反激式变压器的设计
反激式变压器的设计
反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。
在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。
刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。
(24)
把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25)
就可以算出一次最大电感
——最大占空比(通常为50％或0.5)。
(25)
这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。
在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为：
(26)
要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式：
(27)
所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美
国))：
（28a）
式中Ac——有效磁心面积，单位为；
Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。
在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为
(28b)
式中Ac——有效磁心面积，单位为；
Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。
这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。
磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000
匝后的数据(美
国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。
(29)
式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。
如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。
(30)
现在就用式(3- 31)来确定输出最大功率时的二次绕组匝数。
(31)
式中 Dmax——最大占空比(通常为50％)。
式(31)算出来的结果应该看作是最大的匝数，因为匝数越多的话，二次电感量也越大，因此把磁心的能量释放完需要更长的时间。这样算出来的结果往往不是整数，而很多磁心是不支持带小数的匝数，这就要在磁心允许的范围内选取最接近这个小数的整数。
确定其余输出绕组的匝数，可以用设计正激式变压器的方法[见式(22)]。同样，如果输出的电压值与理想的输出电压值的误差超标的话，也需要进行反复设计。先把原来的二次绕组匝数拿掉一匝，重新计算输出电压(包括整流桥的正向压降)。最终，输出电压总是会有些误差存在的。
(22)
式中 Vout(n)——另外的输出电压；
VD——预计的输出整流器的正向压降。
现在要考虑二次绕组的安排了。设计者可能会选用自耦变压器式的二次绕组(也就是低压绕组的绕线是共用的)或隔离式二次绕组。由于反激式的二次侧是半波整流的，所以非中间抽头的绕组或全波整流桥是不能用的(见图19)。一旦要设计的二次绕组的绕法确定后，就要检查磁心的窗口面积是否能装下这个绕组。这同样也可以按式(23)来检
验。
(23)
式中，k 取1.2～1.4之间的值，这是考虑到绕组余量和绝缘层的缘故。
图19
在反激式变换器中，变压器的物理结构设计也是比较苛刻的。如果设计不当，会产生电压尖峰，这会影响半导体器件的可靠工作(见本文-基极和栅极的驱动变压器)。
正激式滤波扼流圈的设计
正激式滤波扼流圈就是正激式变压器的每个输出端上的滤波电感。它的目的是当开关管关断时，为负载存储能量。电气上的作用就是把开关方波脉冲积分成直流电压。
滤波电感的设计比较简单。首先要选好磁心。通常这种场合用钼镍铁合金(mopermalloy)磁环，这是因为这种材料本身内部有气隙。当然用有气隙的铁氧体磁心也是可以的。如果要用有气隙的铁磁心，请参照本文-升压式变换器单匝绕组电感的磁心尺寸设计方法进行设计。下面就是采用钼镍铁合金磁环进行滤波电感设计的步骤。
首先用式(32)确定输出所需的最小电感
(32)
式中 Vin(max)——对应的输出端上整流器后的最高峰值电压；
Vout ——输出电压；
Ton(est) ——估计的最大输入电压下，开关管导通时间(1/ fop的30％是比较好的估计)；
Iout(min) ——预先知道的输出端上负载最小电流。
这个值就是电感的最小值，如果低于这个值，在输出端上流过最小额定负载电流时，电感电流会发生断续。
对钼镍铁合金磁环来说，可以通过计算存储在磁心中的能量平均值来估计需要的磁心尺寸。能量的平均值用式(33)计算。
(33)
参考图20，确定z轴的位置，在这个位置上垂直上移，直到和第一条曲线相交。然后水平看过去，读出磁心型号。参考该型号的数据手册，查到这个磁心的值，设计者就可以根据式(29)计算出所需的绕组匝数。总之，通过电感的电流平均值越大的话，就使用越低的磁导率的MPP磁心材料。
图20
接下来检查磁环的窗口面积是否能绕下
这些匝数。绕组占用磁环窗口面积的百分比由下式决定：
(34)
式中 Awire——绕组导线的横截面积(参考附录F中的导线规格表)( in2或m2 )；
Awindow ——磁环可以提供的绕线面积(窗口面积)( in2或m2 )；
N——绕组匝数。
如果这个值为40％一50％，那么绕组占的窗口面积太大了。这是因为绕线梭要从余下的空间中穿过，如果余下的窗口空间小于50％，绕线梭就无法穿过。解决的办法是选用尺寸更大的磁心或把导线的线径减小一号。后一种方法会因为铜损的增加而使电感发热量增加。
最后，如果电源在高频下工作，并且流过滤波器的电流较大，则可以考虑用编织线(1itz wire)。这是因为编织线是由很多细的导线绞合成一股的，集肤效应小。对于相同导电截面积，编织线的直径要比单股线要大。
相互耦合的正激式滤波扼流圈的设计
在多组输出的正激式变换器中，输出电压互补时(如+/-5v等)，可以把扼流圈做在同一个磁心上(见图21)。这样做有一些好处：可以节省空间，提高输出的交叉调整性能，每个输出端电压的纹波也比较理想。
图21
首先要选好磁心的类型和材料，这部分与单输出滤波扼流圈的设计相同。可以用钼镍铁合金磁环(见本文-正激式滤波扼流圈的设计)或用铁氧体磁心(见本文-确定磁心的尺寸)。对于钼镍铁合金磁环，确定需要的磁心尺寸，把两个输出负载的电流叠加起来后，选用符合这个电流要求的导线规格，并用式(33)计算磁环大小。所需的磁心窗口面积设为单绕组扼流圈时的两倍。
扼流圈的绕组匝数是由最小的电感值和最小输出电流下所需的匝数确定的。这两个值可以用式(32)和式(29)来计算。另一个绕组的匝数与该绕组相同。
这两个绕组要用双绞线，也就是在把导线绕到磁心或骨架上之前，先把它们绞在一起，这就保证它们的匝数是一样的，相同的匝数对扼流圈的工作是很重要的。对于#22 AWG(AWG为美国线规)导线来说，每英寸绞三圈，这种绞合程度是比较合适的。线径越大，绞合程度越低。
两个绕组产生的磁通在磁心中叠加在一起。由于绕组一样(如绕线方向相同)，两组电源的输出极性相反，所以同名端要标在电感的两端(见图21)。如果把绕组的极性接错的话，这两个绕组互相影响，会使整个电源损坏。
滤波扼流圈的磁心上可以绕上更多的绕组，但是这里不推荐这种做法。如果绕组的匝数不准确，每组输出匝数误差一匝，就会使电源的效率损失约1％。建议每对互补输出端共用一个耦合滤波电感，并采用电压反馈电路的设计所介绍的输出交叉检测方法。
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