同步整流电路

随着现代电子技术向高速度高频率发展的趋势，电源模块的发展趋势必然是朝着更低电压、更大电流的方向发展，电源整流器的开关损耗及导通压降损耗也就成为电源功率损耗的重要因素。而在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选。其导通压降基本上都大于0.4V，当电源模块的输出电压随着现代电子技术发展继续降低时，电源模块的效率就低得惊人了，例如在输出电压为3.3V时效率降为80%，1.5V输出时效率不到70%，这时再采用肖特基二极管整流方式就变得不太可能了。

为了提高效率降低损耗，采用同步整流技术已成为低电压、大电流电源模块的一种必然手段。同步整流技术大体上可以分为自驱动（selfdriven）和他驱动（controldriven）两种方式。本文介绍了一种具有预测时间和超低导通电阻（低至2.8mΩ/25℃）的他驱动同步整流技术，既达到了同步整流的目的，降低了开关损耗和导通损耗，又解决了交叉导通问题，使同步整流的效率高达95%，从而使整个电源的效率也高达90%以上。

1SRM4010同步整流模块功能简介

SRM4010是一种高效率他激式同步整流模块，它直接和变压器的次级相连，可提供40A的输出电流，输出电压范围在1∽5V之间。它能够在200∽400kHz 工作频率范围内调整，且整流效率高达95%。如果需要更大的电流，还可以直接并联使用，使设计变得非常简单。

SRM4010模块是一种9脚表面封装器件，模块被封装在一个高强电流接口装置包里，感应系数极低，接线端功能强大，具有大电流低噪声等优异特性。

SRM4010引脚功能及应用方式一览表

引脚号引脚名称引脚功能应用方式

1CTCHCatch功率MOSFET漏极接滤波电感和变压器次级正端

2FWDForward功率MOSFET漏极接变压器次级负端

3SGND外控信号参考地外围控制电路公共地

4REGin内部线性调整器输入可以外接辅助绕组或悬空

5REGout5V基准输出可为次级反馈控制电路提供电压

6PGND同步整流MOSFET功率地Catch和Forward功率MOSFET公共地

7CDLY轻载复位电容端设置变压器轻载时的复位时间

8CPDT同步整流预测时间电容端Catch同步整流管设置预置时间

9SPD振铃鉴别端区分CatchMOSFET导通和振铃

2SRM4010同步整流模块的应用实例及其工作原理分析

SRM4010模块仅和C2、C3两只电容就完成了同步整流功能，其工作原理如下：

在初级开关管(V3)导通期间，模块中的CatchMOSFET截止，电流从变压器次级正端流经输出电感、输出电容和负载，在经ForwardMOSFET回到变压器次级负端；当初级开关管截止时，变压器中电流回零，模块的1脚因输出电感的电流因素也下降到0V，在这种情况下，电流流经CatchMOSFET的体二极管，随即Catc hMOSFET导通以减小电压降，体二极管的导通时间要特别短。因为电源工作频率200kHz(工作频率的选择见下文3.1)，开关周期为5000ns，所以本例中取50ns，这一导通时间仅占开关周期的1%，因此开关损耗就很低。另外，因变压器的磁化电流使模块的2脚电压变为正电压，这样就达到了变压器的磁复位，保持变压器线圈中的伏秒平衡。

因为变压器中不能维持直流电压，变压器的开和关的面积要相等。变压器复位后，电压实际上就转化为ForwardMOSFET体二极管上的轻度电压偏差。这个电压的幅值约为-0.5V，尽管有这个电压存在，因为在这个过程中几乎没有电流流过，也就没有什么功率损耗。当初级开关管导通时，内部控制电路在电压上升之前一点关闭CatchMOSFET，并且打开ForwardMOSFET。这样既减少了开关损耗，又避免了交叉导通问题。反之，当初级开关管截止时，内部控制电路在CatchMO SFET导通之前关闭ForwardMOSFET，随即打开CatchMOSFET，同样避免了交叉导通问题。

C2是用来设置Catch同步整流管的预测时间，它决定了漏极电压上升和栅极电压上升之间的时间，它的典型值是0∽47pF。增大电容值，就会增加预测延迟时间，只要在变换脉冲增加时不产生振铃现象，这一时间应尽可能的短。实验证明当电容值取39pF时，会产生轻微的振铃现象，所以取标称电容值47pF，即使在电源启动时也不会产生振铃现象，在电源正常工作时还可以大大提高电源效率。

C3的设置是为了使电源轻载工作时变压器可以达到磁复位。为了达到复位，当C atchMOSFET的栅极导通时，ForwardMOSFET驱动电路内置了一个使其截止的时间，电容越大截止时间越长。最恰当的时间是刚好使变压器能够达到磁复位。时间太长就会降低ForwardMOSFET的带载能力，而时间太短又会引起变压器轻载时的磁复位问题。

本例中，REGout引脚为控制电路中的光电耦合器提供5V电压偏置，也大大简化了电源的控制电路。

3关键电路参数设计实例

(举例电路参数：UI为176～264VAC,f=200kHz,D=0.5,UO=3.3V,IO=30A,纹波≤1%)

3.1确定电源工作频率

众所周知，提高电源开关频率，可以相应减小电源体积，但同时开关损耗也急剧增加，工作频率(f)和开关损耗(PLOSS)的关系大致为：PLOSS∝f1.2

即开关损耗和和开关频率的1.2次方成正比，本例中为了提高电源效率，选择整流模块SRM4010的频率下限200kHz，这样可以降低电源的开关损耗。

3.2变压器磁芯的选择

AP=Ae×Ac==≈0.29

式中：PO—输出功率；

η—要达到的电源效率；

Bm—最大磁通密度；

j—电流密度；

Kc—绕线占空系数；

Km—电路模式修正系数。

按使用60%的余量计算，需要磁芯功率容量为0.48。查磁芯规格表，最接近的PQ2620的功率容量为0.54，刚好满足设计需要，并有一定的设计余量。

3.3变压器的各电参数设计

a.计算初级绕组的电感量LP

LP===×103mH≈0.88mH

式中：Emax—最大输入直流电压；

T—开关周期；

D—占空系数。

b.计算变压器初级绕组匝数NP

NP==≈39.2

式中：Br—剩余磁通密度；

Ae—磁芯有效截面积。

取初级匝数约为40匝

c.计算变压器次级绕组匝数NS

NS==≈0.86

式中：Emin—最小输入直流电压；

UO—输出电压；

UF—设定同步整流电压降；

UL—滤波电感电压降；

k—设计余量修正系数。

取次级匝数约为1匝，并采用铜箔绕制，这样既满足了大电流输出，又解决了趋肤效应问题。

3.4计算SRM4010上的最大电流ID和最大反压VDR

ID===A≈15A

式中：tOFF—截止时间；LS—次级电感量。

UDR≥=V≈12.1V

本例中SRM4010的电压电流参数为（40A/20V），按60%降额也完全符合设

计要求。

3.5计算SRM4010上的功耗及效率

a.计算导通损耗Pd

因为SRM4010管壳的最高温度限制为80℃，按管芯温度高于管壳温度20℃计算，那么SRM4010此时的导通电阻Rd为：

Rd=Rt0(1+kt)(t-t0)=2.8×(1+0.012)(100-25)Ω≈0.00685Ω

式中：Rt0—25℃时的导通电阻；

kt—导通电阻的温度系数；

t—温度。

Pd=ID2Rd=152×0.00685W≈1.542W

b.计算开关损耗Pf

Pf=CossU2f×4=×9.5×10-9×12.12×200×103×4W≈0.556W

式中：Coss—SRM4010中MOSFET的源漏极间电容；

U—SRM4010中MOSFET的源漏极间开启电压。

c.计算SRM4010效率

ηd==≈97.88%

由此可见，本例的同步整流效率是相当高的，即使考虑由于引线阻抗、引线感抗以及模块内控制电路功耗等因素的影响，效率是也是很高的。从下面的实验结果也可以说明这一点。

4实验结果

通过用LeCroy公司生产的电源专用示波器测试，得到本电源设计的主要试验结果如下：

PO=99.7WUP-P≤0.89%

SV≤±0.94%SI≤±1.42%

电源效率≥92.1%同步整流效率≥96.3%

5．结束语

根据上述理论，成功设计了一种高效率同步整流开关电源。不仅证明了设计方法的正确，而且整个电路设计简洁，电源的效率也得到很大提高。

同步整流电路

随着现代电子技术向高速度高频率发展的趋势，电源模块的发展趋势必然是朝着更低电压、更大电流的方向发展，电源整流器的开关损耗及导通压降损耗也就成为电源功率损耗的重要因素。而在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选。其导通压降基本上都大于0.4V，当电源模块的输出电压随着现代电子技术发展继续降低时，电源模块的效率就低得惊人了，例如在输出电压为3.3V时效率降为80%，1.5V输出时效率不到70%，这时再采用肖特基二极管整流方式就变得不太可能了。 为了提高效率降低损耗，采用同步整流技术已成为低电压、大电流电源模块的一种必然手段。同步整流技术大体上可以分为自驱动（selfdriven）和他驱动（controldriven）两种方式。本文介绍了一种具有预测时间和超低导通电阻（低至2.8mΩ/25℃）的他驱动同步整流技术，既达到了同步整流的目的，降低了开关损耗和导通损耗，又解决了交叉导通问题，使同步整流的效率高达95%，从而使整个电源的效率也高达90%以上。 1SRM4010同步整流模块功能简介 SRM4010是一种高效率他激式同步整流模块，它直接和变压器的次级相连，可提供40A的输出电流，输出电压范围在1∽5V之间。它能够在200∽400kHz 工作频率范围内调整，且整流效率高达95%。如果需要更大的电流，还可以直接并联使用，使设计变得非常简单。 SRM4010模块是一种9脚表面封装器件，模块被封装在一个高强电流接口装置包里，感应系数极低，接线端功能强大，具有大电流低噪声等优异特性。 SRM4010引脚功能及应用方式一览表 引脚号引脚名称引脚功能应用方式 1CTCHCatch功率MOSFET漏极接滤波电感和变压器次级正端 2FWDForward功率MOSFET漏极接变压器次级负端 3SGND外控信号参考地外围控制电路公共地 4REGin内部线性调整器输入可以外接辅助绕组或悬空 5REGout5V基准输出可为次级反馈控制电路提供电压 6PGND同步整流MOSFET功率地Catch和Forward功率MOSFET公共地 7CDLY轻载复位电容端设置变压器轻载时的复位时间 8CPDT同步整流预测时间电容端Catch同步整流管设置预置时间

同步整流技术总结

同步整流总结 1概述 近年来，为了适应微处理器的发展，模块电源的发展呈现两个明显的发展趋势：低 压和快速动态响应，在过去的10年中，模块电源大大改善了分布式供电系统的面貌。即使是在对成本敏感器件如线路卡，单板安装，模块电源也提供了诱人的解决方案。然而，高速处理器持续降低的工作电压需要一个全新的，适应未来的电压方案，尤其考虑到肖特级二极管整流模块不能令人满意的效率。同步整流电路正是为了适应低压输出要求应运而生的。由于一般的肖特基二极管的正向压降为0.3V以上，在低压输出时模块的效率 就不能做的很高，有资料表明采用肖特基二极管的隔离式DC-DC模块电源的效率可以 按照下式进行估算： V out V out (0.1 V out V cu V f) 0.1 V out—原边和控制电路损耗 V cu —印制板的线路损耗 V f —整流管导通压降损耗 我们假设采用0.4V的肖特基整流二极管，印制板的线路损耗为0.1V，则1.8V的模 块最大的估算效率为 72%。这意味着28%的能量被模块内部损耗了。其中由于二极管导通压降造成的损耗占了约15%。随着半导体工艺的发展，低压功率MOS管的的有着越 来越小的通态电阻，越来越低的开关损耗，现在IR公司最新的技术可以制作30V/2.5m Q的MOS管，在电流为15A时，导通压降为0.0375,比采用肖特基二极管低了一个数量级。所以近年来对同步整流电路的研究已经引起了人们的极大关注。在中大功率低压输出的DC-DC变换器的产品开发中，采用低压功率MOSFET替代肖特基二极管的方案 得到了广泛的认同。今天，采用同步整流技术的ON-BOARD 模块已经广泛应用于通讯 的所有领域。 2同步整流电路的工作原理 图1采用同步整流的正激电路示意图(无复位绕组)

同步整流技术最新

同步整流技术
电源网第20届技术交流会
邹超洋
2012.11

内 容 简 介
?同步整流简介。 ?同步整流的分类。 。 ?同步整流的驱动方式 ?同步整流的 MOSFET

同步整流简介
z 高速超大规模集成电路的尺寸的不断减小，功耗的不断降低，要求
供电电压也越来越低，而输出电流则越来越大。 z 电源本身的高输出电流、低成本、高频化（500kHz～1MHz）高 功率密度、高可靠性、高效率的方向发展。 z 在低电压、大电流输出DC-DC变换器的整流管，其功耗占变换器 全部功耗的50～60％。 z用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管，可以大大 降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功 率密度。

同步整流简介
diode
=
MOSFET 代替diode
MOSFET
D
相当于二极管的功能 ?电流从S流向D ?V/I特性,工作于3rd 象限
G S
z 用MOSFET来代替二极管在电路中的整流功能
z 相对于二极管的开关算好极小 g 控制，可以根据系统的需要， z 整流的时序受到MOSFET的Vgs 把整流的损耗做到最小

同步整流简介
? 例如：一个5V?30A输出的电源
Diode
Vf=0.45V Ploss=0.45*30=13.5W Ploss/Po=13.5/45=30% /Po=13 5/45=30% Rdson=1.2m? Ploss=0.0012*30 0 0012*302=1.08W 1 08W Ploss/Po=1.08/45=2.4%
Mosfet
MBR8040(R)
SC010N04LS

同步整流电路分析

同步整流电路分析作者gyf2000 日期2007-4-22 20:21:00 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

同步整流电路分析

一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达～，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用甚至或的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC ／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路 2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的

同步整流的基本工作原理

同步整流的基本工作原理 https://www.wendangku.net/doc/174675432.html,文章出处：发布时间：2008/10/09 | 6869 次阅读| 1次推荐| 0条留言 Samtec连接器完整的信号来源开关，电源限时折扣最低45折每天新产品时刻新体验ARM Cortex-M3内核微控制器最新电子元器件资料免费下载完整的15A开关模式电源首款面向小型化定向照明应用代替 图1（a）所示为N沟道功率MOS管构成的同步整流管SR和SBD整流二极管的电路图形符号，整流二极管有两个极：即阳极A和阴极K。功率MOS管有三个极：即漏极D、源极S和门极G。在用做同步整流管时，将功率MOS管反接使用，即源极S接电源正端，相当于二极管的阳极A；漏极D接电压负端，相当于二极管的阴极K；当功率MOS管在门极G信号的作用下导通时，电流电源极S流向漏极D。而功率MOS管作为开关使用时，漏极D接电源正端，源极S接电压负端；导通时，相当于开关闭合，电流由漏极D流向源极S。 图1 同步整流管和整流二极管 同步整流管SR及整流二极管构成的半波整流电路如图1（b）所示。当SR的门极驱动电压ug，与正弦波电源电压仍同步变化时，则负载R上得到的是与二极管整流电路相同的半波正弦波电压波形1fR。 同步整流管的源一漏极之间有寄生的体二极管，还有输出结电容（未画出），驱动信号加在门极和源极（G-S）之间，是一种可控的开关器件。皿关断时，电流仍然可以由体二极管流通。不过m体二极管的正向导通压降和反向恢复时间都比SBD大得多，因此，一旦电流流过SR的体二极管，则整流损耗将明显增加。

由于同步整流是由可控的三端半导体开关器件来实现的，因此必须要有符合一定时序关系的门极驱动信号去控制它，使其像一个二极管一样地导通和关断。驱动方法对银的整体性能影响很大，因此，门极驱动信号往往是设计同步整流电路时必须要解决的首要问题。例如，SR开通过早或关断过晚，都可能造成短路，而开通过晚或关断过早又可能使SR的体二极管导通，使整流损耗和器件应力增大。 综上所述，当功率MOS管反接时可以作为SR使用，其特点如下： （1）SR是一个可控的三极开关器件，在门极和源极之间加人驱动信号时，可以控制功率MOS管源极S和漏极D之间的通/断。 （2）门极驱动信号和源极电压同步，如源极为高电平时，驱动信号也是高电平则MOS 管导通；反之，源极为低电平时，驱动信号也是低电平，则MOS管关断；这样就自然实现了整流，而且电流也只能由源极s流向漏极D。由于是通过门极信号和源极电压同步来实现整流的，因此把这种整流方式称为同步整流。 （3）用于PWM开关转换器中的同步整流管SD代替SBD作为整流管或续流工作时，必须保证门极有正确的控制时序，使其工作与PWM开关转换器的主开关管同步协调工作。因此不同的开关转换器主电路，其同步整流管的控制时序也是不同的。同步整流开关管的控制时序将在后面进行介绍。 （4）在功率MOS管反接的情况下，其固有的体二极管极性却是正向的。有时要利用它先导通，以便过渡到功率MOS管进入整流状态。但由于体二极管的正向压降较大，常常不希望它导通或导通时问过长。

同步整流电路分析

同步整流电路分析 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路

同步整流电路的驱动方式综述

同步整流电路的驱动方式综述 预研部余恒23343 一、问题提出： 为了适应电子、通信设备和大规模集成电路的供电要求，DC/DC 模块电源输出电压越来越低，而输出电流却越来越大。传统的肖特基整流方式逐渐被同步整流方式所取代。用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管，可以大大降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功率密度。同步整流已经相当流行。但是用MOS代替肖特基二极管势必带来这样一个问题：同步整流MOS管如何驱动？因为二极管不需要驱动，而MOS管是需要驱动的。对于同步整流管的驱动方式，本人收集了部分资料，做了总结，向各位专家学习。 二、驱动方式探讨： 从总的来说同步整流管的驱动方式分为自驱和外驱。 1、外驱：利用原边等驱动信号来控制整流管的开关，优点是可减 小整流管的死区，而且很容易实现时序。不足之处也是显然的，增加了电路的复杂性、成本和可靠性。 *例如，单端正激谐振复位电路，副边续流管可以由原边信号驱动 （如图），也可以整流管由OUT1控制开通，续流管由OUT2控 *又例如图2,这种电路是为了设计原副边的时序。Driverl为正时，Q1导通，副边Qs2处于工作状态。由于Qs12的导通，Qs1 处于关断状态。死区时间Driverl和Driver2为0，则Qs11、Qs21 导通，Q12、Q22的关断，那么Qs1和Qs2均导通，工作在续流状态。当 Driver2为正时，Qs1导通，Qs2关断，Q2延时导通，这样Qs2处于工作状态，Qs1处于关断状态。同样死区时间Qs1 和Qs2同时续流。 可见通过外驱方式实现了原副边时序，使得在死区时间整流管处于工作状态，就不会经过整流管的体二极管续流，从而减小了续流损耗。

半桥同步整流设计报告

\ 半桥倍流同步整流电源的设计 摘要：现如今，微处理器要求更低的供电电压，以降低功耗，这就要求供电系 统能提供更大的输出电流，低压大电流技术越发引起人们的广泛关注。本电源系统以对称半桥为主要拓扑，结合倍流整流和同步整流的结构，并且使用MSP430单片机控制和采样显示，实现了5V，15A大电流的供电系统。效率较高，输出纹波小。 关键词：对称半桥，倍流整流，同步整流，SG3525 一、方案论证与比较 1 电源变换拓扑方案论证 方案一：（如下图）此电路为传统的半桥拓扑。由于MOS管只承受一倍电源电压，而不像单端类的承受两倍电源电压，且较之全桥拓扑少了两个昂贵的MOS 管，因此得到很大的应用。但在低压大电流的设计中，输出整流管的损耗无疑会大大降低效率，而且电感的设计也会变得困难，因此不适合大电流的设计。 方案二：传统半桥+同步整流。将上图半桥的输出整流管改为低导通阻的MOSFET。如此可大大减小输出整流的损耗，提高效率。比较适合大电流的整流方案，但变压器的绕制和电感的设计较麻烦。 方案三：（如下图）半桥倍流同步整流。倍流整流很早就被人提出，它的特点是变压器输出没有中心抽头，这就大大简化了变压器的设计，并且提高了变压器的利用率。而流过变压器和输出电感的电流仅有输出电流的一半，这使得变压

器和电感的制作变得简单。并且由波形分析可以知道，输出电流的纹波是互相抵消的。该电路的不足是电路时序有要求，控制稍显复杂。由上分析我们选择方案三。 2 控制方案选择 方案一：由于控制芯片SG3525输出两路互补对称的PWM信号，则可将控制信号做如下设置（如下图）。 将驱动Q1的信号与Q4同步起来，Q2和Q3的信号同步，则可以实现倍流同步整流的时序同步，方案简单易行，但由于SG3525在输出较小占空比时有较大的死区，则输出MOSFET的续流二极管会产生较大的损耗。 方案二：。。。。。反激变换。。。。将SG3525的驱动信号反向后送入输出整流MOS管，如此可以极大的减少低占空比时的损耗，且仅需一对反向驱动，故选用方案二。

反激同步整流

一种反激同步整流DC-DC变换器设计 摘 要： 对反激同步整流在低压小电流DC－DC变换器中的应用进行了研究，介绍了主电路工作原理，几种驱动方式及其优缺点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，并通过样机试验，验证了该电路的实用性。 引 言：低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追逐的重要目标之一。同步整流可有效减少整流损耗，与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。本文针对36V-75V输入，3.3V/15A 输出的二次电源模块，在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，进行了详细的电路分析和试验。 反激同步整流 基本的反激电路结构如图1。 其工作原理：主MOSFET Q1导通时，进行电能储存，这时可把变压器看成一个电感，原边绕组电流Ip 上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp决定，磁芯不饱和，则Ip 线性增加；磁芯内的磁感应强度将从Br增加到工作峰值Bm；Q1关断时，原边电流将降到零，副边整流管开通，感生电流将出现在副边；按功率恒定原则，副边安匝值与原边安匝值相等。 在稳态时，开关导通期间，变压器内磁通增量△Φ应等于反激期间内的磁通变化量，即： △Φ＝VsTon / Np＝Vs'Toff / Ns 从此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏－秒值必然等于副边每匝绕组的伏－秒值。 反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK－BOOST组合的变换器拓扑的应用，而且如果副边采用同步整流，电路总是工作于CCM的模式下，其电压增益 M＝Vo/Vs＝K·D/(1－D)(K为原副边匝数比) 用PMOSFET和MOSFET替代图1中的萧特基二极管，可以实现同步整流的4种电路结构如图2和图3 反激电路的开关电压波形见图4，是标准的矩形波，非常适合同步整流驱动。设计的关键点在于同步整流管的位置与驱动电路的结构配合、波形的整形限幅和死区控制。 图1 基本反激电路结构图

同步整流电路设计

一种反激同步整流DC-DC变换器设计 摘要：对反激同步整流在低压小电流DC－DC变换器中的应用进行了研究，介绍了主电路工作原理，几种驱动方式及其优缺点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，并通过样机试验，验 证了该电路的实用性。 关键词：反激变换；同步整流；电路拓扑 引言 低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追逐的重要目标之一。同步整流可有效减少整流损耗，与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。本文针对36V-75V输入，3.3V/ 15A输出的二次电源模块，在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，进行了详细的电路分析和试验。 反激同步整流 基本的反激电路结构如图1。 其工作原理：主MOSFET Q1导通时，进行电能储存，这时可把变压器看成一个电感，原边绕组电流Ip上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp决定，磁芯不饱和，则Ip 线性增加；磁芯内的磁感应强度将从Br增加到工作峰值Bm；Q1关断时，原边电流将降到零，副边整流管开通，感生电流将出现在副边；按功率恒定 原则，副边安匝值与原边安匝值相等。 在稳态时，开关导通期间，变压器内磁通增量△Φ应等于反激期间内的磁通变化量，即： △Φ＝VsTon / Np＝Vs‘Toff / Ns 从此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏－秒值必然等于副边 每匝绕组的伏－秒值。 反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK－BOOST组合的变换器拓扑的应用，而且如果副边采用同步整流，电路总是工作于CCM的模式下，其电压增益 M＝Vo/Vs＝K·D/(1－D)(K为原副边匝数比) 用PMOSFET和MOSFET替代图1中的萧特基二极管，可以实现同步整流的4种电路结构如图2和 图3 反激电路的开关电压波形见图4，是标准的矩形波，非常适合同步整流驱动。设计的关键点在于同步整流管的位置与驱动电路的结构配合、波形的整形限幅和死区控制。 图1 基本反激电路结构图 图2 由NMOSFET构成的反激同步整流电路结构

同步整流中DC-DC模块电源

1、概述 2、基本同步整流电路 如图1所示电路，其副边为基本同步整流电路，关键波形见图2。当原边主开关管Q1开通时，通过变压器T1向副边传输能量，副边工作在整流状态，此时SR1的Vgs电压为变压器副边绕组电压，极性为正，SR2的Vgs电压为零，因而SR1导通，SR2关断;当原边主开关管Q1关断时，变压器T1原边绕组的励磁电流和负载电流流经C1，C1上的电压开始上升，当C1电压升至Vin时，原边绕组中的负载电流下降为0，在励磁电流的作用下原边励磁电感Lm与电容C1进行谐振，谐振电压Vr为正弦波，谐振周期Tr=2π√LmC2，谐振电压Vr加到变压器T1的原边绕组上使T1磁复位，同时，副边也进入到续流状态，此时SR1的Vgs电压为0，SR2的Vgs电压为变压器副边绕组电压，电压波形为正弦波，极性为正，因而SR1关断，SR2导通;这样的工作状态会周期性重复

3、基本同步整流电路的问题 3.1、续流管的驱动 如图2中SR2的Vgs波形，由于驱动SR2的是正弦波谐振电压，受主开关的占空比和谐振参数的影响，电压波形变化较大，驱动效果也不理想，模块效率较低。 3.2、输出并联 将两个采用基本同步整流电路的DC-DC模块电源输出并联将会产生很多问题，其中的一个严重问题就是“电流反灌”。下面通过一个简单的例子说明“电流反灌”现象。如图3所示，当模块2正常工作而模块1被关断时，模块2的输出电压VOUT会通过模块1内部的L、T1的副边绕组分别加到SR1、SR2的G、S之间，SR1、SR2会因此导通并流过较大的电流，同时，模块2的输出电压VOUT会被拉低。对于模块1来说，此时的电流是反向流入模块的，称之为“电流反灌”现象。在N个模块并联的系统中，设每个模块的最大输出电流为Io，当其中一个模块被关断时，流入这个模块的反灌电流将会达到(N-1)×IO，这将会带来严重的后果。

同步整流

同步整流技术已经成为现代开关电源技术的标志。凡是高水平开关电源，必定有同步整流技术。在使用面上早已不再局限于5V、3.3V、2.5V这些低输出电压领域，现在上至12V，15V，19V至24V以下输出，几乎都在使用同步整流技术。下面介绍和分析各种同步整流技术的优点、缺点及实现方法。 一、自驱动同步整流 这里给出反激、正激及推挽三种电路的同步整流电路。在正常输入电压值附近工作时，效果十分明显，在高端时，效率变坏而且容易损坏MOSFET。其电路如图1所示。输出电压小于5V时才适用。 图1. 反激、正激、推挽电路的自偏置同步整流电路 二、辅助绕组驱动的同步整流 为了防止高端输入时同步整流的MOSFET栅极上的电压过高，改用从二次侧绕组中增加驱动绕组的方式。该方式可以有效地调节驱动同步整流的MOSFET的栅压，使它在MOSFET 栅压的合理区域，从而保护了MOSFET，提高了电源的可靠性，此外也将输出电压从5V扩展到24V。其工作原理如图2所示。

图2辅助绕组驱动的同步整流电路 三、控制IC方式的同步整流 为提高驱动同步整流MOSFET的效果，从而设计了各种模式的同步整流的控制驱动IC，也取得了不少成果，它将同步整流MOSFET的栅压调至最佳状态。将其开启关断也提高了时控精度，其主要的不足在于MOSFET的源极必须接地，这会加大地线上的开关噪声，并传输至电源输出端。此外其开关时序由自身输出脉冲给出，所以同步整流MOSFET的开启关断通常为硬开关，其时间会与初级侧主开关有些时间差，因此输出电压大体控制在20V以下，ST 公司推出的STSR2、STSR3，以及线性技术公司的LTC3900和LTC3901即是此种控制方式的代 表作品。图3和图4给出其应用电路图。

同步整流电路分析

同步整流电路分析 Revised by Chen Zhen in 2021

同步整流电路分析 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达～，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用甚至或的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路 2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V 1及V 2 为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V 1 导通，V 2 关 断，V 1起整流作用；在次级电压的负半周，V 1 关断，V 2 导通，V 2 起到续流作用。同步整流 电路的功率损耗主要包括V 1及V 2 的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时， 导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路 图2 单端降压式同步整流器的基本原理图 该电路的基本特点是： 1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小； 2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波； 3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了； 4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路； 5）动态响应很好。

同步整流

同步整流电路分析_电源技术概要 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路