基于恒电压模式PEMFC冷起动性能研究

基于恒电压模式PEMFC冷起动性能研究

作者：郑浩， 李义， 许思传， ZHENG Hao， LI Yi， XU Si-chuan

作者单位：同济大学汽车学院,上海201804;同济大学新能源汽车工程中心,上海201804刊名：

电源技术

英文刊名：Chinese Journal of Power Sources

年，卷(期)：2014,38(2)

本文链接：https://www.wendangku.net/doc/263655904.html,/Periodical_dianyjs201402020.aspx

开关电源拓扑电压模式与电流模式的比较

开关电源拓扑电压模式与电流模式的比较 作者：罗伯特.曼诺 Unitrode公司的IC公司拥有自成立以来一直活跃在前沿的发展控制电路来实现国家的最先进的级数在电源技术。在多年来许多新产品已推出使设计人员能够在易于应用新的创新电路拓扑结构。由于每一种新的拓扑声称提供改进过的这以前是可用的，它是合理的期望一些混乱将与引进的UCC3570的生成 - 一种新的电压模式控制器介绍我们告诉了近10年后世界上目前的模式是这样的优越方法。 但事实却是，没有一个统一的拓扑结构是最适合所有的应用程序。此外，电压模式控制如果更新了现代化的电路和工艺的发展 - 大有作为今天的高性能用品的设计师和是一个可行的竞争者为电源设计人员的重视。要回答的问题是，它的电路拓扑结构最好是为一个特定的应用程序时，必须从的每一种方法的两个优点和缺点的认识。下面的讨论尝试这样做以一致的方式为这两个电源的控制算法。 电压模式控制这是用于在第一开关的方法调节器的设计和它服务的行业以及为多年本电压模式配置。这种设计的主要特点是:有一个单一的电压反馈路径，以脉冲宽度调制，通过比较所执行的以恒定的倾斜波形电压误差信号。电流限制必须分开进行。 电压模式控制的优点有： 1．单个反馈回路更易于设计和分析。 2．大振幅锯齿波为一个稳定的调制过程提供良好的噪声容限。 3. 低阻抗功率输出为多路输出电源提供更佳交叉调整。 电压模式控制的缺点： 1.任何改变线路或负载必须首先被检测作为输出的变化，然后由校正反馈回路。 这通常意味着响应速度慢。 2.输出滤波器将两个极点的控制循环要求无论是占主导地位的极低频滚降在误 差放大器或在补偿加零。 3.补偿是通过进一步复杂化，即环增益随输入电压而变化。 电流模式控制上述的缺点是相对显著，因为，设计师们在它的介绍非常积极地考虑所有被缓解电流模式控制这种拓扑结构。如可以看到的从图2中，基本电流模式的图 控制使用振荡器只能作为一个固定频率时钟和斜坡波形被替换为从输出电感电流产生的信号。 而这种控制技术提供的优点包括以下内容： 1. 由于电感电流上升与输入电压 - 武定一个斜坡，这个波形会回应马上到线电压的变化，消除双方的延迟反应和增益变化与输入电压变化。 2. 由于误差放大器现在用命令的输出电流而不是电压，输出电感的影响被最小化现在的过滤器只提供一个单极到反馈回路（至少在感兴趣的正常区域）。这允许在可比的电压模式电路更简单补偿和更高的增益带宽。 3. 电流模式电路额外的好处包括固有的脉冲逐脉冲限流仅仅通过钳位误差放大器的命令，当多个功率单元并联共享以及提供方便的负荷。 而改进提供了电流模式令人印象深刻的是，这项技术在设计过程中还带有其独特的一套必须解决的问题。一些这些清单已概述如下：

电压比较器LM393学习资料

电压比较器L M3 93

电压比较器LM393 【教材分析】 “电压比较器”这部分内容是上海市劳动技术教材（科教版）高二年级第二章控制技术里面电子控制系统部分的内容。理解掌握电压比较器电路的工作原理对于后续“光电自动循迹小车”控制原理部分的学习非常重要。 LM393数字电路作为一个新的知识点，如果结合“光电自动循迹小车”电路图讲解，由于还涉及到输入输出部分的分析，很多学生理解起来有困难。只有将电压比较器在电路中的功能及应用讲清讲透彻，在这个基础条件上再让学生学习制作“光电自动循迹小车”能起到事半功倍的效果。 本节课从电压比较器接法分析和实验验证入手，一步步引导学生深入探讨，然后结合生活实例让学生动手设计制作“光控照明电路”，在实践中加深 学生对于电压比较器的理解掌握。 【学情分析】 由于高二已进行文理分班，考虑到本班级是文科班，在课堂教学内容安排 上我尽量降低难度，在理论知识讲解上要透彻，在实践操作指导上要细致，能让大多数学生都能体验技术设计的过程，感受技术活动的乐趣。 在前阶段的学习中学生已经认识了基本的电子元器件如电阻、发光二极 管、传感器等，用电子实验板搭建过几个简单电路，也了解了一些数字集成电路的知识。通过生活实例讲解电压比较器作用后，让学生通过实验板搭建实验验证，在此过程中学生既能理解电压比较器功能，又能了解LM393的电路接 法。在此基础上结合生活实际启发学生设计制作“光控照明电路”，引导学生拓宽思路，开拓视野，有助于培养学生分析问题解决问题的能力，有助于学生

综合设计能力的提高。 【教学目标】 1、知识与技能 （1）初步学会识读集成电路LM393的内部结构和引脚图。 （2）理解电压比较器在电路中的作用和接入电路的方法。 （3）学会用集成电路LM393设计制作简单的电子作品。 2、过程与方法 （1）共同探讨电压比较器接入电路的方法，选择合适电子元器件在电子实验板上搭建验证电路，探究电压比较器电路的工作原理。 （2）联系生活实际，通过分析、设计、制作、调试“光控照明电路”，进一步了解电压比较器在实际电路中的作用，提高分析问题、解决问题的能力。 3、情感态度与价值观 （1）通过电压比较器电路分析、在电子实验板上组装与实验调试，达到“理论一实践一理论”相结合，激发学习兴趣，增强创新意识，合作意识。 （2）通过“光控照明电路”的设计和制作，感悟数字技术对改善生活的作用，激发学习科学技术、应用科学技术的热情。 【教学重点与难点】 1、重点：电压比较器电路的工作原理 2、难点：电压比较器接入电路的方法 【教学器材】 教具：多媒体课件、多媒体实物投影

单端反激电路的三种工作模式

单端反激电路的三种工作模式 HDJ 2011-9-6 反激电源有三种工作模式：连续工作模式、断续工作模式、临界连续工作模式。 本文分为3个部分：（1）连续工作模式；（2）断续工作模式；（3）临界连续工作模式； 单端反激电源简图如图表 1所示 图表 1 单端反激电源简图 1. 连续工作模式 单端反激电源满载或者重载时，开关占空比大，副边二极管未关断时MOS 管就会开通，其工作过程没有原副边电流同时为0的情况，即工作在连续模式，其工作波形如图表 2所示。 U q U l k i 2 i q U 2U 1 t t t t t t t 0t 1t 2t 3 V g s t 图表 2 单端反激电源工作过程 工作过程分析如下： 1) t0时刻之前，开关管处于导通状态，原边电流上升，变压器储能，原边电压为正， 副边电压为负，电容C1上对R1缓慢放电，C1电压减小。 原边电流 副边电流

2) t0~t1阶段。t0时刻，关断开关管。(a) 原边电流迅速减小，其减小的速度为Vin/Lm， 副边二极管导通，副边电流迅速增大；(b) 原边激磁电感上的电流减小，原边电压减小，副边电压升高，两者同时过0，然后各自达到最小值和最大值，副边电压为 2V ，原边电压为)//(2p s N N V 。(c) 由于MOS 管有结电容存在，所以其上电压不 能突变，是零电压关断。MOS 管承受的压降为)//(2p s in N N V V +；(d) 这个过程中，由于漏感上的电流不能突变，开始对C1充电，C1不再减小，有增大的趋势。 3) t 1~t2时刻。这个过程中，(a) 原副边电压和MOS 管压降基本保持不变；(b) 由于 t1时刻U1达到负的最大值，其电压高于C1电压，所以C1被充电，并很快达到最大值；(c) 由于变压器能量在释放，副边电流缓慢减小。 4) t 2~t3时刻。t2时刻关断MOS 管。(a) 原边电压迅速升高，副边电压开始降低，并 且在t3时刻达到最大值和最小值。(b) 该过程中电流有一个很大的尖峰，该尖峰产生的原因有两个方面：第一、由于副边电流未减小到0时被强迫关断，所以反射到原边产生；第二、由于原边电感电压在这一过程中变化很快，由dt di L U /?=可知，电流随着电压的变化也迅速增加，该尖峰电流在t3时刻达到最小值； 5) t 3时刻以后，MOS 管结电容放电，很快完全导通，其工作过程跟t0时刻之前一样。 2. 断续工作模式 反激电源在空载或者轻载时有可能工作在断续模式。空载或轻载时，开关的占空比较小，开关关断后副边电流线性减小，在开关开通之前减小到0，这时原、副边电流均为0，反激电源工作在断续工作模式。 单端反激电源断续工作模式下的工作过程如图表 3所示。 t V g s t 3 t 2t 1t 0t t t t t t U 1 U 2i q i 2 U l k U q 图表 3 断续模式反激电源工作过程

电压比较器数据处理

电压比较器 一、实验目的 1、 掌握电压比较器的电路构成及工作原理 2、 掌握电压比较器参数的测量方法 二、实验原理 1、集成运算放大器简介： 2、 理想运放的主要性能指标：A 0o o i o id ou u u R R u u u ==→∞→∞→i-–，，。i ＋ 3、 集成运放在非线性应用： 运放在非线性应用时必须工作于开环或正反馈状态（虚短已不适用），输出电压只有高、低两种状态。若u +＞u －，则u o =＋u om （＋u O m 为正输出饱和电压）；若u +＜u －，则u o =－u om （－u O m 为负输出饱和电压）。 电压比较器是运放的典型非线性应用，其功能是将输入电压与参考电压u REF 相比较。 三、实验步骤及数据处理 1. 单限电压比较器： （1）原理 图一、单限反相电压比较器 原理图分析： 当REF i u u >时，u o =＋u om （＋u O m 为正输出饱和电压）； 当REF i u u <时，u o =－u om （－u O m 为负输出饱和电压）。 （2）实验步骤及方法 a) 电源电压Ec=±5V （由实验箱提供），参考电压u REF += +1V （由GDP-3303D 直流稳压电源）。 b) 输入信号u i （三角波）：峰峰值u pp =5V ，频率=200Hz （u i 由DSO-x 2014A 示波器提供）。 c) 用示波器1、2通道同时观测输入、输出电压波形。 1通道观察输入电压波形（作触发源），2通道观察输出电压波形。示波器水平时基归零和垂直位移归零。 用示波器X -Y 模式测量电压传输特性曲线。 （3）实验数据处理

常见电压比较器分析比较

常见电压比较器分析比较 电压比较器通常由集成运放构成，与普通运放电路不同的是，比较器中的集成运放大多处于开环或正反馈的状态。只要在两个输入端加一个很小的信号，运放就会进入非线性区，属于集成运放的非线性应用范围。在分析比较器时，虚断路原则仍成立，虚短及虚地等概念仅在判断临界情况时才适应。 一、零电平比较器(过零比较器) 电压比较器是将一个模拟输入信号ui与一个固定的参考电压UR进行比较和鉴别的电路。 参考电压为零的比较器称为零电平比较器。按输入方式的不同可分为反相输入和同相输入两种零电位比较器，如图1(a)、(b)所示 图1 过零比较器 (a)反相输入；(b)同相输入 通常用阈值电压和传输特性来描述比较器的工作特性。 阈值电压(又称门槛电平)是使比较器输出电压发生跳变时的输入电压值，简称为阈值，用符号UTH表示。

估算阈值主要应抓住输入信号使输出电压发生跳变时的临界条件。这个临界条件是集成运放两个输入端的电位相等(两个输入端的电流也视为零)，即U+=U–。对于图1(a)电路，U–=Ui, U+=0, UTH=0。 传输特性是比较器的输出电压uo与输入电压ui在平面直角坐标上的关系。 画传输特性的一般步骤是：先求阈值，再根据电压比较器的具体电路，分析在输入电压由最低变到最高(正向过程)和输入电压由最高到最低(负向过程)两种情况下，输出电压的变化规律，然后画出传输特性。 二、任意电平比较器(俘零比较器) 将零电平比较器中的接地端改接为一个参考电压UR(设为直流电压)，由于UR的大小和极性均可调整，电路成为任意电平比较器或称俘零比较器。

图2 任意电平比较器及传输特性 (a)任意电平比较器；(b)传输特性 图3 电平检测比较器信传输特性 (a)电平检测比较器；(b)传输特性 电平电压比较器结构简单，灵敏度高，但它的抗干扰能力差。也就是说，如果输入信号因干扰在阈值附近变化时，输出电压将在高、低两个电平之间反复地跳变，可能使输出状态产生误动作。为了提高电压比较器的抗干扰能力，下面介绍有两个不同阈值的滞回电压比较器。 三、滞回电压比较器 滞回比较器又称施密特触发器,迟滞比较器。这种比较器的特点是当输入信号ui逐渐增大或逐渐减小时，它有两个阈值，且不相等，其传输特性具有“滞回”曲线的形状。 滞回比较器也有反相输入和同相输入两种方式。

电压比较器工作原理及应用实例

电压比较器工作原理及应用实例 时间：2011-11-24来源：作者：方佩敏 来源：https://www.wendangku.net/doc/263655904.html, 本文主要介绍电压比较器基本概念、工作原理及典型工作电路，并介绍一些常用的电压比较器。 电压比较器(以下简称比较器)是一种常用的集成电路。它可用于报警器电路、自动控制电路、测量技术，也可用于V/F变换电路、A/D变换电路、高速采样电路、电源电压监测电路、振荡器及压控振荡器电路、过零检测电路等。 什么是电压比较器 简单地说，电压比较器是对两个模拟电压比较其大小(也有两个数字电压比较的，这里不介绍)，并判断出其中哪一个电压高，如图1所示。图1(a)是比较器，它有两个输入端：同相输入端(“+”端)及反相输入端(“-”端)，有一个输出端Vout(输出电平信号)。另外有电源V+及地(这是个单电源比较器)，同相端输入电压VA，反相端输入VB。VA和VB的变化如图1(b)所示。在时间0～t1时，VA>VB；在t1～t2时，VB>VA；在t2～t3时，VA>VB。在这种情况下，Vout 的输出如图1(c)所示：VA>VB时，Vout输出高电平(饱和输出)；VB>VA时，Vout 输出低电平。根据输出电平的高低便可知道哪个电压大。 如果把VA输入到反相端，VB输入到同相端，VA及VB的电压变化仍然如图1(b)所示，则Vout输出如图1(d)所示。与图1(c)比较，其输出电平倒了一下。输出电平变化与VA、VB的输入端有关。 图2(a)是双电源(正负电源)供电的比较器。如果它的VA、VB输入电压如图

1(b)那样，它的输出特性如图2(b)所示。VB>VA时，Vout输出饱和负电压。 如果输入电压VA与某一个固定不变的电压VB相比较，如图3(a)所示。此VB称为参考电压、基准电压或阈值电压。如果这参考电压是0V(地电平)，如图3(b)所示，它一般用作过零检测。 比较器的工作原理 比较器是由运算放大器发展而来的，比较器电路可以看作是运算放大器的一种应用电路。由于比较器电路应用较为广泛，所以开发出了专门的比较器集成电路。 图4(a)由运算放大器组成的差分放大器电路，输入电压VA经分压器R2、R3分压后接在同相端，VB通过输入电阻R1接在反相端，RF为反馈电阻，若不考虑输入失调电压，则其输出电压Vout与VA、VB及4个电阻的关系式为： Vout=(1+RF/R1)·R3/(R2+R3)VA-(RF/R1)VB。若R1=R2，R3=RF，则 Vout=RF/R1(VA-VB)，RF/R1为放大器的增益。当R1=R2=0(相当于R1、R2短路)，R3=RF=∞(相当于R3、RF开路)时，Vout=∞。增益成为无穷大，其电路图就形成图4(b)的样子，差分放大器处于开环状态，它就是比较器电路。实际上，运放处于开环状态时，其增益并非无穷大，而Vout输出是饱和电压，它小于正负电源电压，也不可能是无穷大。

连续电流模式反激变压器的设计

连续电流模式反激变压器的设计 Design of Flyback Transformer with Continuing Current Model 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明 摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值. Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value. 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.

二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一 Io 图二(a)

滞回电压比较器原理及特性

滞回电压比较器原理及特性 滞回电压比较器 滞回比较器又称施密特触发器,迟滞比较器。这种比较器的特点就是当输入信号ui逐渐增大或逐渐减小时,它有两个阈值,且不相等,其传输特性具有“滞回”曲线的形状。 滞回比较器也有反相输入与同相输入两种方式。 UR就是某一固定电压,改变UR值能改变阈值及回差大小。 以图4(a)所示的反相滞回比较器为例,计算阈值并画出传输特性 图4 滞回比较器及其传输特性 (a)反相输入;(b)同相输入 1,正向过程

正向过程的阈值为 形成电压传输特性的abcd段 2,负向过程 负向过程的阈值为 形成电压传输特性上defa段。由于它与磁滞回线形状相似,故称之为滞回电压比较器。 利用求阈值的临界条件与叠加原理方法,不难计算出图4(b)所示的同相滞回比较器的两个阈值 两个阈值的差值ΔUTH=UTH1–UTH2称为回差。 由上分析可知,改变R2值可改变回差大小,调整UR可改变UTH1与UTH2,但不影响回差大小。即滞回比较器的传输特性将平行右移或左移,滞回曲线宽度不变。 图5 比较器的波形变换 (a)输入波形;(b)输出波形

例如,滞回比较器的传输特性与输入电压的波形如图6(a)、(b)所示。根据传输特性与两个阈值(UTH1＝2V, UTH2=–2V),可画出输出电压uo的波形,如图6(c)所示。从图(c)可见,ui在UTH1与UTH2之间变化,不会引起uo的跳变。但回差也导致了输出电压的滞后现象,使电平鉴别产生误差。 图6 说明滞回比较器抗干扰能力强的图 (a)已知传输特性;(b)已知ui 波形; (c)根据传输特性与ui波形画出的uo波形

电压比较器教程文件

电压比较器

实验十集成运放基本应用之三——电压比较电路 姓名：班级：学号：实验时间： 一、实验目的 1、掌握比较器的电路构成及特点 2、学会测试比较器的方法 二、实验原理 1、图1所示为一最简单的电压比较器，UR为参考电压，输入电压Ui加在反相输入端。图1（b）为（a）图比较器的传输特性。 (a) 图1 电压比较器 (b) 当UiUR时，运放输出低电平，Dz正向导通，输出电压等于稳压管的正向压降UD，即：Uo=-UD。 因此，以UR为界，当输入电压Ui变化时，输出端反映两种状态。高电位和低电位。 2、常用的幅度比较器有过零比较器、具有滞回特性的过零比较器（又称Schmitt触发器）、双限比较器（又称窗口比较器）等。 (1)、图2过零比较器 D1D2为幅稳压管。信号从运放的反相端输入，参考电压为零。当u1>0 时,u0=-(Uz+U D),当u1<0时，u0=+（Uz+U D）

(a) 图2 过零比较器 (b) (2)、图3为滞回比较器。 过零比较器在实际工作时，如果Ui恰好在过零值附近，则由于零点漂移的存在，Uo将不断由一个极限值转换到另一个极限值，这在控制系统中，对执行机构将是很不利的。为此就需要输出特性具有滞回现象。如图3所示： (a) (b) 图3 滞回比较器 从输出端引入一个电阻分压支路到同相输入端，若Uo 改变状态，U∑ 点也随着改变点位，使过零点离开原来位置。当Uo 为正（记作U D ）U∑=[ R2/（ R2+ R f ）]* U D ，则当UD> U∑后,Uo 再度回升到UD，于是出现图（b）中所示的滞回特性。- U∑ 与U∑ 的差别称为回差。改变R2 的数值可以改变回差的大小。 三、实验设备与器件 1、±12V直流电源 2、直流电压表 3、函数信号发生器 4、交流毫伏表 5、双踪示波器 6、运算放大器μA741×2 7、稳压管2CW231×1 8、二极管4148×2 9、电阻器等

电压电流反馈控制模式

电压、电流的反馈控制模式 现在的高频开关稳压电源主要有五种PWM反馈控制模式。电源的输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多需经过处理。针对不同的控制模式其处理方式也不同。下面以由VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例，讲述五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、电路原理示意图、波形、特点及应用要｀氪，以利于选择应用及仿真建模研究。 （1）电压反馈控制模式 电压反馈控制模式是20世纪60年代后期高频开关稳压电源刚刚开始发展而采用的一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。如图1（a）所示为Buck降压斩波器的电压模式控制原理图。电压反馈控制模式只有一个电压反馈闭环，且采用的是脉冲宽度调制法，即将经电压误差放大器放大的慢变化的直流采样信号与恒定频率的三角波上斜坡信号相比较，经脉冲宽度调制得到一定宽度的脉冲控制信号，电路的各点波形如图1（a）所示。逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。电压反馈控制模式的优点如下。 ①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。 ②占空比调节不受限制。 ③对于多路输出电源而言，它们之间的交互调节特性较好。 ④单一反馈电压闭环的设计、调试比较容易。 ⑤对输出负载的变化有较好的响应调节。 电压反馈控制模式的缺点如下。 ①对输入电压的变化动态响应较慢。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为主电路中的输出电容C及电感L有较大的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，而输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时滞后作用是动态响应慢的主要原因。 ②补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化的现象使其更为复杂。 ③输出端的LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。 ④在控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦和复杂。 改善及加快电压模式控制动态响应速度的方法有两种：一种是增加电压误差放大器的带宽，以保证其具有一定的高频增益。但是这样容易受高频开关噪声干扰的影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理。另一种是采用电压前馈控制模式。电压前馈控制模式的原理图如图1（b）所示。用输入电压对电阻、电容（Rt、Ctt）充电，以产生具有可变化的上斜坡的三角波，并且用它取代传统电压反馈控制模式中振荡器产生的固定三角波。此时输入电压变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来，因此该方法明显提高了由输入电压的变化引起的动态响应速度。在该方法中对输入电压的前馈控

反激变压器的详细公式的计算

单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯

峰值电流控制优缺点

开关电源峰值电流模式控制PWM的优缺点 近年来电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战，因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。 由输出电压VOUT 与基准信号VREF的差值经过运放（E/A）放大得到的误差电压信号 VE 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号 VΣ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。 电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大小的因素。电感电流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜波上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号VΣ要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。 当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。 功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC 储能电路。峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。以下是开关电源峰值电流模式控制PWM的优缺点： 峰值电流模式控制PWM的优点是： ①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快； ②控制环易于设计； ③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美； ④简单自动的磁通平衡功能； ⑤瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能； ⑥自动均流并联功能。 峰值电流模式控制PWM的缺点是： ①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。 ②闭环响应不如平均电流模式控制理想。 ③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿。 ④对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜波通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。 ⑤电路拓扑受限制。

比较器工作原理及应用

电压比较器（以下简称比较器）就是一种常用得集成电路。它可用于报警器电路、自动控制电路、测量技术,也可用于V/F 变换电路、 A ／D 变换电路、高速采样电路、电源电压监测电路、振荡器及压控振荡器电路、过零检测电路等。本文主要介绍其基本概念、工作原理及典型工作电路，并介绍一些常用得电压比较器。 什么就是电压比较器 简单地说，电压比较器就是对两个模拟电压比较其大小（也有两个数字电压比较得，这里不介绍）,并判断出其中哪一个电压高，如图1所示。图1（a）就是比较器，它有两个输入端：同相输入端（“ + ” 端）及反相输入端（“一”端）,有一个输出端Vou t （输出电平信号）。另外有电源V+ 及地（这就是个单电源比较器），同相端输入电压VA,反相端输入VB。V A与VB得变化如图1（b ）所示。在时间0~ t 1时,V A > V B ;在上1?t 2时,V B > VA ;在上2~t3时,V A> VB。在这种情况下，Vo u t得输出如图1 （c）所示：V A>VB 时，Vou t输出高电平（饱与输出）；V B >V A时，V o u t输出低电平。根据输出电平得高低便可知道哪个电压大.

如果把V A 输入到反相端，V E 输入到同相端，VA 及V B 得电压变化仍然如图1(b)所示则Vout 输出如图1(d )所示.与图 1 (c )比较,其输出电平倒了一下。输出电平变化与 VA 、VE 得输入 端有关。 图2⑻就是双电源(正负电源)供电得比较器?如果它得 VA 、VB 输入电压如图1 (b )那样，它得输出特性如图2(b)所示。VB > V A 时,Vou t 输出饱与负电压。 国1 ■KT \ I V 咚庄

不连续模式反激拓扑变压器的设计计算方法

不连续模式反激拓扑变压器的设计计算方法 许永辉 技术研究部 一、变量说明： DS V ——主开关管MOSFET 漏源极电压； in V ——原边输入直流电压； o V ——副边输出直流电压； MOSFET V ——主开关管能承受的最大电压应力； 漏感V ——变压器漏感引起的尖峰电压； N ——变压器原副边匝比； P N ——变压器原边匝数； S N ——变压器副边匝数； D ——占空比； 漏感L ——变压器原边漏感； P L ——变压器原边励磁电感； P I ——变压器原边峰值电流； S f ——开关频率； S T ——工作周期； η——反激电源效率； w B ——变压器磁芯工作磁通密度； e A ——变压器磁芯有效面积； 吸收C ——RCD 或RC 吸收电路中的吸收电容； R ——RCD 或RC 吸收电路中的阻尼电阻； o P ——电源输出功率。 二、计算步骤： 1、由主开关管MOSFET 的电压应力确定变压器变比N ： max _max _max max _max _%80MOSFET o in DS V V V N V V ×≤++=漏感 漏感尖峰电压的计算如下： 2 max _2max _2 121漏感吸收漏感V C I L P = ?max _max _P I C L V ?=吸收 漏感漏感 一般取： max _max _%)30~%20(in V V ×=漏感??max =N 从而确定变压器变比N 的取值。 2、计算变压器原、副边匝数： 为保证变压器工作在不连续模式，由变压器的伏秒平衡，有： s o s in T D NV T D V )1(max max min _?≤ ??max =D 确定最大占空比后，计算变压器原边匝数： max D e w s in P A B f D V N max min _=

TTL与非门的电压传输特性和主要参数

TTL与非门的电压传输特性和主要参数 1．电压传输特性曲线 与非门的电压传输特性曲线是指与非门的输出电压与输入电压之间的对应关系曲线，即V=f（Vi），它反映了电路的静态特性。 （1）AB段（截止区）。 （2）BC段（线性区）。 （3）CD段（过渡区）。 （4）DE段（饱和区)。 2．几个重要参数 从TTL与非门的电压传输特性曲线上，我们可以定义几个重要的电路指标。 （1）输出高电平电压VOH——VOH的理论值为3.6V，产品规定输出高电压的最小值VOH （min）=2.4V，即大于2.4V的输出电压就可称为输出高电压VOH。 （2）输出低电平电压VOL——VOL的理论值为0.3V，产品规定输出低电压的最大值VOL （max）=0.4V，即小于0.4V的输出电压就可称为输出低电压VOL。 由上述规定可以看出，TTL门电路的输出高低电压都不是一个值，而是一个范围。 （3）关门电平电压VOFF——是指输出电压下降到VOH（min）时对应的输入电压。显然只要Vi＜VOff，Vo就是高电压，所以VOFF就是输入低电压的最大值，在产品手册中常称为输入低电平电压，用VIL（max）表示。从电压传输特性曲线上看VIL（max）（VOFF）≈1.3V，产品规定VIL（max）=0.8V。 （4）开门电平电压VON——是指输出电压下降到VOL（max）时对应的输入电压。显然只要Vi＞VON，Vo就是低电压，所以VON就是输入高电压的最小值，在产品手册中常称为输

入高电平电压，用VIH（min）表示。从电压传输特性曲线上看VIH（min）（VON）略大于1.3V，产品规定VIH（min）=2V。 （5）阈值电压Vth——决定电路截止和导通的分界线，也是决定输出高、低电压的分界线。从电压传输特性曲线上看，Vth的值界于VOFF与VON之间，而VOFF与VON的实际值又差别不大，所以，近似为Vth≈VOFF≈VON。Vth是一个很重要的参数，在近似分析和估算时，常把它作为决定与非门工作状态的关键值，即Vi＜Vth，与非门开门，输出低电平；Vi ＞Vth，与非门关门，输出高电平。Vth又常被形象化地称为门槛电压。Vth的值为1.3V～1.４V。 3．抗干扰能力 TTL门电路的输出高低电平不是一个值，而是一个范围。同样，它的输入高低电平也有一个范围，即它的输入信号允许一定的容差，称为噪声容限。 在图2.2.11中若前一个门G1输出为低电压，则后一个门G2输入也为低电压。如果由于某种干扰，使G2的输入低电压高于了输出低电压的最大值VOL（max），从电压传输特性曲线上看，只要这个值不大于VOFF，G2的输出电压仍大于VOH（min），即逻辑关系仍是正确的。因此在输入低电压时，把关门电压VOFF 与VOL（max）之差称为低电平噪声容限，用VNL来表示，即低电平噪声容限 VNL＝VOFF-VOL（max）＝0.8V-0.4V＝0.4V 若前一个门G1输出为高电压，则后一个门G2输入也为高电压。如果由于某种干扰，使G2的输入低电压低于了输出高电压的最小值VOH（min），从电压传输特性曲线上看，只要这个值不小于VON，G2的输出电压仍小于VOL（max），逻辑关系仍是正确的。因此在输入高电压时，把VOH（min）与开门电压VON与之差称为高电平噪声容限，用VNH来表示，即高电平噪声容限 VNH＝VOH（min）-VON＝2.4V-2.0V＝0.4V

LM339比较器应用电路

lm339应用电路图：LM339集成块内部装有四个独立的电压比较器，该电压比较器的特点是：失调电压小，典型值为2mV；电源电压范围宽，单电源为2-36V，双电源电压为±1V-±18V；对比较信号源的内阻限制较宽；共模范围很大，为0~（Ucc-1.5V）Vo；差动输入电压范围较大，大到可以等于电源电压；输出端电位可灵活方便地选用。 LM339集成块采用C-14型封装，图1为外型及管脚排列图。由于LM339使用灵活，应用广泛，所以世界上各大IC生产厂、公司竟相推出自己的四比较器，如IR2339、ANI339、SF339等，它们的参数基本一致，可互换使用。 LM339类似于增益不可调的运算放大器。每个比较器有两个输入端和一个输出端。两个输入端一个称为同相输入端，用“+”表示，另一个称为反相输入端，用“-”表示。用作比较两个电压时，任意一个输入端加一个固定电压做参考电压（也称为门限电平，它可选择LM339输入共模范围的任何一点），另一端加一个待比较的信号电压。当“+”端电压高于“-”端时，输出管截止，相当于输出端开路。当“-”端电压高于“+”端时，输出管饱和，相当于输出端接低电位。两个输入端电压差别大于10mV就能确保输出能从一种状态可靠地转换到另一种状态，因此，把LM339用在弱信号检测等场合是比较理想的。LM339的输出端相当于一只不接集电极电阻的晶体三极管，在使用时输出端到正电源一般须接一只电阻（称为上拉电阻，选3-15K）。选不同阻值的上拉电阻会影响输出端高电位的值。因为当输出晶体三极管截止时，它的集电极电压基本上取决于上拉电阻与负载的值。另外，各比较器的输出端允许连接在一起使用。 单限比较器电路 图3为某仪器中过热检测保护电路。它用单电源供电，1/4LM339的反相输入端加一个固定的参考电压，它的值取决于R1于R2。UR=R2/（R1+R2）*UCC。同相端的电压就等于热敏元件Rt的电压降。当机内温度为设定值以下时，“+”端电压大于“-”端电压，Uo为高电位。当温度上升为设定值以上时，“-”端电压大于“+”端，比较器

连续电流模式反激变压器的设计

连续电流模式反激变压器的设计 时间:2009-03-19 来源: 作者:万必明 . 序言 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).

当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).

当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us.

例1某TTL与非门电压传输特性如图2-1(精)

【例1】某TTL 与非门电压传输特性如图2-1 (a)所示，输入级电路如图2-1（b ）所示；输出高电平时允许的最低高电平V V OH 4.2min =；输出低电平时允许的最高低电平 V V OL 7.0max =。 图2-1(a) TTL 与非门电压传输特性 图2-1(b) TTL 与非门输入级电路 （1）求该门的关门电平V off 和开门电平V on 各为多少？ （2）当该TTL 与非门驱动同类负载门时，求输入高电平抗干扰容限V HN 和输入低电平抗干扰容限V LN ； （3）当该TTL 与非门有一个输入端接电阻R ，其余输入端悬空时，求该门的开门电阻 R on 和关门电阻R off 。 解：（1）根据关门电平V off 的定义可知，V off 是使与非门保持关门状态的最大输入电压，从图2-1(a)所示电压传输特性可看出，当V V OH 4.2min =时所对应的输入电压为1.3V ，所以 V V off 3.1＝ 根据开门电平V on 的定义可知，V on 是使与非门保持开门状态的最小输入电压，从图2-1(a)所示特性图可看出，当V V OL 7.0max =时所对应的输入电压为1.5V ，所以 V V on 5.1= （2）根据抗干扰容限的定义： 与非门输入高电平抗干扰容限()V V V V V on OH HN 9.05.14.2min ===－ － 与非门输入低电平抗干扰容限()V V V V V OL off LN 6.07.03.1max ===－－ （3）观察图2-1(b)所示，图中R 与R 1对电源V cc 构成分压器，R 上的降压V R 就成为该门的输入电压。V R 为 R R R V V V B cc R ＋－1 1= 若V V on R ≥，则与非门输出低电平即处于开门状态，这时所对应的R 临界阻值就是开门电阻R on 。所以 V R R R V V on on ON B cc =+-11 ，V R R k V V on on 5.131.25=+Ω- 求得Ω=k R on 2.3（若需该与非门输出低电平，则应使Ω≥k R 2.3）。 若V V off R ≤，则与非门输出高电平即处于关门状态，这时所对应的R 的临界阻值就是关门电阻R off 。所以