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交直交永磁同步电动机无速度传感器矢量控制系统研究

交直交永磁同步电动机无速度传感器矢量控制系统

摘要：本文研究了交直交永磁同步电动机无速度传感器矢量控制系统，分别介绍了其交直交变压变频器的直流环节、矢量控制系统与扩展卡尔曼滤波算法在PMSM无速度传感器矢量控制系统中的应用。利用MA TLAB，仿真验证了这三种模型的正确性与有效性。

关键词：PWM整流器；矢量控制；SVPWM；扩展卡尔曼滤波

Sensorless Vector Control System for AC/DC/AC PMSM

Abstract: This paper presented sensorless vector control system for AC/DC/AC PMSM, maked a comprehensive analysis on rectifying system of AC/DC/AC frequency converters and vector control system and Extended Kalman Filtering for sensorless vector control system, respectively. The simulation results suggested the model is effective.

Key words: PWM rectifiers; Vector Control; SVPWM Extended；Kalman Filtering

0 引言

交直交变压变频器被广泛地应用于交流调速系统中，永磁同步电动机(Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM)作为交流调速领域的一个重要分支，具有体积小、功率密度高、效率和功率因数高等优点。为了获得能和直流电机相媲美的动态性能，永磁同步电机控制系统通常采用矢量控制技术，将无传感器控制技术应用于永磁同步电机驱动系统更是近年来的研究热点。因而交直交永磁同步电动机无速度传感器矢量控制系统具有很高的研究价值。

1 直流环节设计

1.1 三相电压型PWM整流器数学模型

三相电压型PWM整流器(VSR)主电路拓扑结构如图1所示。图中e a、e b、e c为交流侧的三相交流电压源，i a、i b、i c为三相交流侧电流，v dc为直流母线电压，i L为负载电流。L为电抗器及线路的总电感，R为交流侧等效电阻，R L为负载电阻。设v a、v b、v c为整流器各相输入端相电压。

R L

图1 三相电压型PWM整流器

Figure.1 Three-phase PWM rectifier 由基尔霍夫电压定律得VSR三相回路方程为[1]

a a a

b b b

c c c

L Ri e v

+=-

(1)

为简化控制系统设计步骤，使用坐标变换方法，将三相坐标系下的数学模型转换成基于电网电压定向的两相同步旋转dq坐标系中。式(1)可被表述为

q d d d

d q q q

LωLi i R e v

-+=-

?++=-

??(1) 1.2 电压定向矢量控制系统

图2 PWM 整流器电压定向矢量控制系统框

图

Figure.2 Vector control block diagram of PWM rectifier

由式(2)可得，三相VSR 的d 、q 轴变量相互耦合，这增加了控制器设计的难度。因此，内环采用电流前馈解耦控制策略，以实现d 轴与q 轴变量的独立控制，外环采用直流电压控制，以维持直流母线电压的稳定。系统控制框图如图2所示。

2 永磁同步电动机的数学模型及矢量控制

2.1 永磁同步电动机数学模型

dq 坐标系下永磁同步电动机的磁链与电压方程如式（3）式（4）所示[2]：

d d

d f q q q 000ΨL i ΨΨL i ????????=+???????????????? (2)

d d d s r q q q s r

u i ΨR p u i ΨR p ωω-??????

????=+????????????????????

(3)

其中d i 、q i 、d u 、q u 、d Ψ和q Ψ分别为定子电流、定子电压和磁链在d 轴与q 轴上的分量；d L 、

q L 分别为d 轴与q 轴电感；r ω为电机电角速度且

r n r P Ωω=(n P 为电机极对数，r Ω为电机机械角速

度)；p 为微分操作数，且p d dt =；s R 为定子电阻。

由式(3)和式(4)得： d s d d d r q q q s q q q r d d r f u R i L pi L i u R i L pi L i Ψωωω=+-???=+++??

(4)

永磁同步电机电磁转矩为：

e n d q q d 3

()

2T P Ψi Ψi =- (5)

忽略系统传动机构中的粘性摩擦和扭转弹

性，系统的运动方程如下式所示：

e L n d d ωJ T T P t

(6)

2.2 i d =0控制

由式(6)可得，永磁同步电机的电磁转矩主要取决于定子电流。由于永磁同步电机转子磁链基本恒定不变，故控制策略采用转子磁链定向法。

此时磁链和转矩方程可简化为：

d f q q q

ΨΨΨL i =???=?? (7) e n f q 3

2T p Ψi =

(8)

由式（9）可知，电磁转矩仅与定子电流的幅值i s 成正比，即只需控制定子电流的幅值，便能控制电磁转矩。

2.3 SVPWM 原理及仿真模型

SVPWM 的原理是通过控制逆变器功率器件的开关模式以产生逼近基准圆的有效电压矢量，由三相全桥PWM 逆变器的八种开关状态可得八种基本

的电压空间矢量，其中u 1 ~ u 6为有效工作矢量，在空间互差60°，幅值为2v dc /3 (v dc 为直流母线电压)，u 0与u 7为零矢量。基本电压空间矢量图如图3(a)所示。

）

u 3（

(a)基本电压空间矢量 (b) 矢量合成原理图图3基本电压空间矢量与矢量合成原理图

(a) The basic voltage space vector (b) Schematic diagram of composing vector Figure.3 The basic voltage space vector and

schematic diagram of composing vector

由图3(b)可知，αβ坐标系中合成矢量u s 的作用效果和相邻的两个基本矢量u 4、u 6分别作用T 4、T 6时间的效果一致。

对于第一扇区有

6β6β4

463T πu =cos T u T u =πT tan ???

?+???

u u (9)

解得

4αβdc β6

dc 3=

()2=T T u v T T v ????

???

(10)

其它扇区的求解过程与第一扇区相似，在此不再一一赘述[3]。其在MA TLAB 中的实现骤如下所示。

(1)判断矢量u s 所在扇区

由图3(a)可知，8个电压矢量将空间平面分成了6个扇区，扇区号算法公式为： 1.若

0u >,则A=1，否则，A=0； 2.αβ

0u ->，则B=1，否则，B=0； 3.αβ0u +<，则C=1，否则，C=0。

扇区号N=A+2B+4C 。

扇区与N 的对应关系如表1所示。

表1扇区与扇区号的对应关系

扇区 Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ N

(2) 计算矢量作用时间 βdc dc dc 2+3/2)/2-3/2)/βαβαX T /v Y u u T v Z u u T v ???

=??=??

(11)

扇区号N 与矢量作用时间T1、T2的对应关系如表2所示

T 1 Z Y -Z -X X -Y T 2

-X

-Y

-Z

当矢量作用时间之和大于总时间时，令

11122212T T T T T T T T T T ?

=?+??

?=?+?

(12)

(3)确定比较器切换点

a 12

b a 1c

b 2(--)4

T T T T /T T T /T T T /=??

=+??=+?

(13)

N 与开关作用时间Tcm1,Tcm2,Tcm3之间的对应关系如表3所示

表3矢量切换时刻

N 1 2 3 4 5 6 T cm1 T b T a T a T c T c T b T cm2 T a T c T b T b T a T c T cm3 T c

T b

T c

T a

T b

T a

cm1cm2cm3T T T 、、分别为a 、b 、c 相矢量作用时

刻。

2.4基于SVPWM 的交直交PMSM 矢量控制系统仿真

根据式(5) PMSM 的数学模型，在控系统中引入电压解耦项-ωr L q i q 、ωr L d i d 与反电动势前馈补偿项ωr Ψf ，便可独立控制各量。永磁同步电动机矢量控制的原理框图如图4所示。其中e d =-ωr L q i q ，e q =ωr L d i d +ωr Ψf 。

图4 永磁同步电动机矢量控制原理框图 Figure.4 vector control block diagram of PMSM 该模型外环采用转速PI 控制器,其输出为q 轴电流的给定isqref 。内环采用电流前馈解耦控制策略，其输出为调制波在dq 坐标系下的表示形式。经park 反变换便可得到SVPWM 运算模块的调制

波。

在MATLAB 中搭建基于SVPWM 的交直交

PMSM 矢量控制系统仿真模型，同步电机仿真参数如表4所示。

为了充分验证系统的动态性能及正反转运行特性，将系统初始速度给定为628rad/s ，带3N·m 负载启动，0.1s 时突加转矩至6N·m ，0.15s 时转速给定变为314rad/s ，0.25s 时使电机反转，转速给定为-314rad/s ，0.3s 时减载至3 N·m ，0.35s 时转速给定为314 rad/s ，0.45s 时转速给定为628rad/s 。仿真结果如图5所示。

表4 永磁同步电机参数额定功率 1360w 额定转速 2000r/min 额定转矩 6.5 N·m 定子电阻s R 0.78 定子直轴电感Ld 8.5mH

定子交轴电感Lq 8.5 mH 定子相电感Ls 8.5 mH 极对数p 3 转子磁通 0.303Wb 转动惯量 0.00107Kg·m 2 电机摩擦系数

0.0004

t(s)

转速（r a d /s ）

(a)转速响应曲线 (a) Response curve of speed

t(s)

电流（A ）

(b) a,b,c 三相电流波形

(b) Three-Phase current waveform

t(s)

转子位置（r a d ）

t(s)

转矩（N ·

m ）

(d) 转矩响应曲线

(d) Response curve of torque

t(s)

直流电压（V ）

(e) 整流器直流侧输出电压曲线 (e)V oltage waveform of rectifier dc side

图5 仿真结果 Figure.5 simulation results

由图5可得，电机以最大转矩启动，最大转矩值由交轴电流iq 的调节器限幅值决定，转速在最大加速度下迅速达到给定值，超调量为1.21%，转速稳定后，约有±0.05rad/s 的转速波动。突加负载后，

转速经历微小振荡后迅速回到给定值。改变转速给定，转速能够快速响应给定；三相电流波形基本为正弦，并且随着负载的变化迅速作出响应；由图5(e)可知，电压波动在8V 以内，直流侧电源较为稳定。整体看来，该控制系统直流电源稳定，系统动态响应快，正反转特性优良，启动过程中转矩脉动小，转速上升平稳，抗扰动性能好，具有良好的静、动态性能。

3基于扩展卡尔曼滤波的无速度传感器矢量控制系统

3.1 扩展卡尔曼滤波原理

卡尔曼滤波器是在线性最小方差估计基础上发展起来的一种算法[4]，卡尔曼滤波适用于非线性系统，对于实际所面临的非线性系统，需要对其进行线性化，实现非线性系统的卡尔曼滤波。如果线性化是在状态估计值()k x 附近进行的，那么这种滤波算法就叫做扩展卡尔曼滤波(EKF)。

EKF 用于状态估计时分为两个阶段：预测阶段和校正阶段。 (1) 预测阶段

首先由第K 次的估计结果?

()t x 来推算下一次估计的预测值

(1)

k +x

?(1)()()k k k ''+=+x A x

B u

(14)

此预测值对应的输出(1)k +y 为

(1)(1)

k k '+=+y C x (15)

(2) 校正阶段

在校正阶段，利用实际输出和预测输出的偏差对预测状态(1)k +x 进行反馈校正，以此获得优

化估计?(1)k +x

，即有 ?(1)(1)(1)[(1)(1)](1)(1)[(1)(1)]k k k k k k k k k +=++++-+'=++++-+x

x K y y x K y C x (16)

其中(1)k +K 是以估计误差的均方差矩阵取得极小为原则取得的，协方差矩阵(1)k +P 为

T ??(1)[(1)(1)][(1)(1)]k k k k k +=+-++-+P x x

x x

(17)

再令(1)k +P 对(1)k +K 的导数为零，可推导

出(1)k +K

T T

1(1)(1)(1)[(1)(1)(1)]k k k k k k -+=++++++K P H H P H R (18)

其中

(1)

(1)()k k +?

'+=

?=H C x x x x

(19)

将EKF 应用于PMSM 中，令 q s

r d

d d

s f r q q

1001000

100

1A L R T T L L L R ΨT T T L L L T

?????---'=????????????

ωω

d r

r q r r 0cos sin 000

,sin cos 00000

0B C T L T L ????????-??

''==??????

??????????

θθθθ (20)

EKF 在PMSM 无传感器控制中的递推流程如图6所示。

(1)+=k P (1)(1)(1)(1)+-+++k k k k P K H P ?()P

k 图6 EKF 算法 Figure.6 EKF algorithm

3.2基于EKF 的永磁同步电机无速度传感器矢量控制系统仿真研究

基于EKF 的PMSM 无速度传感器矢量控制系统转子的位置和速度信息通过EKF 估算模块给出，其结构框图与图4类似。EKF 模块的输入为经同步旋转变换后的定子电压和电流信号。

本文在MATLAB 环境下针对隐极PMSM 建

立基于EKF 的无传感器控制系统仿真模型，仿真过程中，仿真步长取为1e-6s ，EKF 的采样时间设为2e-4s 。在EKF 模块估算数据送入电机闭环系统时采用速率过渡模块以解决仿真步长与采样时

间不同带来的问题。

为了验证该控制系统的动态性能，将系统初

始速度给定为628rad/s, 带3N·m 负载启动。0.2s 时突加转矩至6N·m ，0.4s 时转速降为314rad/s 。仿真波形如图7所示。

从图中可以看出，突加负载和改变转速给定，转速和转子位置的估计值都能够快速的跟踪真实值，说明该算法具有良好的动态性能。

t(s)

转速（r a d /s ）

t(s)

转速（r a d /s ）

t(s)

偏差（r a d /s ）

(a)转子转速的实测值、估计值及偏差 (a) The measured value, estimated value and

deviation of rotor speed

t(s)

转子位置（r a d ）

t(s)

转子位置（r a d ）

t(s)

偏差（r a d ）

(b)转子位置的实测值、估计值及偏差 (a) The measured value, estimated value and

deviation of rotor position

t(s)

转矩（N ·

m ）

(c)电磁转矩 (c) electromagnetic torque

图7负载和转速突变情况下基于EKF 的PMSM 位置传感器矢量控制系统仿真波形。为仿真实际运行工况，考虑永磁同步电机在长时间工作后会出现参数变化的情况，因此有必要验证EKF 对电机参数变化时的鲁棒性。

图8a 为电机定子电枢绕组电阻增大一倍时的

转速和转子位置曲线，图8b 为交直轴电感L d,q 变为0.8L d,q 时的转速和转子位置曲线。从图中可以看出，当电机参数发生变化时，EKF 能够使估计值

较好地跟踪真实值，具有较强的鲁棒性。 t(s)

转速（r a d /s ）

t(s)

转速（r a d /s ）

t(s)

转子位置（r a d ）

t(s)

转子位置（r a d ）

(a) R s 变为2R s 时的转速和转子位置曲线

(a) Curve of rotor speed and position R s into 2 R s

t(s)

转速（r a d /s ）

t(s)

转速（r a d /s ）

t(s)

转子位置（r a d ）

t(s)

转子位置（r a d ）

(b)L d,q 变为0.8L d,q 时的转速和转子位置曲线 (b) Curve of rotor speed and position L d,q into 0.8L d,q

图8 参数变化时的转速和转子位置曲线 Figure.8 Curve of rotor speed and position when the

parameters change

4 结论

本文研究的主要内容是交-直-交永磁同步电动机无速度传感器矢量控制系统，从以上仿真结果

可以看出直流母线电压波动很小，带有位置传感器的PMSM 矢量控制系统正反转特性良好，调速范围宽，超调较小，但机械式传感器一方面会增加系统的成本，另一方面会降低系统的可靠性。

无速度传感器矢量控制系统克服了以上缺点，但必须指出，本文研究的基于EKF 的PMSM 矢量控制系统的低速性能较差，因此在低速需要利用高频注入法加以配合。

参考文献

[1] 成静红. 三相电压型PWM 整流器非线性控制的研究[D]. 徐州: 中国矿业大学, 2014.

[2] 阮毅，陈伯时. 电力拖动自动控制系统—运动控制系统[M]. 北京: 机械工业出版社, 2010. [3] 龚云飞. 交流永磁同步电机伺服系统的仿真

及实现[硕士学位论文][D]. 哈尔滨: 哈尔滨工业大学, 2006.

[4] 尹忠刚，赵昌等. 采用抗差扩展卡尔曼滤波器的感应电机转速估计方法[J]. 中国电机工程学报，2012，32（18）：152-159..

永磁同步电机矢量控制简要原理

关于1.5KW永磁同步电机控制器的初步方案基于永磁同步电机自身的结构特点，要实现对转速及位置的伺服控制，采用矢量控制算法结合SVPWM技术实现对电机的精确控制，通过改变电机定子电压频率即可实现调速，为防止失步，采用自控方式，利用转子位置检测信号控制逆变器输出电流频率，同时转子位置检测信号作为同步电机的启动以及实现位置伺服功能的组成部分。矢量控制的基本思想是在三相永磁同步电动机上设法模拟直流电动机转矩控制的规律，在磁场定向坐标上，将电流矢量分量分解成产生磁通的励磁电流分量id和产生转矩的转矩电流iq分量，并使两分量互相垂直，彼此独立。当给定Id=0，这时根据电机的转矩公式可以得到转矩与主磁通和iq乘积成正比。由于给定Id=0，那么主磁通就基本恒定，这样只要调节电流转矩分量iq就可以像控制直流电动机一样控制永磁同步电机。根据这一思想，初步设想系统的主要组成部分为：主控制板部分，电源及驱动板部分，输入输出部分。其中主控制板部分即DSP板，根据控制指令和位置速度传感器以及采集的电压电流信号进行运算，并输出用于控制逆变器部分的控制信号。电源和驱动板部分主要负责给各个部分供电，并提供给逆变器部分相应的驱动信号，以及将控制信号与主回路的高压部分隔离开。输入输出部分用来输入控制量，显示实时信息等。

原理框图如下：基本控制过程：速度给定信号与检测到的转子信号相比较，经过速度控制器的调节，产生定子电流转矩分量Isq_ref，用这个电流量作为电流控制器的给定信号。励磁分量Isd_ref由外部给定，当励磁分量为零时，从电机端口看，永磁同步电机相当于一台他励直流电机，磁通基本恒定，简化了控制问题。另一端通过电流采样得到三相定子电流，经过Clarke变换将其变为α-β两相静止坐标系下的电流，再通过park变换将其变为d-q两相旋转坐标系下电流Isq，Isd，分别与两个调节器的参考值比较，经过控制器调节后变为电压信号Vsd_ref 和Vsq_ref，再经过park逆变换，得到Vsa_ref和Vsb_ref作为SVPWM

M440无传感器矢量控制模式

无速度传感器矢量控制（SLVC）基于对转子位置的反复计算，任何原因引起的转子位置信息丢失（定向丢失）将导致不可预知的结果。不正确的电机调试、电源故障引起的温度信息丢失，以及类似的干扰均有可能导致定向丢失。无速度传感器矢量控制需要精心的调试和设置，这应该由具有MM4 / G120 SLVC 操作经验的调试工程师进行。重要提示: SLVC 不应用于下列情形: 1. 电机－变频器功率比值小于 1:4 2. 最大输出频率大于 200Hz 3. 多机传动 4. 变频器与电机间接有接触器，变频器运行时，绝对不允许打开接触器 5. 提升机当变频器定向信息丢失，OFF1 或 OFF3 将不再能够使电机停车，这就是在调试变频器时，必须连接OFF2或脉冲禁止功能的原因(可参考 ID: 7497349 How can the MM440 be shut down in the event of loss o f Vector action?). 推荐的调试方法正确地输入电机参数以及完成电机识别对于SLVC的正确工作极其重要，执行的顺序也很重要，因为快速调试生成初始电机模型，而电机识别则对这一模型进行改进。

实现过程如下： 1. 快速调试与初始电机模型 P0003 = 2 (访问级别 2) P0010 = 1 (快速调试) P0300 及接下来的电机参数根据电机铭牌进行设置。 P0700, P1000, P1080/P1082, P1120/P1121 选择命令源，选择设定值源，Fmin/Fmax, 斜坡时间等等。 P1300 = 20 无速度传感器矢量控制 P1910 = 1 (A0541 将随之出现> 参见2. 使用P1910进行电机识别) P3900 = 1 计算电机参数时，“busy”将出现在 BOP面板上，持续时间约为1分钟，在特大型变频器上将持续更久。在此之后，A0541将在BOP面板上闪烁。至此已完成快速调试并生成初始电机模型。 2. 使用P1910进行电机识别必须完成2项自动测量。注意：测量必须在冷机状态下进行。还需确保在P0625中已正确输入实际环境温度（工厂设定为20°C），输入环境温度必须在完成快速调试（P3900）之后，执行电机识别之前进行。 P1910 = 1，给一个运行命令：启动电机参数测量。

无速度传感器矢量控制

无速度传感器矢量控制技术的行业现状与展望 The Comprehensive Status Analysis and Future Development Tendency of Sensor-less Vector Control (SVC) Technology 1 引言交流传动在高性能场合的应用始于矢量控制概念的引入，包括直接磁场定向与间接磁场定向控制。尽管这一概念早在60年代就已出现，并由Siemens 的Blaschke博士于1972年正式提出，但是真正应用还是在微电子技术发展的二十年后。矢量控制从基本原理上讲能够获得优异的动静态特性，但是对电机参数的敏感性却成为实际应用中必须解决的问题。驱动器通过启动前的自整定以及运行过程中的在线整定，适应电机参数变化，保持矢量控制的动静态性能，这些复杂的自适应控制算法都必须通过强大的信号处理器才能完成。近年来随着半导体技术的发展及数字控制的普及，矢量控制的应用已经从高性能领域扩展至通用驱动及专用驱动场合，乃至家用电器。交流驱动器已在工业机器人、自动化出版设备、加工工具、传输设备、电梯、压缩机、轧钢、风机泵类、电动汽车、起重设备及其它领域中得到广泛应用。随着半导体技术的飞速发展，功率器件在不断优化，开关速度在提高而损耗在下降，功率模块的功率密度在不断增加;数字信号处理器的处理能力愈加强大，处理速度不断提升，交流驱动器完全有能力处理复杂的任务，实现复杂的观测、控制算法，现代交流传动的性能也因此达到前所未有的高度。以代表交流驱动控制最高水平的交流伺服为例，其需求随着新的生产技术与新型加工原料的出现而迅速增长。据相关统计，高性能交流伺服驱动器数量的年增长率超过12%。伺服驱动中应用最多的电机是异步电机及同步电机，额定功率从50W到200kW，位置环、速度环以及转矩环路的典型带宽分别为60Hz、200Hz 以及1000Hz。交流电机驱动中的大部分问题应当说在当今的驱动器中已经得到解决，相关的成熟技术提供了被业界广泛接受的解决方案，并在许多领域中得到成功应用，因此从基本结构上来讲，交流驱动器的现有设计方案在未来的几年中不会有大的变化。现在，交流驱动器开发的一个重点是如何将驱动器与电机有机地结合在一起，开发出更低成本、高可靠性、高性能“驱动模块”。基于这一思路，为进一步减小成本、提高可靠性，开发人员在如何省去轴侧传感器以及电机相电流传感器进行了深入的研究，特别是高性能无速度传感器矢量控制(SVC)的实现吸引了各国研发人员的广泛关注，并已成为近年来驱动控制研究的热点。随着具有强大处理能力的数字信号处理器的推出，实现该控制方式所需要的高鲁棒性、自适应的参数估计以及非线性状态观测成为可能，新的无速度传感控制方案不断推出。Siemens、Yaskawa、Toshiba GE、Rockwell、Mistubishi、Fuji等知名公司纷纷推出自己的SVC控制产品(本文所指SVC均针对异步电机)，控制特性也在不断提高。SVC目前已在印刷、印染、纺机、钢铁生产线、起重、电动汽车等领域中广泛应用，在高性能交流驱动中占有愈来愈重要的地位。 2 无速度传感器矢量控制的优势概括来说，无速度传感器矢量控制可以获得接近闭环控制的性能，同时省去了速度传感器，具有较低的维护成本。与传统V/Hz控制比较，无速度传感器矢量控制可以获得改进的低速运行特性，变负载下的速度调节能力亦得到改善，同时还可获得高的起动转矩，这在高摩擦与惯性负载的起动中有明显的优势。正是由于这些驱动特性，该控制技术已逐渐成为通用恒转矩驱动应用的选择。事实上，基本上所有的AC驱动厂家都提供该控制模式。 Schneider公司的驱动市场经理Susan Bowler认为，该控制模式的吸引人之处在于利用最小的附加费用获得大大增强的性能，包括低速特性、转矩响应及定位能力等。由于其性能接近伺服驱动，公司在拓展需要更精确负载定位控制的场合。该公司的第三代Altivar无速度传感器驱动产品具有自调谐特性，确保驱动器在电机运行参数随时间发生变化的情况下

异步电动机无速度传感器矢量控制系统设计

肖金凤 1971年1月生,1994年毕业于湖南大学电气与信息工程学院电机专业,学士学位,2004年毕业于湖南大学电气与信息工程学院控制工程专业,硕士学位,讲师。主要研究方向为电机智能控制、工业过程控制及综合自动化。异步电动机无速度传感器矢量控制系统设计 * 肖金凤1 , 黄守道2 , 李劲松 1 (1.南华大学,湖南衡阳 421001;2.湖南大学,湖南长沙 410082) 摘要文章提出一种基于模糊神经网络的模型参考自适应电机转速辨识方法,将其与SVP WM 调制技术控制的变频器系统结合起来,组成了一种基于DSP 的异步电机无速度传感器矢量控制系统。具体介绍了其结构及软硬件的设计。仿真结果表明此系统动态性能好,能准确跟踪电机转速的变化。关键词异步电动机无速度传感器 SVP WM 矢量控制数字信号处理器 Fiel d Oriented Control Syste m of Speed Sensorless Based on DSP X iao Jinfeng ,Huang Shoudao ,L i Jingsong (1.N anhua Un iversity ;2.H unan Un i v ersity ) Abstract :This paper presents a ne w m et h od of i n ducti o n m otor speed identifica -ti o n .It is the co m binati o n o f f u zzy neural net w ork (FNN )w ith m odel reference adap -ti v e syste m (MRAS).W e co m bi n e this m ethod w it h the i n verter contro lled by space vector pulse w idth m odu lati o n (SVP WM )to for m a field oriented con tro l syste m o f speed senso rless based on DSP . Its struct u re and soft w are and hardw are are ana -l y zed .The S i m u lation results sho w that the contro l syste m has better dyna m ic per -f o r m ance and can accurately track the variati o n of the m otor speed . K ey w ords :I nducti o n m oto r Speed sensorless SVP WM F ield oriented con -tro l (FOC) DSP *湖南省自然科学基金资助项目(编号:02JJ Y 2089) 1 引言异步电动机的数学模型由电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成,是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。采用传统的控制策略对其进行控制时,动态控制效果较差。目前异步电动机控制研究工作正围绕几个方面展开:采用新型电力电子器件和脉宽调制控制技术;应用矢量控制技术及现代控制理论、智能控制技术;广泛应用数字控制系统及计算机技术;无速度传感器控制技术。本文以电机控制专用芯片 T M S320F240为核心,采用磁通、转速闭环的矢量控制策略,利用SVP WM 脉宽调制技术、无速度传感器及智能控制技术,设计了一电机控制系统。仿真结果表明该控制系统抗干扰能力强,动态性能好。 2 速度估计策略模型参考自适应方法(MRAS)是应用较广的速度估计方法。本文设计的模型参考自适应速度估计系统为减少定子电阻的影响选择瞬时无功功率模型,同时为有效解决瞬时无功功率模型参考 40 异步电动机无速度传感器矢量控制系统设计《中小型电机》2005,32(2)

8bit单片机FOC矢量控制PMSM电机无传感器

说明：下面程序取自IFX 8位机无传感器PMSM电机矢量控制程序。整个程序是连续的矢量控制计算函数，其中有图片说明打断，便于更好的理解。其中包括坐标系变换,磁链角估算，PI速度环电流环调节。（单片机XC886，Keil编译器Cavin整理）坐标系变换说明：双电阻采样得到两相电流(ia, ib)，由abc120°静止坐标系Clarke变换到直角坐标系(iα, iβ)，由(iα, iβ)静止直角坐标系Park变换到直角旋转坐标系(iq, id)。直流id不变，通过PI速度环电流环得到期望直流iq，进行限幅控制。由旋转坐标系(vq, vd)经过Park逆变换到静止坐标系(vα, vβ)，然后再经过矢量调制成PWM控制电机。无传感器角度估算：由Clarke变换得到(iα, iβ)和由Park逆变换得到的(vα, vβ)，经过低通滤波器PT1，再由直角坐标系变极坐标系得到磁链估算角无传感器开环启动策略：在定子中加入幅值及频率都受控的电流，若PLL收敛,切换到FOC闭环控制。软件流程图：

void FOC_Calculation (void) using 1 { #pragma asm ;************************************** ;* FOC_Calculation ;************************************** ;* ;* this function contains all calculations ;* necessary for the field oriented control. ;* ;* register bank 1 is used ;* ;************************************** ;* push registers ;************************************** push ACC push b push dph push dpl push PSW push SYSCON0 ; use register bank 0x01 mov PSW,#0x08 ;;anl SYSCON0,#0xFE ; use standard SFRs mov CCU6_PAGE,#0xA0 ; select CCU6-page 0 SST2 ;**************************************

BLDC无位置传感器控制技术

BLDC无位置传感器控制技术 2014.11.12 duguqiubai1234@https://www.wendangku.net/doc/1a16610527.html, BLDC电机是一种结合了直流电机和交流电机优点的改进型电机。其转子采用永磁材料励磁，体积小、重量轻、结构简单、维护方便。BLDC电机又具有控制简便、高效节能等一系列优点，已广泛应用于仪表和家用电器等领域。本文主要讨论高压BLDC风机无位置传感器起动和运行技术。一、无位置传感器技术简介 BLDC电机最简单的控制方法是安装三个位置传感器，使用六步换相法控制。但传感器器会增大电机的体积和成本，另外传感器的位置精度影响电机的运行；特别对于极对数较多的电机，传感器偏差少许机械角度也可能引起电角度偏差很多。在某些恶劣环境下,如高温、潮湿、腐蚀性气体等环境，传感器易损坏，因而无法使用。使用无位置传感器方式则可以克服上述缺点。无传感器BLDC在性能上也存在一些不足: （1）难以实现重负载（例如额定转矩）起动。好在风机属于轻负载起动的情况。（2）难以快速起动。例如很难实现1秒内从静止加速到全速。好在风机通常不要求很短时间内完成加速。（3）无法实现全速范围内任意调速。有传感器BLDC能够实现0%～100%额定转速范围内的调速，而无传感器BLDC通常只能实现10%～100%额定转速范围内的调速。好在风机通常不要求10%额定转速以下运行。经过以上分析，可以看出风机非常适合使用无位置传感器方式控制。国内高压无位置传感器BLDC技术仍处于不成熟阶段。使用该技术的产品应以稳定可靠为主要要求，而不是以性能优越为主要要求。高压无传感器BLDC如果追求性能优越，则成本太高，技术难度过大。风机类产品通常起动后连续工作时间较长，所以通常不要求快速起动，不也要求反复起停。

永磁同步电动机矢量控制(结构及方法)

第2章永磁同步电机结构及控制方法 2.1 永磁同步电机概述永磁同步电动机的运行原理与电励磁同步电动机相同，但它以永磁体提供的磁通替代后的励磁绕组励磁，使电动机结构较为简单，降低了加工和装配费用，且省去了容易出问题的集电环和电刷，提高了电动机运行的可靠性；又因无需励磁电流，省去了励磁损耗，提高了电动机的效率和功率密度。因而它是近年来研究得较多并在各个领域中得到越来越广泛应用的一种电动机。永磁同步电动机分类方法比较多：按工作主磁场方向的不同，可分为径向磁场式和轴向磁场式；按电枢绕组位置的不同，可分为内转子式(常规式)和外转子式；按转子上有无起绕组，可分为无起动绕组的电动机(用于变频器供电的场合，利用频率的逐步升高而起动，并随着频率的改变而调节转速，常称为调速永磁同步电动机)和有起动绕组的电动机(既可用于调速运行又可在某以频率和电压下利用起动绕组所产生的异步转矩起动，常称为异步起动永磁同步电动机)；按供电电流波形的不同，可分为矩形波永磁同步电动机和正弦波永磁同步电动机(简称永磁同步电动机)。异步起动永磁同步电动机用于频率可调的传动系统时，形成一台具有阻尼(起动)绕组的调速永磁同步电动机。永磁同步伺服电动机的定子与绕组式同步电动机的定子基本相同。但根据转子结构可分为凸极式和嵌入式两类。凸极式转子是将永磁铁安装在转子轴的表面，如图 2-1(a)。因为永磁材料的磁导率十分接近空气的磁导率，所以在交轴(q 轴)、直轴(d 轴)上的电感基本相同。嵌入式转子则是将永磁铁安装在转子轴的内部，如图 2-1(b)，因此交轴的电感大于直轴的电感。并且，除了电磁转矩外，还有磁阻转矩存在。为了使永磁同步伺服电动机具有正弦波感应电动势波形，其转子磁钢形状呈抛物线状，其气隙中产生的磁通密度尽量呈正弦分布；定子电枢绕组采用短距分布式绕组，能最大限度地消除谐波磁动势。永磁体转子产生恒定的电磁场。当定子通以三相对称的正弦波交流电时，则产生旋转的磁场。两种磁场相互作用产生电磁力，推动转子旋转。如果能改变定子三相电源的频率和相位，就可以改变转子的转速和位置。

无速度传感器的矢量控制系统仿真

课程设计任务书学生姓名：专业班级：指导教师：工作单位：武汉理工大学题目: 无速度传感器的矢量控制系统仿真初始条件：电机参数为：额定电压U=380V、频率50 =、定子电阻s R=0.252Ω、 f Hz 额定功率P=2.2KW、定子自感 L=0.0016H、转子电阻r R=0.332Ω、额定转速 s n=1420rpm、转子自感r L＝0.0016H、级对数p n＝2、互感m L＝0.08H、转动惯量J=0.6Kgm2 要求完成的主要任务: （1）设计系统原理图; （2）用MATLAB设计系统仿真模型；（3）能够正常运行得到仿真结果,包括转速、转矩等曲线，并将推算转速与实际转速进行比较参考文献： [1] 洪乃刚.《电力电子和电力拖动控制系统的MATLAB仿真》.北京：机械工业出版社，2005:212-215 时间安排： 2011年12月5日至2011年12月14日，历时一周半，具体进度安排见下表具体时间设计内容 12.5 指导老师就课程设计内容、设计要求、进度安排、评分标准等做具体介绍；学生确定选题，明确设计要求 12.6－12.9 开始查阅资料，完成方案的初步设计 12.10—12.11 由指导老师审核设计方案，学生修改、完善并对其进行分析 12.12－12.13 撰写课程设计说明书 12.14 上交课程设计说明书，并进行答辩指导教师签名：年月日系主任（或责任教师）签名：年月日

摘要异步电动机具有非线性、强耦合、多变量的性质，要获得高动态调速性能，必须从动态模型出发，分析异步电动机的转矩和磁链控制规律，研究高性能异步电机的调速方案。矢量控制是目前交流电动机较先进的一种动态模型,它又有基于转差频率控制的、无速度传感器和有速度传感器等多种矢量控制方式。无速度传感器控制的高性能通用变频器是当前全世界自动化技术和节能应用中受到普遍关心的产品和开发课题。本文介绍无速度传感器的矢量控制系统的原理和Matlab仿真。关键词：矢量控制、无速度传感器、Matlab

无速度传感器矢量控制系统的一种控制方法

!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!伺服技术"#$%&’($)*+,-.$ 无速度传感器矢量控制系统的一种控制方法李岚/乔晓利/张爱玲太原理工大学/山西太原1211345收稿日期63113788783摘要6介绍了无速度传感器矢量控制系统中9:;<=的一种控制方法/ 并对实际电动机进行了控制>通过实验取得了令人满意的结果> 关键词6无速度传感器?9:;<=? 控制方法中图分类号6@=242?@=218A 3文献标识码6B 文章编号681187C D 4D 0311********E 713 F ) G H I J G K LM I N G OG P #Q M M O 7R M H R G J K M R R &M S I G J )G H I J G K #T R I M U V W V X Y /Z W B [\]X ^7_]/‘a B b c B ]7_]Y d 0@X ]e f X Yg Y ]h i j k ]l e^m @i n o Y ^_^d e /@X ]e f X Y 121134/p o ]Y X 5F q R I J r S I 6B 9:;<=n ^Y l j ^_s i l o ^t]Yk i Y k ^j _i k k h i n l ^j n ^Y l j ^_k e k l i s ]k u j i k i Y l i tX Y tl o i n ^Y l j ^_^Ys ^l ^j o X k v i i Ys X w i Y A x y u i j ]s i Y l j i k f _l u j ^h i k ]l ]k k X l ]k m X n l ^j e A z M T{G J O R 6k i Y k ^j _i k k ?9:;<=?n ^Y l j ^_s i l o ^t |引言矢量控制的异步电动机变频调速可获得高性能的转速控制和转矩控制/但系统需要测速传感器/使其应用受到工作环境和使用条件等方面的限制>无速度传感器矢量控制系统调速范围宽}速度响应快/ 因而成为目前交流传动的一个研究热点>文中介绍了无速度传感器矢量控制系统中的一种电压空间矢量;<=控制方法/并借助以~9;为核心的;<= 调速装置/对电动机进行了控制实验/验证了控制方法的正确性>!电压空间矢量控制方法电压空间矢量控制方法以三相对称正弦波电压供电时三相电动机定子的理想磁链圆为基准/由三相逆变器不同开关模式所形成的实际磁链矢量来追踪基准磁链圆>在追踪过程中/逆变器的开关模式作适当的切换/从而形成;<=波"8#> 图8为三相;<=逆变器的主电路示意图/ 其中功率开关元件用9X }9v }9n 表示> 电压空间矢量是由开关量9X }9v }9n 控制的>从逆变器的拓扑结构看/9X }9v }9n 共构成D 种工作状态/即6811}881}181}188}118}818与888}111>其中/前C 种工作状态是有效的/ 后两种工作状态是无 90X /v /n 5$8时上管导通/90X /v /n 5$1时下管导通图8三相;<=逆变器主电路意义的>对于每一种有效的工作状态/三相电压都可用一个合成空间矢量表示/其幅值相等}相位彼此相差C 1%>如以f &8/f &3/’f &C 依次表示811}881}’818六个有效工作状态的电压空间矢量/它们之间的相互关系如图3所示/C 个电压空间矢量将逆变器一个工作周期划分为C 个扇区/每个扇区对应的时间各为C 1%>其中/第2扇区的;<=波形如图2所示/ 同理可得其它扇区;<=波形 >图3逆变器供电时电机定子电压空间矢量图由于逆变器只输出有限的C 种有效电压空间矢 (E 3()))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))))无速度传感器矢量控制系统的一种控制方法李岚乔晓利张爱玲万方数据

无速度传感器简介

无速度传感器在高性能的异步电机矢量控制系统中，转速的闭环控制环节一般是必不可少的。通常，采用光电码盘等速度传感器来进行转速检测，并反馈转速信号。但是，由于速度传感器的安装给系统带来一些缺陷：系统的成本大大增加；精度越高的码盘价格也越贵；码盘在电机轴上的安装存在同心度的问题，安装不当将影响测速的精度；电机轴上的体积增大，而且给电机的维护带来一定困难，同时破坏了异步电机的简单坚固的特点；在恶劣的环境下，码盘工作的精度易受环境的影响。因此，越来越多的学者将眼光投向无速度传感器控制系统的研究。国外在20世纪70年代就开始了这方面的研究，但首次将无速度传感器应用于矢量控制是在1983年由R．Joetten完成，这使得交流传动技术的发展又上了一个新台阶，但对无速度传感器矢量控制系统的研究仍在继续。 2无速度传感器的控制方法在近20年来，各国学者致力于无速度传感器控制系统的研究，无速度传感器控制技术的发展始于常规带速度传感器的传动控制系统，解决问题的出发点是利用检测的定子电压、电流等容易检测到的物理量进行速度估计以取代速度传感器。重要的方面是如何准确地获取转速的信息，且保持较高的控制精度，满足实时控制的要求。无速度传感器的控制系统无需检测硬件，免去了速度传感器带来的种种麻烦，提高了系统的可靠性，降低了系统的成本；另一方面，使得系统的体积小、重量轻，而且减少了电机与控制器的连线，使得采用无速度传感器的异步电机的调速系统在工程中的应用更加广泛。国内外学者提出了许多方法。（1）动态速度估计法主要包括转子磁通估计和转子反电势估计。都是以电机模型为基础，这种方法算法简单、直观性强。由于缺少无误差校正环节，抗干扰的能力差，对电机的参数变化敏感，在实际实现时，加上参数辨识和误差校正环节来提高系统抗参数变化和抗干扰的鲁棒性，才能使系统获得良好的控制效果。（2）PI自适应控制器法其基本思想是利用某些量的误差项，通过PI自适应控制器获得转速的信息，一种采用的是转矩电流的误差项；另一种采用了转子q轴磁通的误差项。此方法利用了自适应思想，是一种算法结构简单、效果良好的速度估计方法。（3）模型参考自适应法（MRAS）将不含转速的方程作为参考模型，将含有转速的模型作为可调模型，2个模型具有相同物理意义的输出量，利用2个模型输出量的误差构成合适的自适应律实时调节可调模型的参数（转速），以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的。根据模型的输出量的不同，可分为转子磁通估计法、反电势估计法和无功功率法。转子磁通法由于采用电压模型法为参考模型，引入了纯积分，低速时转子磁通估计法的改进，前者去掉了纯积分环节，改善了估计性能，但是定子电阻的影响依然存在；后者消去了定子电阻的影响，获得了更好的低速性能和更强的鲁棒性。总的说来，MRAS是基于稳定性设计的参数辨识方法，保证了参数估计的渐进收敛性。但是由于MRAS的速度观测是以参考模型准确为基础的，参考模型本身的参数准确程度就直接影响到速度辨识和控制系统的成效。（4）扩展卡尔曼滤波器法将电机的转速看作一个状态变量，考虑电机的五阶非线性模型，采用扩展卡尔曼滤波器法在每一估计点将模型线性化来估计转速，这种方法

无刷直流电机无位置传感器控制方法综述

无刷直流电机无位置传感器控制方法综述所谓的无位置传感器控制，正确的理解应该是无机械的位置传感器控制。在电机运转的过程中，作为逆变桥功率器件换向导通时序的转子位置信号仍然是需要的，只不过这种信号不再由位置传感器来提供，而应该由新的位置信号检测措施来代替，即以提高电路和控制的复杂性来降低电机的复杂性。所以，目前永磁无刷直流电机无位置传感器控制研究的核心和关键就是架构一转子位置信号检测线路，从软硬件两个方面来间接获得可靠的转子位置信号，借以触发导通相应的功率器件，驱动电机运转。 1.反电势过零点法（端电压法）：基于反电动势过零点的转子位置检测方法是在忽略永磁无刷直流电机电枢反应影响的前提下。通过检测断开相反电动势过零点。依次得到转子的六个关键位置信号。但是存在如下缺点：反电动势正比于转速，低速时不能通过检测端电压来获得换相信息故这种方法严重影响了电机的调速范围。使电机起动困难；续流二极管导通引起的电压脉冲可能覆盖反电动势信号。尤其是在高速、重载、或者绕组电气时间常数很大等情况下，续流二极管导通角度很大，可能使得反电动势法无法检测。反电势过零检测法的改进策略：针对以上缺点,利用神经网络的非线性任意逼近特性, 提出一种基于神经元网络的电机相位补偿控制。首先由硬件电路获得有效的反电动势信息, 再利用BP 神经网络进行正确相位补偿, 实现无刷直流电机的无位置传感器控制, 获得了较好的效果[1]。还有一种采用人工神经元网络的永磁无刷直流电机反电势预测新方法, 采用神经元网络方法对永磁无刷直流电动机反电势波形准确预测的结果进一步用于电机动、静态特性的仿真或预测, 这将比假设电机反电势波形为理想正弦波或梯形波所进行的仿真更接近电机的实际运行结果。较之传统的路和场的计算方法, 达到了快速性和准确性的统一, 且由于神经元网络的自学习神经元网络成功训练后, 就可以用以预测所研究类型的永磁无刷直流电机的反电势波形[2]。直接检测法，通过比较逆变器直流环中点电压和电机断开相绕组端电压的关

无传感器矢量控制技术

1、PG卡是变频器控制带编码器电机时的选件.构成闭环控制.主要是实现高精度的带编码器(PG)矢量闭环控制.PG卡和带编码器的电机是变频器实现最高的控制精度的方式.可实现电机速度控制和位置控制(定位). 2、变频器的无PG矢量控制怎么接线？无PG矢量控制接线与其它的变频器一样接线。（与PG矢量控制区别就是没有电机编码器的接线了。）主要是控制方式选择PG矢量控制，并且要进行电机的自学习，以供变频器采集电机的必要参数。 3、变频器中说的有PG矢量控制中的PG指的是什么啊？ PG:pulse Quantizer 就是脉冲编码器有PG矢量控制，就是有编码器的矢量控制，也就是闭环矢量控制 4、变频器的VF控制和无PG 矢量控制什么区别怎么使用区别在于无PG反馈矢量控制机械硬度较好,控制精度和调速范围更好些,但要求较多.V/F控制适用于大多数控制. 5、无PG矢量控制一般用在什么样的负载上呢？速度和转矩与VF控制有什么区别回答无PG反馈的矢量变频器通过变频器内部的检测电流测出三相输出电压和电流值矢量，通过变换电路得到两个相互垂直的电流信号，再用这两个信号通过运算调节器控制逆变电路的输出。整个过程全部在变频器内完成，工程上称为无PG反馈的矢量变频器。3．变频器矢量控制功能的设置只设置“用”或“不用”即可。4．设置矢量控制功能时应符合的条件(1) 变频器只能连接一台电动机；(2) 电动机应使用变频器厂家的原配电动机，若不是原配电动机，应先进行自整定操作；(3) 所配备电动机的容量比应配备电动机的容量最多小一个等级； (4) 变频器与电动机之间的电缆长度应不大于50m。(5) 变频器与电动机之间接有电抗器时，应使用变频器的自整定功能改写数据。在需要较高精度的控制场合下,可选用无PG反馈的控制,比如数控车床：作为主轴电动机的驱动系统，可以根据切削需要改变主轴的转速，随着工件直径的变化，主轴转速亦随着变化，保持刀具的恒线速切削。还可以由数控系统控制主轴运行、停止，正、反转以及与进刀系统保持严格的传动比关系，完成工件的自动加工，从而大大提高工作效率和工件的成品率。一般可选用普通U∕f控制变频器，为了提高控制精度选用矢量控制变频器效果更好。 V/F控制方式在低速下输出机械转矩有所下降(如需要可设置转矩补偿,升高输出电压),后者低速高速转矩都一样;在转速方面都是一样的,只是对V/F控制来说,当负载转矩波动时会出现转速的变化.

无刷直流电机的无位置传感器控制_0813

无位置传感器控制技术是无刷直流电机研究的热点之一，国内外相关研究已经取得阶段性成果。在无刷直流电机工作过程中，各相绕组轮流交替导通，绕组表现为断续通电。在绕组不通电时，由于绕组线圈的蓄能释放，会产生感应电动势，该感应电动势的波形在绕组两端有可能被检测出来。利用感应电动势的一些特点，可有取代转子上的位置传感器功能，来得到需要的换相信息。由此，就出现了无位置传感器的无刷直流电动机。尽管无位置传感器控制方式使得转子位置检测的精确度有所降低，但由于取消了位置传感器，电机的结构更加简单，安装更加方便，成本降低，可靠性进一步提高，在对体积和可靠性有要求的领域以及不适合安装位置传感器的场合，无位置传感器无刷直流电机应用广泛。无位置传感器控制方式下的无刷直流电机具有可靠性高、抗干扰能力强等优点，同时在一定程度上克服了位置传感器安装不准确引起的换相转矩波动。无位置传感器技术是从控制的硬件和软件两方面着手，以增加控制的复杂性换取电机结构复杂性的降低。以采用120o电角度两两导通换相方式的三相桥式Y接无刷直流电机为例，讨论基于现代控制理论和智能算法的无刷直流电机无位置传感器控制方法。转子位置间接检测法目前无刷直流电机中主要采用电磁式、光电式、磁敏式等多种形式的位置传感器，但位置传感器的存在限制了无刷直流电机在某些特定场合的应用，主要体现在： 1、位置传感器可使电机系统的体积增大； 2、位置传感器使电机与控制系统之间导线增多，使系统易受外界干扰影响； 3、位置传感器在高温、高压和湿度较大等恶劣工况下运行时灵敏度变差，系统运行可靠性降低 4、位置传感器对安装精度要求较高，机械安装偏差引起的换相不准确直接影响电机的运行性能。无位置传感器控制技术越来越受到重视，并得到了迅速发展。依据检测原理的不同，无刷直流电机无位置传感器控制方法主要包括反电势法、磁链法、电感法及人工智能法等。反电势法反电势法（感应电动势过零点检测法）目前是技术最成熟、应用最广泛的一种位置检测方法。该方法将检测获得的反电势过零点信号延迟30o电角度，得到6个离散的转子位置信号，为逻辑开关电路提供正确的换相信息，进而实现无刷直流电机的无位置传感器控制。无刷直流电机反电势过零点与换相时刻的对应关系如图所示，图中e A、e B、e C为相位互差120o电角度的三相梯形波反电势，Q1~Q6为一个周期内的6个换相点，分别滞后相应反电势过零点30o电角度。

基于MTPA的永磁同步电动机矢量控制系统

基于MTPA的永磁同步电动机矢量控制系统 1 引言永磁同步电动机由于自身结构的优点，再加上近年来永磁材料的发展，以及电力电子技术和控制技术的发展，永磁同步电动机的应用越来越广泛。而对于凸极式永磁同步电动机，由于具有更高的功率密度和更好的动态性能，在实际应用中越来越受到人们的重视[1]。高性能的永磁同步电动机控制系统主要采用的矢量控制。交流电机的矢量控制由德国学者blaschke在1971年提出，从而在理论上解决了交流电动机转矩的高性能控制问题。该控制方法首先应用在感应电机上，但很快被移植到同步电机。事实上，在永磁同步电动机上更容易实现矢量控制。因为该类电机在矢量控制过程中不存在感应电机中的转差频率电流而且控制受参数(主要是转子参数)的影响也小。永磁同步电动机的矢量控制从本质上讲，就是对定子电流在转子旋转坐标系(dq0坐标系)中的两个分量的控制。因为电机电磁转矩的大小取决于上述的两个定子电流分量。对于给定的输出转矩，可以有多个不同的d、q轴电流的控制组合。不同的组合将影响系统的效率、功率因数、电机端电压以及转矩输出能力，由此形成了各种永磁同步电动机的电流控制方法。[2]针对凸极式永磁同步

电动机的特点，本文采用最优转矩控制(mtpa)，并用一种更符合实际应用的方法进行实现，并进行了仿真验证。

图1 电流id、iq和转矩te关系曲线 2 永磁同步电动机的数学模型首先，需要建立永磁同步电动机在转子旋转dq0坐标系下的数学模型，这种模型不仅可用于分析电机的稳态运行性能，还可以用于分析电机的暂态性能。为建立永磁同步电机的dq0轴系数学模型，首先假设： (1)忽略电动机铁芯的饱和； (2)不计电动机中的涡流和磁滞损耗； (3)转子上没有阻尼绕组； (4)电动机的反电动势是正弦的。这样，就得到永磁同步电动机dq0轴系下数学模型的电压、磁链和电磁转矩方程，分别如下所示：

无速度传感器说明

无速度传感器说明：在现代交流调速系统中，为了获得高性能的转速控制，采用了速度闭环控制，必须在电机轴上安装速度传感器。但在实际系统中，速度传感器的安装往往受到一些限制，主要存在以下几个问题[3,4]： 1) 速度传感器的安装降低了系统的鲁棒性和简单性； 2) 高精度的速度传感器价格一般比较贵，增加了系统成本； 3) 在一些恶劣的条件下（如高温、潮湿等），速度传感器的安装会降低系统的可靠性； 4) 速度传感器的安装存在一些困难，如果安装不当会成为系统的一个故障源。为了避免这些问题，使得人们转而研究无需速度传感器的电机转速辨识方法。近年来，这项研究也成为交流传动的一个热点问题。国外在20世纪70年代开始了这方面的研究。而首次将无速度传感器应用于矢量控制是在1983年由R.Joetten 完成的，这使得交流传动技术的发展又上了一个新的台阶。在其后的十几年中，国内外的学者在这方面做了大量的工作，到目前为止，提出了许多种方法，大体上可以分为：①动态转速估计器；②模型参考自适应（MRAS ）；③基于PI 调节器法；④自适应转速观测器；⑤转子齿谐波法；⑥高频注入法；⑦基于人工神经元网络的方法。以下分别讨论动态转速估计器，模型参考自适应（MRAS ），基于PI 调节器法，滑模变结构观测器，在第二章建立的异步电机矢量控制仿真实验平台上仿真。动态转速估计器[3] 这种方法从电机的电磁关系式，转速的定义中得到关于转差的表达式。电机角速度等于同步角速度s ω与转差角速度sl ω之差。 s sl ωωω=- （3-1）同步角速度可以由静止坐标系下的定子电压方程式推得，由图3-1矢量关系可知 2 2 s s s s s s s s s s d d arctg dt dt p p βαβααβ αβ ωθψ? ?==?? ψ?? ψψ-ψψ= ψ+ψ （3-2）

PMSM电机无传感器FOC矢量控制_图文.

说明:下面程序取自IFX 16位机无传感器PMSM电机矢量控制程序。程序架构是C语言嵌套汇编。其中坐标系变换是汇编编写。有插图说明,便于更好的理解。其中包括坐标系变换,磁链角估算,PI速度环电流环调节。(单片机XC2236N,Tasking 编译器Cavin整理坐标系变换说明:双电阻采样得到两相电流(ia, ib,由abc120°静止坐标系Clarke 变换到直角坐标系(iα, iβ,由(iα, iβ静止直角坐标系Park变换到直角旋转坐标系(iq, id。直流id不变,通过PI速度环电流环得到期望直流iq,进行限幅控制。由旋转坐标系(vq, vd经过Park逆变换到静止坐标系(vα, vβ,然后再经过矢量调制成PWM控制电机。无传感器角度估算:由Clarke变换得到(iα, iβ和由Park逆变换得到的(vα, vβ,经过低通滤波器PT1,再由直角坐标系变极坐标系得到磁链估算角无传感器开环启动策略:在定子中加入幅值及频率都受控的电流,若PLL收敛,切换到FOC闭环控制。

/******************************************************************* ********* ************************************************************************ ****/ /*********************************************************************** ***** ******************************************************************** ********/ //****************************************************************** ********** // @Function int clarke_trans(int Phase_s, int Phase_t, int *ia; //

永磁同步电动机矢量控制模型的设计与仿真

永磁同步电动机矢量控制模型的设计与仿真交流调速理论包括矢量控制和直接转矩控制。1971年，由F．Blaschke 提出的矢量控制理论第一次使交流电机控制理论获得了质的飞跃。矢量控制采用了矢量变换的方法，通过把交流电机的磁通与转矩的控制解耦使交流电机的控制类似于直流电动机。矢量控制方法在实现过程中需要复杂的坐标变换，而且对电机的参数依赖性较大。直接转矩控制是1985年Depenbrock教授在研究异步电机控制方法时提出的。该方法是在定子坐标系下分析交流电机的数学模型，强调对电机的转矩进行直接控制，对转矩进行砰一砰控制，无需解耦，省掉了矢量旋转变换计算。控制定子磁链而不是转子磁链，不受转子参数变化的影响，但不可避免地产生转矩脉动，低速性能较差，调速范围受到限制。而且由于它对实时性要求高、计算量大，对控制系统微处理器的性能要求也较高。矢量控制的基本思想是在普通的三相交流电动机上设法模拟直流电动机转矩控制的规律，在磁场定向坐标上，将电流矢量分解成为产生磁通的励磁电流分量和产生转矩的转矩电流分量，并使得两个分量互相垂直，彼此独立，然后分别进行调节。这样交流电动机的转矩控制，从原理和特性上就和直流电动机相似了。控制策略的选择上是PID控制，传统的数字PID控制是一种技术成熟、应用最为广泛的控制算法，其结构简单，调节方便。 1 永磁同步电机的数学模型 1.1 永磁同步电机系统的结构永磁同步电机的基本组成：定子绕组、转子、机体。定子绕组通过三相交流电，产生与电源频率同步的旋转磁场。转子是用永磁材料做成的永磁体，它在定子绕组产生的旋转磁场的作用下，开始旋转。 1.2 坐标变换

无速度传感器异步电动机极低转速下的矢量控制

ISSN 1000-0054CN 11-2223/N 清华大学学报(自然科学版)J T singh ua Un iv (Sci &Tech ),2003年第43卷第9期 2003,V o l.43,N o.95/37 1169-1172,1180 　无速度传感器异步电动机极低转速下的矢量控制冬　雷,　李永东 (清华大学电机工程与应用电子技术系,北京100084) 收稿日期:2002-08-18 基金项目:国家自然科学基金资助项目(59877010)作者简介:冬雷(1967-),男(汉),河北,博士后。通讯联系人:李永东,教授,E -mail :liyd @mail .tsin ghua .edu .cn 摘　要:在较低转速下,对异步电机转子磁通位置的观测比较困难,因此在定子边注入与电机控制量无关的高频信号,是提取转子磁通位置信息的有效方法之一。为此,该文分析了异步电机高频脉振信号注入下的电机模型,得到了异步电机同步参考坐标系下的阻抗不对称的特点,提出了磁通跟踪的方法,通过检测高频脉振信号注入时的响应电流,来观测转子的磁通位置,并以此为基础实现了无速度传感器异步电机极低转速下的矢量控制。实验结果表明,该方法在异步电机极低转速(包括零速)下能准确地观测出转子磁通位置,对电机的参数和负载变化具有鲁棒性,并且能够在零速时输出额定转矩。关键词:异步电机;矢量控制;无速度传感器控制;磁通跟踪中图分类号:T M 921.51 文献标识码:A 文章编号:1000-0054(2003)09-1169-04 Vector control of a speed sensor -less induction motor at very low speed DONG Lei ,LI Yongdon g (Department of Electrical Engineering ,T s inghua University ,Beij ing 100084,China ) Abstract :T he rotor flux angle of an induction machine at ver y low speed cann ot eas ily es timated; th erefore, an in dependen t high -frequen cy signal w as injected in to th e termin al of an induction motor to es tim ate the flu x angle.T his paper presents an an alysis of an indu ction motor model w ith a high-frequ ency fluctuating sign al injection.Wh en th e h igh-frequency fluctuating s ignal is injected into the termin al of the induction motor,the difference between the impedan ce of the d -an d q -axis of the syn chronous rotatin g referen ce fram e can be m easured.T he rotor flux angle is then tr ack ed by tuning the s pace vector of the hig h-frequency sign al for vector control of in duction motor s at very low s peed.E xperimental res ults verify that th e algorithm is r ob ust agains t parameter variations and load ch anges and th at the rated torque can b e p ut out at very low speed including zero. Key words :induction motor ;vector con trol; speed s ens or-less control;flux tracking 目前,在较高的电机转速范围内,异步电动机无速度传感器矢量控制系统的研究取得了令人瞩目的成果[1～5] ,然而,在极低转速下,由于受到电机基本模型的限制,对电机转子磁通位置的观测仍然不能满足人们的要求[6]。为了解决上述问题,必须从电机测量,如定子电压、电流中提取转子磁通位置信息。在低速时定子电流相对较小,对电流的检测会受到严重的干扰,同时系统对电机参数变化特别是转子时间常数的变化更加敏感。所以在极低速时,理想电机模型已经无法胜任矢量控制的要求。研究人员为此提出注入一个与控制量无关的高频信号,在极低速范围内有效地提取电机转子磁通位置信息。如文[7]提出了高频脉振信号注入的方法估计磁通位置。但是,所采用的异步电机模型不适合于高频脉振信号注入的分析,而且没有考虑转子磁通的饱和程度对电机的影响。文[8]提出了一种用高频谐波信号注入的方法来估计磁通角度、转子位置和转速。但是该方法对封闭转子的电机效果不好,受电机负载的影响较大,不适合中小型电机。文[9,10]通过向异步电机注入离散的高频脉冲信号的方法,利用电机总漏感随转子位置变化的特性,精确地检测出电机在极低速甚至零速下的转子位置。然而,该方法中位置信号的检测受负载和转子斜槽等影响较大。本文在分析了高频脉振信号注入下的电机模型,以及转子磁通的饱和程度对高频阻抗不对称影响的基础上[11,12],利用提出的磁通跟踪方法,以及高频信号注入下的同步旋转坐标系中高频阻抗的不对称性,通过检测高频响应电流的变化,观测出转子磁通位置,并且完成了异步电机在极低转速下的无