浅谈开关电源输出电感的设计

――DC/DC 电路中电感的选择

原文：Fairchild Semiconductor AB-12：Insight into Inductor Current 下载

翻译：frm

（注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。）

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简介

在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。

理解电感的功能

电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。

在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。

在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。

现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。

我们利用电感上电压计算公式：

V=L(dI/dt)

因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示：

通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：

其中，t on是状态1的时间，T是开关周期（开关频率的倒数），DC为状态1的占空比。

警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。

如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作精确计算：

同步转换电路：

异步转换电路：

其中，Rs为感应电阻阻抗加电感绕线电阻的阻。Vf 是肖特基二极管的正向压降。R是Rs 加MOSFET导通电阻，R=Rs+Rm。

电感磁芯的饱和度

通过已经计算的电感峰值电流，我们可以发现电感上产生了什么。很容易会知道，随着通过电感的电流增加，它的电感量会减小。这是由于磁芯材料的物理特性决定的。电感量会减少多少就很重要了：如果电感量减小很多，转换器就不会正常工作了。当通过电感的电流大到电感实效的程度，此时的电流称为“饱和电流”。这也是电感的基本参数。

实际上，转换电路中的开关功率电感总会有一个“软”饱和度。要了解这个概念可以观察实际测量的电感Vs DC电流的曲线：

当电流增加到一定程度后，电感量就不会急剧下降了，这就称为“软”饱和特性。如果电流再增加，电感就会损坏了。

注意：电感量下降在很多类的电感中都会存在。例如：toroids，gapped E-cores等。但是，rod core电感就不会有这种变化。

有了这个软饱和的特性，我们就可以知道在所有的转换器中为什么都会规定在DC输出电流下的最小电感量；而且由于纹波电流的变化也不会严重影响电感量。在所有的应用中都希望纹波电流尽量的小，因为它会影响输出电压的纹波。这也就是为什么大家总是很关心DC输出电流下的电感量，而会在Spec中忽略纹波电流下的电感量。

为开关电源选择合适的电感

电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。

电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和，有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和，也有的应用不允许电感出现饱和，这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随着端电压与电流而变化。但是，开关电源存在一个不可忽视的问题，即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数)，一个是不可避免的绕线电阻，另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。杂散电容在低频时影响不大，但随频率的提高而渐显出来，当频率高到某个值以上时，电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集中”为一个电容，则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。

当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时，不妨考虑下面几个特点：

1. 当电感L中有电流I流过时，电感储存的能量为：

E＝0.5×L×I2 (1)

2. 在一个开关周期中，电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为：

V＝(L×di)/dt (2)

由此可看出，纹波电流的大小跟电感值有关。

3. 就像电容有充、放电电流一样，电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比，电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化，电流变化率di/dt也将变化；正向电压使电流线性上升，反向电压使电流线性下降。

计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要。

从图1可以看出，流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成，因为交流分量具有较高的频率，所以它会通过输出电容流入地，产生相应的输出纹波电压dv=di×R

。

ESR 这个纹波电压应尽可能低，以免影响电源系统的正常操作，一般要求峰峰值为10mV~500mV。

最大输入电压值为13.2V，对应的占空比为：

D＝Vo/Vi＝5/13.2＝0.379 (3)

其中，Vo为输出电压、Vi为输出电压。当开关管导通时，电感器上的电压为：V＝Vi－Vo＝8.2V (4)

当开关管关断时，电感器上的电压为：

V＝-Vo－Vd＝-5.3V (5)

dt＝D/F (6)

把公式2/3/6代入公式2得出：

升压型开关电源的电感选择

对于升压型开关电源的电感值计算，除了占空比与电感电压的关系式有所改变外，其它过程跟降压型开关电源的计算方式一样。以图3为例进行计算，假设开关频率为300kHz、输入电压范围5V±10%、输出电流为500mA、效率为80%，则最大纹波电流为450mA，对应的占空比为：

D＝1－Vi/Vo＝1－5.5/12＝0.542 (7)

图3：升压型开关电源的电路图。

当开关管导通时，电感器上的电压为：

V＝Vi＝5.5V (8)

当开关管关断时，电感器上的电压为：

V＝Vo＋Vd－Vi＝6.8V (9)

把公式6/7/8代入公式2得出：

请注意，升压电源与降压电源不同，前者的负载电流并不是一直由电感电流提供。当开关管导通时，电感电流经过开关管流入地，而负载电流由输出电容提供，因此输出电容必须有足够大的储能容量来提供这一期间负载所需的电流。但在开关管关断期间，流经电感的电流除了提供给负载，还给输出电容充电。

一般而言，电感值变大，输出纹波会变小，但电源的动态响应也会相应变差，所以电感值的选取可以根据电路的具体应用要求来调整以达到最理想效果。开关频率的提高可以让电感值变小，从而让电感的物理尺寸变小，节省电路板空间，因此目前的开关电源有往高频发展的趋势，以适应电子产品的体积越来越小的要求

有了上面对电感的认识，下面就作开关电源的分析与应用：

楞次定律相关内容：在直流供电的时候,由于线圈的自感作用,线圈将产生一个自感电动势,此电动势将阻碍线圈电流的增加,所以在通电的一瞬间,电路电流可以认为是0,此时电

路全部压降全落在线圈上,然后电流缓慢增加,线圈端电压缓慢下降直到为零,暂态过程结束在转换器的开关运行中,必须保证电感不处在饱和状态,以确保高效率的能量存储和传递。饱和电感在电路中等同于一个直通DC通路,故不能存储能量,也就会使开关模式转换器的整个设计初衷功亏一篑。在转换器的开关频率已经确定时,与之协同工作的电感必须足够大,并且不能饱和。

开关电源中的电感确定：开关频率低，由于开和关的时间都比较长，因此为了输出不间断的需要，需要把电感值加大点，这样可以让电感可以存储更多的磁场能量。同时，由于每次开关比较长，能量的补充更新没有如频率高时的那样及时，从而电流也就会相对的小点。这个原理也可以用公式来说明：L=（dt/di）*u L

D＝Vo/Vi，降压型占空比 D＝1- Vi/Vo，升压型占空比

dt＝D/F ，F＝开关频率

di＝电流纹波

所以得L＝D*u L /（F*di），当F开关频率低时，就需要L大一点；同意当L设大时，其他不变情况下，则纹波电流di就会相对减小

在高的开关频率下，加大电感会使电感的阻抗变大，增加功率损耗，使效率降低。同时，在频率不变条件下，一般而言，电感值变大，输出纹波会变小，但电源的动态响应（负载功耗偶尔大偶尔小，在大小变化之间相应慢）也会相应变差，所以电感值的选取可以根据电路的具体应用要求来调整以达到最理想效果

问题：

电感啸叫：

基本理念是听觉范围内的谐波才会被听到.但是一般开关电源开关频率只要不在20K

范围内,其谐波含量均不会引起较大噪声.但是这个理论是基于开关电源开关频率比较稳定的情况下. 所以说,如果开关电源占空比不稳定,其产生的谐波就有可能在20K之内并且幅度较大,这样就能引起听觉效应.

解决方法有两个：一、从根本解决,占空比的不稳定一般是控制环路的小信号被噪声干扰.DC/DC的占空比需要调节到很稳定；二、如果是电感响,也有可能是磁芯的磁滞伸缩引起的.可对电感浸胶.

如果确定开关电源电感值

如果确定开关电源电感值 开关电源电感器是开关电源设备的重要元器件，它是利用电磁感应的原理进行工作的。它的作用是阻交流通直流,阻高频通低频(滤波)，也就是说高频信号通过电感线圈时会遇到很大的阻力，很难通过，而对低频信号通过它时所呈现的阻力则比较小，即低频信号可以较容易的通过它。电感线圈对直流电的电阻几乎为零。 本文将阐明为非隔离式开关电源(SMPS)选用电感器的基本要点。所举实例适合超薄型表面贴装设计的应用，像电压调节模块(VRM)和负载点(POL)型电源，但不包括基于更大底板的系统。 图1所示为一个降压拓扑结构开关电源的架构，该构架广泛应用于输出电压小于输入电压的开关电源系统。在典型的降压拓扑结构电路中，当开关(Q1)闭合时，电流开始通过这个开关流向输出端，并以某一速率稳步增大，增加速率取决于电路电感。根据楞次定律，di=E*dt/L，流过电感器的电流所发生的变化量等于电压乘以时间变化量，再除以这个电感值。由于流过负载电阻RL的电流稳定增加，输出电压成正比增大。 在达到预定的电压或电流限值时，开关电源控制集成电路将开关断开，从而使电感周围的磁场衰减，并使偏置二极管D1正向导通，从而继续向输出电路供给电流，直至开关再度接通。这一循环反复进行，而开关的次数由控制集成电路来确定，并将输出电压调控在要求的电压值上。图2所示为在若干个开关循环周期内，流过电感器和其它降压拓扑电路元件上的电压和电流波形。 电感值对于在开关电源开关断开期间保持流向负载的电流很关键。所以必须算出保持降压变换器输出电流所必需的最小电感值，以确保在输出电压和输入电流处于最差条件下，仍能够为负载供应足够的电流。为确定最小的电感值，

开关电源变压器共模电感设计方案注意事项

开关电源变压器共模电感设计注意事项 在电源变压器的设计过程中，工程师们需要严格的计算并完成共模电感设计和数值选取，这直接关系到开关电源变压器的运行精度。在今天的文章中，我们将会就开关电源变压器的共模电感设计展开简要分析，看在电源变压器共模电感设计和计算过程中，都应该注意哪些问题。 在电源变压器的设计和制作过程中，工程师所要进行的共模电感设计，其所需要的基本参数主要有三个，分别是输入电流，阻抗及频率，磁芯选取。先来看输入电流。这一参数值直接决定了绕组所需的线径。在线径的计算和选取时，电流密度通常取值为400A/cm³, 但此取值须随电感温升的变化。通常情况下，绕组使用单根导线作业，这样可削减高频噪声及趋肤效应损失。 在计算过程中，开关电源变压器共模电感的阻抗在所给的频率条件下，一般规定为最小值。串联的线性阻抗可提供一般要求的噪声衰减。但实际上，线性阻抗问题往往是最容易被人忽视的，因此设计人员经常以50W线性阻抗稳定网络仪来测试共模电感，并渐渐成为一种标准测试共模电感性能的方法。但所得的结果与实际通常有相当大的差别。实际上，共模电感在正常时角频首先会产生每八音度增加-6dB 衰减（角频是共模电感产生-3dB）的频率此角频通常很低，以便感抗能 够提供阻抗。因此，电感可以用这一公式来表达，即：Ls=Xx/2 n f

这里还有一个问题需要工程师需要注意，那就是在进行共模电感设计时须注意磁芯材料和所需的圈数问题。首先来看磁芯型号的选取问题，此时如果有规定电感空间，我们就按此空间来选取合适的磁芯型号，如没有规定，通常磁芯型号的随意选取。 在确定了电源变压器的磁芯型号之后，接下来的工作就是计算磁芯所能绕最大圈数。通常来说，共模电感有两绕组，一般为单层，且每绕组分布在磁芯的每一边，两绕组中间须隔开一定的距离。双层及堆积绕组亦有偶尔使用，但此种作法会提高绕组的分布电容及降低电感的高频性能。由于铜线的线径已由线性电流的大小所决定，内圆周长可以由磁芯的内圆半径减去铜线半径计算得来。故最大圈数的就可以铜线加绝缘的线径及每个绕组所占据的圆周来计算。

如何为开关电源选择合适的电感

如何为开关电源选择合适的电感 电感，一直以来都有些许神秘：它可以产生磁场，把磁场和电场联系起来；电感的电流I不能突变，但电流变化率dI/dt可以突变；电感的储能与其流过的电流有关。 铁氧体和铁粉是用于开关电源电感的两种磁芯材料。应用于电源的储能电感通常制成闭环，使得整个磁场包含在电感的内部，因此磁通大小与磁芯的存储能量将表征磁芯材料的特性。 以Buck电路的输出电感为例。该电感的磁芯具有一定的直流分量，适用的材质有：（1）铁粉芯 碾磨的铁粉与其他的合金组成的精细颗粒与绝缘材料涂层构成磁粉芯。铁粉颗粒周围的绝缘颗粒构成了铁粉芯的内在分散气隙。 （2）带气隙的铁氧体磁芯 Buck电路的电感具有一定的直流分量。若不开气隙，铁氧体磁芯极其容易饱和。开气隙后，闭合磁路的磁通将快速增大。由于空气的相对磁导率为1，且磁芯材料的相对磁导率为几千以上，所以，磁芯中的大部分能量将存储在气隙磁通中。 气隙降低了磁芯的有效磁导率，整个B-H曲线会倾斜，增大了饱和时的磁场强度H，磁芯不太容易饱和。图 1为不开气隙和开气隙的B-H曲线。 图 1 电感B-H曲线 通常我们会发现，大多数采用铁氧体的电感设计，其磁芯损耗仅为电感总损耗（线圈加上磁芯损耗）的5%~10%。但是若电感采用铁粉芯，则该值会增加到20%~30%。 一、电感：磁芯的饱和 当流过电感的电流（或磁场强度）大于一定值时，电感的磁芯可能饱和。当其饱和时，其感量会减小，并接近于0。 某反激电路的限流电阻上的电压波形如图 2所示（反激变换器中变压器的初、次级可以看成一对耦合电感）。从图中可以看出流经初级电感的电流波形。当电流增大时，电感逐渐饱和，电感量减小，从而导致梯形电流的波形的斜率增大。

开关电源电感的选取

为开关电源选择合适的电感 电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和，有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和，也有的应用不允许电感出现饱和，这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随着端电压与电流而变化。但是，开关电源存在一个不可忽视的问题，即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数)，一个是不可避免的绕线电阻，另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。 杂散电容在低频时影响不大，但随频率的提高而渐显出来，当频率高到某个值以上时，电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集”为一个电容，则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时，不妨考虑下面几个特点： 1. 当电感L 中有电流I 流过时，电感储存的能量为： E＝0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中，电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为： V＝(L×di)/dt (2) 由此可看出，纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样，电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比，电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化，电流变化率di/dt 也将变化；正向电压使电流线性上升，反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要 从图1 可以看出，流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成，因为交流分量具有较高的频率，所以它会通过输出电容流入地，产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低，以免影响电源系统的正常操作，一般要求峰峰值为10mV~500mV。 纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸，纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%，因此对降压型电源来说，流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。 降压型开关电源的电感选择 为降压型开关电源选择电感器时，需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大

正激变换器及其控制电路的设计及仿真

正激变换器及其控制电路的设计及仿真 电气工程 张朋 13S053081

设计要求： 1、输入电压：100V（±20％）； 2、输出电压：12V； 3、输出电流：1A； 4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）； 5、效率：η＞78％； 6、负载调整率：1％； 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义： 对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容： 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID控制和fuzzy控制。本文分别针对开环、PID控制，fuzzy控制建立正激变换器的Matlab仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。 第二章：正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 （1）变比n 根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：

n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 （2） 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为 D min = ()n U U U in d out 1 max ? +， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。 （3） 电容 电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ， 根据公式： C=ripple ripple V f I ??81 ， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ， 所以C=1.79μF 。为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。 （4） 电感 可使用下列方程组计算电感值： U out =L ×dt di ， dt= f D m in 1-， 式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。 第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真 本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。

电感设计的原则

电感设计的原则 作者: xccx 摘要：开关电源中电感设计有许多限制条件，各自都对是否成功量产有摘要：开关电源中电感设计有许多限制条件，各自都对是否成功量产有直接影响，本文是磁性元件设计教程的重要的一章，主要介绍是什么在限制着电感，高频变压器等磁性元件的设计。 原则一：电感不饱和（感值下降不超出合理范围） 由磁滞回线图可以看出， H 加大时， B 值也同时增加，但 H 加大到一定程度后， B 值的增加就变得越来越缓慢，直至 B 值不再变化 (u 值越来越小，直至为零 ) ，这时磁性材料便饱和了。通常电路中使用的电感都不希望电感饱和（特殊应用除外，参看饱和电感及其在开关电源中的应用一文），其工作曲线应在饱和曲线以内， Hdc 称为直流磁场强度或直流工作点。 图 1 磁芯在直流工作点下的磁滞回线 对于储能滤波电感，由于需要承受一定的直流电流（低频电流相对与高频开关电流也可视为直流），也就是存在直流工作点 Hdc 不为零。磁芯需加气隙才能承受较大的直流磁通，如下图，所以该类电感通常选用铁粉芯做磁芯（有分散气隙）。

图 6.3 铁粉芯的磁导率与直流磁场强度关系图 由于磁芯加了分布气隙，其饱和过程就不是一个突变而是一个渐变的过程，所以电感的不饱和问题就转化为电感感值在直流量下的合理下降问题。 对于 PFC 、 BOOST 、 BUCK 以及 DC-DC 电感，电感的取值通常由设计要求最大纹波电流（ Ripple Current ）来决定（通常设计指标是最大纹波电流百分比R ripple-percent）。 其中，对于 BUCK 和 DC-DC 电感，其直流工作点（ IAVG ）相对恒定，如图 图 6.4 BUCK&DC-DC 电感的电流波形图

正激变压器设计要点

首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等 所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。 首先说说初次级匝数的选择： 以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。 无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且，都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。 复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生 复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。 但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠， 大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik. 正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关 Vo=Vin*D Vo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了 在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5 正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容 易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加 气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的. 加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心. 复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？ 如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。 无论从EMC角度还是工艺角度来说，复位绕组放在最内层比较好 实际量产中这是这样绕的占多数 单管正激，如果是市电或有PFC输出电压作为输入的话，MOSFET 的最低耐压是2倍直

共模电感设计

共模电感设计 选择共模滤波电感规格不是一件困难和令人困惑的事情。用一个标准滤波器平面图可以用来实现一个相对简单直接的设计过程。预设的平面模型滤波器元件参数很容易被修改，从而,达到符合设计要求。 常规共模电感 线性滤波器防止过度的噪声从AC线传导到正在工作的电子设备。通常ＡC线为防护的重点。 图示－1所示,共模滤波器与AC线之间接阻抗匹配电路，后面再接开关变换器。共模噪声（大地为参考在两根线上同时产生的噪声大小相等方向相同)的方向是从负载流向滤波器，流向两条AC线上的共模噪声已经被充分地衰减了。其结果是从滤波器输出到AＣ线的共模噪声经过阻抗匹配电路衰减得非常微弱了。 共模滤波器的设计本质上是设计两个相同的差分滤波器，每个分别作用于同一个磁心,两边耦合的是两个极性一致的电感。对于一个差分输入电流(从(A)到(Ｂ)通过Ｌ１和从(B)到(A)通过L2),两电感间的磁通(大小相等方向相反)耦合为零。 任何电感通过差模信号时,两个扼流圈未能耦合。它们作为独立的元件，只有漏感响应差模信号：这个漏感会衰减差模信号。 当电感L1和Ｌ2,通过相对于大地方向相同的完全一样的信号（共模型号）,每个扼流圈在同一个磁心上出力的是非零磁通。对于共模信号电感作为独立的元件运行相互间产生互感:互感的作用使共模信号变弱。

第一阶滤波器 最简单、最昂贵的滤波器设计是一阶滤波器。这种类型的滤波器采用单一的电抗结构存储某一频率段的能量,使这些能量未能传递出去。就一个低通共模滤波器来说,一个共模电感的电抗元件会被采用。 所要求扼流圈的电感量可以简单地采取负载电阻除以衰减频率（包含以上频率）的角频率。譬如，要衰减40０0Ｈz以上的频率到50Ω的负载里面需要一个１.99mH(5０/（2π×４000) )的电感。由此产生共模滤波器结构如图示-3： 在4000Hz的衰减将是３ｄB,并以6dＢ每倍频程增加。因为主要的电感依赖的一阶滤波器，实际变化中，扼流圈电感是必须被考虑的。例如，正常电感测量误差为±20％，那个在４000Hｚ频率名义上的3dB，实际衰减得频率范围从３332Hｚ到499９Ｈz。这是共模电感的典型电感值被指定的一个最低要求，从而保证这个交叉频率不被改变太高。然而，一些情况应该观察到选择扼流圈作一阶低通滤波器可能限制阻塞一些有用的衰减,因为用了一个较高于典型值或极小值的电感。 二阶滤波器 一个二阶滤波器使用了两个电抗部分。比第一阶滤波器有两个优势：⑴理论上，在截点频率以后,一个二阶滤波器有１2ｄB每倍频程(4倍于一阶滤波器）的衰减量。⑵在电感谐振频率以上提供了更大的衰减。（参见图示-4)

浅谈开关电源输出电感的设计

――DC/DC 电路中电感的选择 原文：Fairchild Semiconductor AB-12：Insight into Inductor Current 下载 翻译：frm （注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。） 本文PDF文档下载 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示： 通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：

正激电路设计总结

正激电路设计总结 发布时间: 2013-04-10 16:37:55 来源: EDA中国 正激电路设计的一些总结 在DC-DC通信领域里，目前正激有源钳位占了大半江山，特别是国内的模块电源厂家，其中使用控制芯片比较的多的是国半的LM5025NCP1562，目前这两个芯片我都有成熟的设计案例，NCP1562按推荐的电路调试是很难达到模块的电源的设计要求，主要是电压环路的设计上有不少问题。第一次在电源网发博，今天就想说说对在正激设计中，变压器一些不定参数的选择，如变压的△B和Bmax的选择、占空比的选择、因为已有太多的初学者问过同样的问题了，希望能初学电源的革命同志有点帮助。首先我们要正确理解正激变压的特点，正激变压的工作模式是，变压器一边导通一边传递能量，可以把它理解成隔离的BUCK，其实正激才是真正的变压器，它不存储能量，只是把能量向副边传递，所以正激变压器不需要开气隙，而反激变压相当于一个隔离电感，先存储能量在传递能量，磁芯的特性是低磁阻的，无法存储能量，所以反激变压器需要开气隙来存储能量，好不要扯远了，这里这是描述一下正激变压器工作的特点。任何的磁性器件工作都需要激磁和去磁，正激变压器集成产生的能量不能传递到副边，反激可以，所以正激电路必须要加去磁电路，按照去磁的方式，我们将正激分成了三绕组去磁正激、谐振正激、和有源钳位正激，三绕组正激的工作在第一象限、而谐振正激和有源去磁正激工作在第一和第三象限，这些都老生常谈的话题了，在各种开关电源书籍中都有非常多的描述，推荐初学者读一下张兴柱博士的《开关电源功率变换器拓扑与设计》归纳性很强的。由于正激变压器中B值的变化不会随着输出电流的改变而改变，也不会随着输入电压的改变而改变，设计成多少，它就是多少，所以磁饱和的问题是很容易控制住的。在一些教材和沦文里提到了一个0.1和0.3的取值问题。很多人问我到底取0.1好，还是0.3好呢？首先我们看看为什么可以取到0.3，我们来看看磁芯材质的特性，DC-DC的模块电源用过的材质有金川的RM2.3K、越峰的P47、天通的TPW33A、TDK的PC95、主要是高频特性好。因为不能贴图，希望有兴趣的可以找资料看看。这几种差不多都是都是在100℃B值在0.4左右就完全饱和了，我们设计的时候可不能让它到磁饱和，太危险了。得把余量考虑进去，这个余量怎么把控呢？磁滞回线的变化是从线性区到非线性区，再到饱和。其实我们最好不让它跑到线性区，因为这样虽然不会一定损坏，但是比较危险了，而且在非线性区的励磁电感量急剧变小，MOS管理的峰值电流也是急剧变化的容易失控。所以我们的B值的最大取点应该是线性工作区和非线性工作区

如何为开关电源选择合适的电感(完整版)

如何为开关电源选择合适的电感 中心议题： 电感的特点 降压型开关电源的电感选择 升压型开关电源的电感选择 解决方案： 计算降压型开关电源的电感值 计算升压型开关电源的电感值 电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和，有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和，也有的应用不允许电感出现饱和，这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随着端电压与电流而变化。但是，开关电源存在一个不可忽视的问题，即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数)，一个是不可避免的绕线电阻，另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。杂散电容在低频时影响不大，但随频率的提高而渐显出来，当频率高到某个值以上时，电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集中”为一个电容，则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时，不妨考虑下面几个特点： 1. 当电感L中有电流I流过时，电感储存的能量为：E＝0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中，电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为：V＝(L×di)/dt (2) 由此可看出，纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样，电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比，电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化，电流变化率di/dt也将变化；正向电压使电流线性上升，反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要。 从图1可以看出，流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成，因为交流分量具有较高的频率，所以它会通过输出电容流入地，产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低，以免影响电源系统的正常操作，一般要求峰峰值为10mV~500mV。 纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸，纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%，因此对降压型电源来说，流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。 降压型开关电源的电感选择 为降压型开关电源选择电感器时，需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大纹波电流、占空比。下面以图2为例说明降压型开关电源电感值的计

开关电源中电感的设计

开关电源中电感的设计 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC 电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L（C 是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC 输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1 过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2 过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式 实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后 一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1 过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2 所示：

通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC 电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流： 其中，ton 是状态1 的时间，T 是开关周期（开关频率的倒数），DC 为状态1 的占空比。 警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。 如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作精确计算： 同步转换电路： 异步转换电路：其中，Rs 为感应电阻阻抗加电感绕线电阻的阻。Vf 是肖特基二极管的正向压降。R 是Rs加MOSFET 导通电阻，R=Rs+Rm。

正激电路设计

正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。 在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从（1-76）和（1-77）两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压（图1-16-b中正半周）的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行

电感设计教学文稿

《单相交流电抗器的简易工程设计》 杜保明2006.03. 内容提要：本文结合产品的工程设计和生产的经验，举例介绍电抗器的铁心选用，线圈设计，磁路间隙，铜损和铁损的概算，温升的测算方法等。 关键词：单相交流电抗器，铁心，线圈，磁路间隙，铜损，高周波铁损概算，温升测算， 电抗器应用范围极为广泛，是电机启动，整流，变频，不间断电源等设备和系统中的不可或缺的部件之一。尤其是在变频和不间断电源系统中，电抗器的品质优劣可能直接决定了系统的性能和成本。 应该根据不同的要求来设计和制造电抗器，从而设计和计算的方法也各有差别。本文仅就不间断电源装置中交流电抗器的工程设计和概算方法进行讨论。 不间断电源的交流电抗器中通过的电流，既有基本频率的额定工作电流，又有进行调制的高频电流，还有相对应的各次高频谐波电流；在保证额定工作电流下的电抗值的同时，还要求保证在过负荷电流和饱和电流下的电抗；同时对电抗器的体积，重量，绝缘级别，尤其是负荷温升都有严格的规定。 交流电抗器的设计和计算依照下面所列的顺序进行。 1．根据对电抗器的基本电气参数要求，进行容量计算，选择铁心； 2．根据铁心及工作磁通密度，计算线圈的匝数和铁心的磁路间隙； 3．确定绕组的连接方式，选择绕组的线径（或载流面积），确定线圈的结构和尺寸； 4．计算绕组的铜损和铁心的铁损，判断绕组负荷温升和铁心负荷温升； 5．电抗器的整体结构设计和外形尺寸的检查。 以上的设计步骤是相互关联的，在步骤和步骤之间，如果发现不合，应随时加以调整。例如，当发现铁心窗口容纳不下绕组时，就要适当调整铁心的窗口尺寸；又如，当发生绕组铜损过大，线圈温升超出要求时，就必须调整绕组的导线载流面积，减小铜损，降低温升；等等。 以下就某型30KV A不间断电源中使用的单相交流电抗器为例，说明单相交流电抗器的简易工程设计和计算方法。 某型号30KV A不间断电源中对使用的单相交流电抗器的要求： 基本工作频率：fo = 50Hz；额定工作电流：I = 51.0 A； 额定工作电流时的电感量：L = 1.485mH±3%； 饱和电流（最大电流）：Ip = 122.4A； 饱和电流时的电感量：Lpm ≥L×99%； 调制开关频率和电流：f = 8000Hz；I f = 3.84Arms； 绝缘等级：H 级； 负荷状态：100% 连续；使用的回路电压：AC 415V 安装，使用环境和温度：室内机柜中，卧式，电抗器平均周温45℃； 冷却条件和允许温升：前-后风速2m / s , 温升75℃以下（电抗器温度最高 120℃）； 体积：L ≤195mm，W≤105mm，H ≤165mm。

单端正激电路的分析和设计

单端正激电路的分析和设计 一、工作原理 如图： Q1导通时，副边二极管D1导通，D2截止，电网通过变压器T1向负载R L输送能量，此时输出滤波电感L0储存能量。 当Q1截止时，电感的储能通过续流二极管D2向负载释放，D1截止。 N3与二极管D3串联起到去磁复位的作用。 注意：复位绕组对变压器工艺的要求，要求耦合好又要绝缘好。 还有其它形式复位电路如RCD复位电路LCD复位电路 输出电压V0= N S ×T ON ×E N P T N S/N P为副边原边匝比 T ON/T为导通时间与周期的比，即导通占空比 E为原边绕组电压 二、正激电路的设计 设计前我们要给定电路设计的一些指标参数，总结为： 1、开关频率 2、输入电压范围:Vin min—Vin max 3、输出负载范围:Io min—Io max 4、输出电压范围:Vo min—Vo max 5、滤波电感电流的纹波: △I L f 6、输出电压纹波:△Vo 第一步：工作频率的确定 工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好地选择。 工作频率高时，输出滤波器和输出变压器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件、输出二极管、输出电容以及输出变压器的磁芯，还有电路设计等都受到限制。另外，还要注意输出变压器绕组匝数。

第二步：最大导通时间（Ton max）的确定。 Ton max=T×Dmax 对于正向激励D选为0.4~0.45较适宜。Dmax是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件，输出二极管的耐压与输出保持时间，输出变压器以及输出滤波器的大小，变换效率等都有很大影响。 第三步：变压器次级输出电压的计算 Vs min= （Vo max＋V L＋V F）×T Ton max Vs min：变压器次级最低电压 Vo max：最大输出电压 V L：电感线圈压降 V F：输出侧二极管的正向压降 第四步：变压器匝比N的计算 N= Vin min Vs min Vin min: 变压器初级最低电压 Vs min：变压器次级最低电压 第五步：变压器初级绕组匝数的计算 因为作用电压是一个方波，一个导通期间的伏秒值与初级绕组匝数关系N P= Vin min ×Ton max×108 (Bm－Br)×S N P：初级绕组匝数 Vin min：变压器初级最低电压 Ton max：最大导通时间 Bm－Br：磁感应强度 S：磁芯有效截面积 第六步：次级绕组匝数的计算 Ns=Np/N N为匝比 第七步：输出滤波电感的计算 L=Vs min－（V F＋Vo max）×Ton max △I L △I L为I O的15%—20% 另外，功率开关器件电流电压耐量的确定， 变压器原副边绕组线径的确定。

共模电感的参数选择

开关电源EMI滤波器的设计 要使EMI滤波器对EMI信号有最佳的衰减特性，设计与开关电源共模、差模噪声等效电路端接的EMI滤波器时，就要分别设计抗共模干扰滤波器和抗差模干扰滤波器才能收到满意的效果。1抗共模干扰的电感器的设计 电感器是在同一磁环上由两个绕向与匝数都相同的绕组构成。当信号电流在两个绕组流过对，产生的磁场恰好抵消，它可几乎无损耗地传输信号。因此，共模电流可以认为是地线的等效干扰电压Ug所引起的干扰电流。当它流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，电感器对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制地线干扰的作用。电路如图1所示。 I Bel 信号源至负载RL连接线的电阻为Rcl、Rc2，电感器自感为L1、L2，互感为M，设两绕组为紧耦合，则得到L1 = L2 = M。由于Rcl和RL串联且Rcl vv RL，则可以不考虑Vg，Vg 被短路可以不考虑Vg的影响。其中（Is是信号电流，Ig是经地线流回信号源的电流。由基尔霍夫定律可写出： 吒=址员+島+沖佗2Af＞］-址島+沖心一⑷］ 0 ■-人［& + 酒U一+ + j和仏） 令Ai ■■ Xt ?= M = ￡為朕氐 得到 R L X f

式（2）表明负载上的信号电压近似等于信号源电压，即共模电感传输有用信号时几乎不引入衰减。由（1）式得知，共模千扰电流Ig随f: fc的比值增大而减小。当f: fc的比值趋于无穷时，Ig=0，即干扰信号电流只在电感器的两个绕组中流过而不经过地线，这样就达到了抑制共模干扰的作用。所以，可以根据需要抑制的干扰电压频率来设置电感器截止频率。 一般来说，当干扰电压频率f > 5fc时，即Vn: Vg< 0.197,就可认为达到有效抑制地线中心干扰的目的。 2?抗差模干扰的滤波器设计 差模干扰的滤波器可以设计成n型低通滤波器，电路如图2所示。这种低通滤波器主要是设置电路截止频率人的值达到有效地抑制差模传导干扰的目的。

开关电源的电感选择和布局布线

开关电源的电感选择和布局布线 开关电源（SMPS，Switched-Mode Power Supply）是一种非常高效的电源变换器，其理论值更是接近100%，种类繁多。按拓扑结构分，有Boost、Buck、Boost-Buck、Charge-pump等；按开关控制方式分，有PWM、PFM；按开关管类别分，有BJT、FET、IGBT等。本次讨论以数据卡电源管理常用的PWM控制Buck、Boost型为主。 开关电源的主要部件包括：输入源、开关管、储能电感、控制电路、二极管、负载和输出电容。目前绝大部分半导体厂商会将开关管、控制电路、二极管集成到一颗CMOS/Bipolar 工艺的电源管理IC中，极大简化了外部电路。其中储能电感作为开关电源的一个关键器件，对电源性能的好坏有重要作用，同时也是产品设计工程师重点关注和调试的对象。随着像手机、PMP、数据卡为代表的消费类电子设备的尺寸正朝着轻、薄、小巧、时尚的趋势发展，而这正与产品性能越强所要的更大容量、更大尺寸的电感和电容矛盾。因此，如何在保证产品性能的前提下，减小开关电源电感的尺寸（所占据的PCB面积和高度）是本文要讨论的一个重要命题，设计者将不得不在电路性能和电感参数间进行折中（Tradeoff）。 任何事物都具有两面性，开关电源也不例外。坏的PCB布局布线设计不但会降低开关电源的性能，更会强化EMC、EMI、地弹（grounding）等。在对开关电源进行布局布线时应注意的问题和遵循的原则也是本文要讨论的另一重要命题。 一开关电源占空比D、电感值L、效率η公式推导 Buck型和Boost型开关电源具有不同的拓扑结构，本文将使用如图1-1、1-2所示的电路参考模型[1]： 图1-1 Buck电路参考模型 参考电路模型默认电感的DCR（Direct Constant Resistance）为零。

开关电源设计中电感的选择

电子变压器与电感网 https://www.wendangku.net/doc/258927696.html,/news/201052.html 开关电源设计中电感的选择 【大比特导读】在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。 工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必 要的信息。 深入剖析电感电流 ――DC/DC 电路中电感的选择 只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC电路。本文还包 括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感 值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的 DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L(C是其中的输出电容)。虽然 这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中，电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输 入电压或GND。 在状态1过程中，电感会通过(高边“high-side”)MOSFET连接到输入电压。在状态2 过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通 过二极管接地或通过(低边“low-side”)MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为 “同步(synchronus)”方式。

现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时(状态1)，电感上的电流就会增加;当电感上的电压为负时(状态2)，电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示： 通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：

共模电感的设计实例讲解

共模电感的设计实例讲解 很多设计师对于共模电感的设计大多有一种感觉，那就是总觉得共模电感的设计看起来十分简单，但实际操作起来上，又有点复杂。的确共模电感的设计要考虑温度及应力等等因素。下面我就对于共模电感的设计过程与案例结合起来简单讲讲 一、设计过程： ① 选择磁芯材料（镍锌系和锰锌系） 铁氧体是一个较好的具有成本优势的材料。 ② 设定电感的阻 对于一个给定的要求衰减的频率，定义此频率下共模电感的感抗为50~100Ω，即至少50%的衰减，因此有：Z =ωL

③ 选择磁芯的形状的和尺寸 成本低漏感小的环形磁芯非常适合于共模电感，但是这种形状不容易实现机械化绕制，一般用手工绕制。磁环尺寸的大小选取有一定的随意性，通常基于PCB的尺寸选取合适的磁芯。为了减小共模电感的寄生电容，共模电感通常只用单层的线圈。若单层绕制时磁芯无法容纳所有的线圈，则选用大一号尺寸的磁环。当然也可以基于磁芯的数据手册由LI的乘积选取。 ④ 计算线圈的匝数 由磁芯的电感系数AL计算共模电感的圈数：( 106 )0.5 L N = L × A ⑤ 计算导线的线径 导线允许通过的电流密度选取为：400~800A/cm2，由此可以得到要求的线径。 二、设计案例： 在工作频率为10KHz，输入线性电流为3A(RMS)时，阻抗为100 欧的共模电感。 1）选取线径 铜线截面积=3A/400A/cm2=0.0075cm2 铜线线径 =0.98mm

取铜线线为1.0mm 2)计算最小电感值 3)假如无指定空间，任取一磁芯 内径（ID)=13.72+/-0.38=13.34mm MIN 4)计算内圆周长和最大可绕圈数 内圆周长=3.14×(13.34-1.08)=38.5mm 最大圈数=（160/360)×38.5/1.08=15.8TS或16TS 5）计算磁芯的AL值，并选取材质 磁芯的AL最小值=1.59/162=6211nH/TS2MIN 因此种磁芯AL值变化范围一般为+/-30%故磁芯的AL值取9000nH/TS2，以上述条件，即可选取一合适磁芯。