波形。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列
正弦脉宽调制(SPWM)波的基本要素
正弦脉宽调制波的基本要素 正弦脉宽调制（SPWM ）波的基本要素 摘要：本文以电工学正弦理论为基础；以经典的自然采样法为依托；以电子变流技术为研究对象，全面阐述了SPWM 波的基本特征与个性，旨在为实验及测试提供规范的参照基准并回归于应用数学。 关键词：正弦波；载波比；等幅调制；频带；相位差；渐变斜角调制。 1 前言 电源应用的变革确立了脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation ）即PWM 技术的重要地位，并且赋予了电子变流技术强大的生命力，产品几乎涵盖了所有的开关电源、斩波器及电流变换器等领域。始于1975年推广应用正弦脉宽调制（Sinusoidal PWM 简称SPWM ）以来，经多年研究发展的历程，正弦逆变技术也渐趋成熟而服务于广泛的交流应用场合，涉及民用、商用、军用及科研四大板块，人们也真实的感受到系统性能的改善、能源转换效率的提高和电磁污染的减少或净化，也为应用的持续发展奠定了坚实的基础，并且越来越多的与其他科学领域相互关联、相互交叉和相互渗透，继而应用系统逐渐朝高性能、高效率、大功率、高频化和智能化的方向发展，同时随着工程发展的日益需求，对逆变系统提出了更高的要求。 2 生成SPWM 波的基理 由于正弦交流量是典型的模拟量，传统发电机难以完成高频交流电流输出，而功率半导体器件于模拟状态工作时产生的动态损耗剧增，于是，用开关量取代模拟量成为必由之路，并归结为脉冲电路的运行过程，从而构成了运动控制系统中的功率变换器或电源引擎。 典型的H 桥逆变电路很容易理解（图1a ）， (a) 负 载 (b)(c ) 图1 对角联动的两个开关器件和与之对应的另一组对角桥臂同时实施交替的开关作业时，建立运行后，流经负载的电流即为交流电流（图1b ），考虑到功率器件关断时的滞后特性避免造成短路，通常都做成（图1c ）的波形结构。显然开关器件输出的是方波（矩形波）交流电流。 在交流应用场合，多数负载要求输入的是正弦波电流。 电工学认为，周期性的非正弦交流量是直流、正弦波和余弦波等分量的集合，或者是非正弦波也可以分解为相位差和频率不同的正弦波以及直流分量。 不良波形或失真严重的正弦交流量必然产生大量的低次、高次及分数谐波，丰富的谐波分量与基波叠加的情景使得正负峰值几乎同时发生，换向突变时急剧的运动状态将对负载造成冲击并导致负载特性的不稳定或漂移，又加重了滤波器件的负担，损耗也随之增大，非但降低了电网的功率因数，还对周边设备造成不良影响。 在高频化和大功率电力变换场合，装置内部急剧的电流变化，不但使器件承受很大电磁应力，并向装置周围空间辐射有害电磁波污染环境，这种电磁干扰（Electro Magnetic Interference 简称EMI ）还会引发周围设备的误动作及造成电能计量紊乱。抑制谐波和EMI 的防御仍为重要课题或技术指标。
正弦脉宽调制变频调速系统
实验报告课程名称：电机控制指导老师：年珩赵建勇成绩： 实验名称：正弦脉宽调制变频调速系统实验类型：同组学生姓名： 一、实验目的和要求（必填）二、实验内容和原理（必填） 三、主要仪器设备（必填）四、操作方法和实验步骤 五、实验数据记录和处理六、实验结果与分析（必填） 七、讨论、心得 一、实验目的 1、加深理解自然采样法生成SPWM波的机理和过程。 2、熟悉SPWM变频调速系统中直流回路、逆变桥功率器件和微机控制电路之间的连接。 3、了解SPWM变频器运行参数和特性。 二、实验线路及原理 SPWM变频器供电的异步电机变频调速系统的实验原理图如图1所示，其中控制键盘与运行显示布置图见图2所示。 SPWM变频调速系统主要由不控整流桥、电容滤波、直流环节电流采样（串采样电阻）、MOSFET逆变桥、MOSFET驱动电路、8031单片微机数字控制情况、控制键盘与运行显示等环节组成。整个系统可按图1所示的接线端编号一一对应接线。 图1 SPWM变频调速系统原理图
本实验系统的性能指标如下： (1)运行频率f1可在1～60Hz的范围内连续可调。 (2)调制方式 1)同步调制：调制比F r=3～123可变，步增量为3； 2)异步调制：载波频率f0=0.5～8kHz可变，步增量为0.5kHz; 3)混合调制：系统自动确定各运行频率下的调制比。 图2 SPWM变频器控制键盘与运行显示面板图 (3)V/f曲线 有四条V/f曲线可供选择，以满足不同的低频电压补偿要求，如图3所示。 曲线1: f1=1～50Hz, U1/f1=220/50=4.4V/Hz f1=51～60Hz，U1=220V 曲线2：f1=1～5Hz, U1=21.5V f1=6～50Hz，U1/f1=220/50=4.4V/Hz f1=51～60Hz, U1=220V 曲线3：f1=1～8Hz, U1=34.5V f1=9～50Hz，U1/f1=220/50=4.4V/Hz f1=51～60Hz, U1=220V 曲线4：f1=1～10Hz, U1=43V f1=11～50Hz，U1/f1=220/50=4.4V/Hz f1=51～60Hz, U1=220V (4)加速时间 可在1～60s区间设定电机从静止加速到额定速度所需时间，10s以下步增量为1s，10s到60s步增量为5s。 图3 不同的V/f曲线 三、实验内容 (1)用SPWM变频器驱动三相异步电动机实现变频调速运行。 (2)改变调制方式，观察变频器调制波形、不同负载时的电动机端部线电压、线电流
正弦脉宽调制(SPWM)控制
正弦脉宽调制（SPWM）控制（转载） 为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波，使电动机的输出转矩平稳，从而获得优秀的工作性能，现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成，采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm 控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。 图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列 3.1 正弦脉宽调制原理 一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的，因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波，如图3-1所示。图中，在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12)，如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等，则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积，也即有等效的作用。为了提高等效的精度，矩形波的个数越多越好，显然，矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。 在通用变频器采用的交-直-交变频装置中，前级整流器是不可控的，给逆变器供电的是直流电源，其幅值恒定。从这点出发，设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2)，只要每个脉冲波的面积都相等，也应该能实现与正弦波等效的功能，称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如，把正弦半波分作n等分(在图3-2中，n=9)，把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合，这样就形成spwm波形。同样，正弦波的负半周也
6单相正弦波脉宽调制(SPWM)逆变电路实验报告
实验报告 课程名称：现代电力电子技术 实验项目：单相正弦波脉宽调制（SPWM）逆变电路验实验时间： 实验班级： 总份数： 指导教师：朱鹰屏 自动化学院电力电子实验室 二〇〇年月日
广东技术师范学院实验报告 学院：自动化学院专业：电气工程及其自 动化 班级：成绩： 姓名：学号：组别：组员： 实验地点：电力电子实验室实验日期：指导教师签名： 实验（六）项目名称：单相正弦波脉宽调制（SPWM）逆变电路实验1.实验目的和要求 (1)熟悉单相交直交变频电路原理及电路组成。 (2)熟悉ICL8038的功能。 (3)掌握SPWM波产生的基理。 (4)分析交直交变频电路在不同负载时的工作情况和波形，并研究工作频率对电路工作波形的影响。 2.实验原理 采用SPWM正弦波脉宽调制，通过改变调制频率，实现交直交变频的目的。实验电路由三部分组成：即主电路, 驱动电路和控制电路。 主电路部分:
AC/DC (整流) DC/AC (逆变) 图4-1 主电路结构原理图 如图4-1所示, 交直流变换部分（AC/DC ）为不可控整流电路（由实验挂箱DJK09提供）；逆变部分（DC/AC ）由四只IGBT 管组成单相桥式逆变电路，采用双极性调制方式。输出经LC 低通滤波器，滤除高次谐波，得到频率可调的正弦波（基波）交流输出 。 本实验设计的负载为电阻性或电阻电感性负载，在满足一定条件下,可接电阻启动式单相鼠笼式异步电动机。 (2)驱动电路: 如图4-2（以其中一路为例）所示，采用IGBT 管专用驱动芯片M57962L ，其输入端接控制电路产生的SPWM 信号，其输出可用以直接驱动IGBT 管。其特点如下： ①采用快速型的光藕实现电气隔离。 ②具有过流保护功能，通过检测IGBT 管的饱和压降来判断IGBT 是否过流,过流时IGBT 管CE 结之间的饱和压降升到某一定值，使8脚输出低电平，在光藕TLP521的输出端OC1呈现高电平，经过流保护电路（见图4-3），使4013的输出Q 端呈现低电平，送控制电路， 起到了封锁保护作用。 图4-2 驱动电路结构原理图 TLP521SPWM1
脉宽调制电路
脉宽调制电路 通电后IC的7脚由电阻分压产生8.25V的直流电压，刚通电时6脚电位低于7脚，比较器(LM339)1脚输出高电位，R3的正反馈作用，使得比较器迅速饱和，随着时间的推移，电容逐渐充电，6脚的电位逐渐升高，当高于7脚的电位时(8.25V)，比较器突然翻转，1脚输出低电位，同样正反馈的作用使得该过程更强烈，此时电容通过R4和二极管D1向LM339的1脚放电。当电容上的电压低于IC7脚的电压(这时可能不是8.25V了，因为1脚的低电位会影响到7脚电压)时，电路再次翻转，重复前面的过程，从而在电容两端形成了8000Hz 的锯齿波电压。该锯齿波电压直接施加于比较器的4脚，又和控制电压进行比较，当电容两端电压高于控制电压时，比较器输出低电位，低于控制电压时输出高电位，相当于把锯齿的上半部分切掉了，因此控制电压越高，锯齿切掉的越少，输出的脉宽就越宽。稳压二极管在这里起削波的作用，实现脉出的整形。这个电路设计的非常经典，是非常好的脉宽调制电路。
图1中，由U1a、U1d组成振荡器电路，提供频率约为400Hz的方波/三角形波。U1c产生6V的参考电压作为振荡器电路的虚拟地。这是为了振荡器电路能在单电源情况下也能工作而不需要用正负双 电源。U1b这里接成比较器的形式，它的反相输入端(6脚)接入电阻R6、R7和VR1，用来提供比较器的参考电压。这个电压与U1d的输出端(14脚)的三角形波电压进行比较。当该波形电压高于U1b的6脚电压．U1b的7脚输出为高电平；反之，当该波形电压低于U1b的6脚电压，U1b的7脚输出为低电平。由此我们可知，改变U1b的6脚
电位使其与输入三角形波电压进行比较。就可增加或减小输出方波的宽度，实现脉宽调制(PWM)。电阻R6、R7用于控制VR1的结束点，保证在调节VR1时可以实现输出为全开(全速或全亮)或全关(停转或全灭)，其实际的阻值可能会根据实际电路不同有所改变。 图1中，Q1为N沟道场效应管，这里用作功率开关管(电流放大)，来驱动负载部分。前面电路提供的不同宽度的方波信号通过栅极(G)来控制Q1的通断。LED1的亮度变化可以用来指示电路输出的脉冲宽度。C3可以改善电路输出波形和减轻电路的射频干扰(RFI)。D1是用来防止电机的反电动势损坏Q1。 当使用24v的电源电压时，图1电路通过U2将24V转换成12V供控制电路使用。而Q1可以直接在21v电源上，对于Q1来讲这与接在12v电源上没有什么区别。参考图1，改变J1、J2的接法可使电路工作在不同电源电压(12V或24V)下。当通过Q1的电流不超过1A时，Q 1可不用散热器。但如果Q1工作时电流超过1A时，需加装散热器。如果需要更大的电流（大于3A），可采用IRFZ34N等替换Q1。
第二节正弦波脉宽调制SPWM控制法
第二节正弦波脉宽调制SPWM控制法1(2(1 正弦波脉宽调制SPWM 逆变器结构 典型的交流-直流,交流逆变器的结构如图2-1-3所示。 图2-1-3: 变压变频器主电路结构图 图2-1-3中，单相交流或三相交流供电经非控全波整流，变成单极性直流电压;该直流电压经有源或无源功率因素校正电路PFC(Power Factor Correct)得到直流母线电压 Udc，某些情况下功率因素校正电路可以省略。逆变器的核心电路是由六个功率开关器件Q1-Q6构成的三相逆变桥，每个桥有上下两个桥臂;上桥臂上端接直流母线电压正端(DC+)，下桥臂下端接直流母线参考端(DC-);对于交流异步电机的驱动，为防止直通，上、下桥臂通常设置为互补工作方式:上桥臂导通时，下桥臂截止;下桥臂导通时，上桥臂截止。三桥臂中间输出接至负载:三相感应电机的UVW输入端。 功率开关器件Q1-Q6可以是晶闸管GTO，双极性功率晶体管BJT，金属氧化膜 功率场效应管MOSFET，绝缘栅型双极性功率晶体管IGBT。 IGBT具有开关速度快、承载电流大、耐压高、管耗小等特点，在电源逆变器中得到最为广泛的应用。
对于感性负载(电机)，为了保护IGBT，常需加续流二极管D1-D6，用以在开关管关断时形成电流回路。IGBT通常已与续流二极管封装在一起。 电容C用于能量缓冲，可保持直流母线电压Udc相对稳定。 为了在电机的UVW端线上输入三相平衡的交流电，通常做法是依一定规则用PWM信号PWM1L-PWM3H去控制逆变器的六个开关管的开关状态。 所谓的正弦波SPWM(Sinusoidally PWM)技术，就是用正弦波去调制PWM信号的脉宽，即:功率管的输出为一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，其宽度依正弦波规律变化;对交流输出波形的幅度对称性及相位要求不是非常苛刻的应用来说，PWM 信号的频率通常保持不变。这种控制策略也叫异步控制法，即载波信号的频率独立于调制波频率。见图2-1-4。 SPWM也叫SWPWM(Sinusoidally Weighted PWM)。 图2-1-4 SPWM波形 图中: Udc --直溜母线电压; Um -- 正弦波基波的峰值，一般情况下，随t2比例变化; t1 -- PWM信号的周期，通常为一固定值; Tpwm t2 --正弦波基波的周期。 SPWM控制法的实现 SPWM控制法实现起来相对较为简单。
PWM脉宽调制方法介绍
脉冲宽度调制 脉冲宽度调制（PWM）是英文“Pulse Width Modulation”的缩写，简称脉宽调制。它是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用于测量，通信，功率控制与变换等许多领域。一种模拟控制方式，根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定。 脉冲宽度调制（PWM）是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有(ON)，要么完全无(OFF)。电压或电流源是以一种通(ON)或断(OFF)的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。 多数负载(无论是电感性负载还是电容性负载)需要的调制频率高于10Hz，通常调制频率为1kHz到200kHz之间。 许多微控制器内部都包含有PWM控制器。例如，Microchip公司的PIC16C67内含两个PWM控制器，每一个都可以选择接通时间和周期。占空比是接通时间与周期之比；调制频率为周期的倒数。执行PWM操作之前，这种微处理器要求在软件中完成以下工作： * 设置提供调制方波的片上定时器/计数器的周期 * 在PWM控制寄存器中设置接通时间 * 设置PWM输出的方向，这个输出是一个通用I/O管脚 * 启动定时器 * 使能PWM控制器 PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的，无需进行数模转换。让信号保持为数字形式可将噪声影响降到最小。噪声只有在强到足以将逻辑1改变为逻辑0或将逻辑0改变为逻辑1时，也才能对数字信号产生影响。 对噪声抵抗能力的增强是PWM相对于模拟控制的另外一个优点，而且这也是在某些时候将PWM用于通信的主要原因。从模拟信号转向PWM可以极大地延长通信距离。在接收端，通过适当的RC或LC网络可以滤除调制高频方波并将信号还原为模拟形式。 总之，PWM既经济、节约空间、抗噪性能强，是一种值得广大工程师在许多设计应用中使用的有效技术。 几种PWM控制方法 采样控制理论中有一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.PWM控制技术就是以该结论为理论基础,对半导体开关器件的导通和关断进行控制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些
NE555PWM脉宽调制电路
NE555PWM脉宽调制电路 PWM称之为脉冲宽度调制信号，利用脉冲的宽度来调整亮度，也可用来控制DC马达。PWM脉冲宽度调制信号的基本频率至少约400HZ-10KHZ，当调整LED的明或暗时，这个基本的频率不可变动，而是改变这个频率上方波的宽度，宽度越宽则越亮、宽度越窄则越暗。PWM是控制LED的点亮时间，而不是改变输出的电压来控制亮度。 图1-5 PWM脉宽调制图片 以下为PWM工作原理: reset接脚被连接到+V，因此它对电路没有作用。 当电路通电时，Pin 2 (触发点)接脚是低电位，因为电容器C1开始放电。这开始振荡器的周期，造成第3接脚到高电位。当第3接脚到高电位时，电容器C1开始通过R1和对二极管D2充电。当在C1的电压到达+V的2/3时启动接脚6，造成输出接脚(Pin3)跟放电接脚(Pin7)成低电位。 当第3接脚到低电位，电容器C1起动通过R1和D1的放电。当在C1的电压下跌到+V的1/3以下，输出接脚(Pin3)和放电接脚(Pin7)接脚到高电位并使电路周期重复。 Pin 5并没有被外在电压作输入使用，因此它与0.01uF电容器相接。 电容器C1通过R1及二极管，二极管一边为放电一边为充电。充电和放电电阻总和是相同的，因此输出信号的周期是恒定的。工作区间仅随R1做变化。 PWM信号的整体频率在这电路上取决于R1和C1的数值。 公式：频率(Hz)= 1.44/(R1 * C1)
利用555定时器实现宽范围脉宽调制器(PWM) 脉宽调制器(PWM)常常用在开关电源(稳压)中,要使开关电源稳压范围宽(即输入电压范围大)，可利用555定时器构成宽范围PWM。 仅需把一个二极管和电位计添加到异步模式运转的555定时器上，就产生了一个带有可调效率系数为1%到99%的脉宽调制器(图1)。它的应用包括高功率开关驱动的电动机速度控制。 图1：在555定时器电路中增加一个二极管和电位计可构成一个宽范围PWM。/TD> 这个电路的输出可以驱动MOSFET去控制通过电动机的电流，达到平滑控制电动机速度9 0%左右。这也应用于灯光的控制，灯光的强度可得以有效控制。 另一个应用是在开关式电源。PWM调整允许一个可变的输出电压。可通过555定时器(5个引脚)VC终端的反馈来调节电压。一个超过调节阈值限制的输出电压将提前结束基于周期循环的PWM信号，以维持输出电压的稳定。微处理器可以通过数字电位计直接调节PWM 去控制电动机速度、灯光强度或者电源输出电压。对于周期因子(DF)： 其中， 而a是终端２和终端１之间电阻与终端3和终端１之间电阻的比值。选R3=R1，R2=100×R1，这时DF为1%至99%。如上所述，数字电位计可以代替R2。通过的电流有限是在该应用中使用数字电位计的主要约束。对于一个100kΩ的数字电位计，R1和R3可以达到1 kΩ，则峰值电流为5mA。
差动脉宽调制电路
5.3.2 差动脉宽调制电路 该电路常用于差动电容式传感器，电路原理如图5-12所示。该电路由电压比较器A 1、A 2、双稳态触发器及电容充放电回路所组成；C 1、C 2为传感器的差动电容；A 3为低通滤波器；双稳态触发器的两个输出端用作差动脉冲宽度调制电路的输出；f U 为比较电压。 设电源接通时，双稳态触发器的A 端为高电位，B 端为低电位，因此A 点通过1R 对1 C 充电，直至M 点上的电位等于参考电压f U 时，比较器A 1产生脉冲，触发双稳态触发器翻转，A 点成低电位，B 点成高电位。此时M 点电位经二极管 D 1从f U 降至零，而同时B 点的高电位经2R 向2C 充电，当N 点电位充电至f U 时，比较器A 2产生一脉冲，使触发器又翻转一次，使A 点成高电位，B 点成低电位，又重复上述过程。如此周而复始，在双稳态触发器的两输出端各自产生一宽度受1C 、2C 调制的脉冲方波。方波脉宽与1C 、2C 的关系如下：当1C =2C 时，线路上各点电压波形如图5-13（a ）所示，A 、B 两点间平均电压为零。但当1C 、2C 值不相等时，如1C >2C ，则1C 、2C 充放电时间常数发生改变，电压波形如图5-13（b ）所示。A 、B 两点间平均电压不再是零，输出直流电压U sc 等于A 、B 两点间电压平均值U AP 与U BP 之差。已知： 1AP 112T U U T T = + 2 BP 112 T U U T T =+ 式中，1U 为触发器输出高电平，T 1、T 2为充电时间。 则 12 sc AP BP 1 12 T T U U U U T T -=-=+ （5.3.1） 图5-12 差动脉冲宽度调制线路