2kW新型推挽正激直流变换器的研制.

2kW新型推挽正激直流变换器的研制

2kW新型推挽正激直流变换器的研制

类别：电源技术

电路的工作原理，对环流过程进行了透彻分析，分析了箝位电容和变压器原边漏感对电路工作的影响。通过仿真和实验对所述理论分析进行了验证。基于此研制出输入电压dc24～32v，输出电压dc120v的2kw直流变换器样机，典型效率为93.2％,表明该电路具有可靠、效率高的特点，适合于低压大电流输入中大功率应用场合。引言在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁芯利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容，便可以解决上述传统电路存在的两个缺点。图11 推挽正激电路工作原理如图1所示，该变换器的两个主功率开关管v1及v2和两个匝数均为np的初级绕组tp1及tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容c。cin为输入电容,dv1及dv2为两个主功率开关管寄生的反并二极管。d1及d2组成双半波整流电路。电源正极

→tp2→c→tp1→电源负极构成一个回路。忽略变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，c上的电压为uin，下正上负。另外一个回路为电源正极→v1→c→v2→电源负极。根据基尔霍夫电路定律可得uds1＋uds2=uin＋

uc=2uin因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2uin；当两个开关管均关断时,开关管电压各为uin。图2

在分析推挽正激电路工作模态前，做如下设定：1）v1，v2，d1，d2均为理想器件，导通压降忽略不计；2）c较大，在工作过程中两端电压保持uin基本不变；3）滤波电感lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流io=uo/r；4）原边绕组匝数同为np，励磁电感和漏感均相同为lm、lσ，副边匝数同为ns，匝比n=ns/np；5）开关周期ts，v1及v2每个周期开通时间均为ton，v1及v2工作的占空比均为d=ton/ts；图2为推挽正激电路工作原理波形图，一共分为8个工作模态。图3

1）[t1－t2] 在t1之前v1及v2都是关断的，输入电流沿电源正极→tp2→c→tp1→电源负极回路环流工作，环流为ia=ndio[1]（具体分析在第2节中给出）。原副边绕组电压为0，d1及d2同时导通。t1时刻v1开通，uin 加在tp1的漏感上，i1快速增加；uc加在tp2的漏感上，i2迅速减小并反向增大。相应的，在副边流过d1电流id1增大，流过d2的电流id2减小。t2时刻，d2截止id2=0。此模态等效电路图如图3（a）所示，持续时间为式中：ilfmin为t1时刻滤波电感电流。2）[t2－t3] 当d2截止时，该工作模态开始工作，uin加在tp1的励磁电感和漏感上，uc加在tp2的励磁电感和漏感上，各承担励磁电流和负载电流变化率的一半，这时初级相当于两个单端正激电路并联工作[2][3][4]。i1增加，i2反向增大。工作模态如图3（b）所示，持续时间为3）[t3－t4] t3时刻，v1关断，该工作模态开始工作。在此之前i1始

终大于i2，因此，在v1关断瞬间v2的反并二极管dv2导通。同时，流过d1的电流id1减小，流过d2的电流id2从零开始增加，副边绕组短路工作。电容电压uc加在tp1的漏感上，uin加在tp2的漏感上，i1迅速减小，i2迅速增加。当i1=i2时该工作模态结束。等效的工作模态电路如图3（c）所示，持续时间为式中：ilfmax为t3时刻滤波电感电流。4）[t4－t5] 在此期间，v1和v2都关断。漏感平均电流（环流）ia经过电源正极→tp2→c→tp1→电源负极回路流动。由于电源电压和箝位电容电压相等，加在原边两个绕组上的电压均为零，则环流ia保持不变。等效的工作模态如图3（d）所示，持续时间为5）[t5－t9] t5时刻，v2导通开始下半个周期的工作，工作模态和上半个周期相同，只是励磁电流的方向相反，完成变压器的去磁。图42 环流分析设该推挽正激变换器的功率损耗为零，根据系统能量守恒定律可得，在半个周期ts/2内电源输入功率为为了分析问题的简便，我们假设以下理想条件成立：1）原边两个绕组换流瞬间完成，即δt1－2=0，δt3－4=0；2）励磁电感lm和滤波电感lf较大，励磁电流为零，lf可以看作恒流源，求得由此可见，当电路的工作占空比d大，原边环流时间短，环流量值较大；随着输出功率的增加，环流值也增大。3 主要参数对电路工作的影响分析3.1 箝位电容c的作用与选取3.1.1 箝位电容的两个主要作用1）抑制开关管关断电压尖峰如图1所示，在v1关断时，由c给变压器原边漏感提供一个dv2→c→tp1的低阻抗能量释放回路。将v1的漏源极电压箝位在uin＋uc，使开关管的电压尖峰得到了有效的抑制。箝位电容c在开关管全关断时储存电能，在导通时将能量释放给负载，理论上，无能量损耗。

2）减小输入滤波器体积与传统的推挽电路相比，推挽正激电路中的箝位电容为开关管关断期间提供一个续流回路。正是由于续流回路的存在使推挽正激电路工作的输入电流纹波的安秒积分较其它拓扑小。因此，可以减小输入滤波器的体积。3.1.2 箝位电容的选取根据前文的分析，箝位电容c的电压脉动δuc是由环流期间的充电量决定的，即电路工作周期ts、最大负载电流io、变压器匝比n在设计前就已经确定了。在工程实际中，选取δuc=20％uin，因此，根据占空比d的工作范围可以计算出所需的电容值。同时，为了减小电容esr的影响，一般采用多个薄膜电容并联的方案。3.2 变压器漏感对ppf工作的影响对于理想的变压器，变压器的漏感lσ=0，无论哪个功率管关断时，变压器绕组电流瞬间减小到0，在两个开关管均关断期间无环流。实际上，任何变压器都存在漏感，在推挽正激电路中，两个开关管均关断瞬间，原边漏感的能量通过uin正极→tp2→c→tp1→uin负极回路给c充电形成环流，在箝位电容上产生了电压脉动。同时,减小原边漏感可以减小功率管开通时的换流时间，即减小了占空比的丢失,从而提高了变压器的利用率,减小了电路工作的损耗。从以上分析可见，减小漏感可以提高系统的效率。因此，变压器常采用原副边间绕的方法来减少漏感的值。4 仿真和实验4.1 仿真分析基于以上分析，对ppf的工作进行了原理性的仿真，仿真主电路如图1所示。仿真主要参数为：uin=28v，c=70μf，n=6，io=10a，lf=160μh，cf=680μf/400v×2，ts=20μs。图4为输出电流io=10a，占空比d分别为0.1、0.25、0.4时对应的箝位电容c的电压脉动δuc仿真波形图。由图4可知，当d=0.25时δuc最大。图5为输入电流仿真波形，其中图5（a）为原边激磁电感lm=12μh，漏感lσ=0.05μf时仿真波形图;图5（b）为原边激磁电感lm=12μh，漏感lσ=0时仿真波形图。仿真结果表明，lσ=0时输入电流不存在环流过程。

4.2 实验结果根据有关技术要求，研制出了一台输入dc24v～32v，输出dc120v的2kwdc/dc变换器。系统参数为：开关频率fs=50khz；主功率开关管为ixtk180n15；整流二极管为dsep60－06a；箝位电容c=70μf；滤波电感lf=160μh；滤波电容cf=680μf/400v×2；主变压器匝比n=6，磁芯为

ee55×2。图6为额定负载下实验波形图，其中图6（a）是原边绕组电流波形图（ch1为开关管v1驱动信号波形，ch2为开关管v2驱动信号波形，ch3为绕组tp1电流波形i1，ch4为绕组tp2电流波形i2）；图6（b）是开关管漏源极波形图（ch1为开关管v1的驱动信号，ch2为开关管v1源漏极电压波形，ch3为开关管v2的驱动信号，ch4为开关管v2源漏极电压波形）。图6实验波形验证了上述理论分析的正确性。

图7为在相同io（=16a），不同uin与不同d时原边绕组电流和箝位电容电压脉动波形图（ch3为绕组tp1电流波形i1，ch4为绕组tp2电流波形i2，ch1为箝位电容电压脉动δuc波形）。实验波形充分说明了第2节环流分析和第3.1.2节中箝位电容选取原则的正确性。图8为2kw dc/dc变换器效率分布曲线，该变换器的效率可达93.2％。图9为变换器实物图。5 结语仿真分析和实验结果验证了理论分析和公式推导的正确性，表明推挽正激电路应用于该变换器中具有以下优点：1）抑制了开关管漏源极电压尖峰，降低了开关管的电压应力和功率损耗[5]，整机效率高；2）变压器双向磁化，磁芯利用率高；

3）输入电流纹波安秒积分较其它拓扑小，减小了输入滤波器体积。该变换器尤其在低压大电流场合中具有较高的工程实用价值。

高效率双管正激变换器的研究 开题报告

高效率双管正激变换器的研究 一、课题来源、意义、目的、国内外概况与预测 如何提高电能的利用率一直是电力电子领域最为重要的研究方向，而且必将成为未来该领域研究热点，并在某种程度上决定电力电子技术未来的兴衰命运。 DC/DC 变换技术一直是开关电源技术的重点，也是开关电源技术发展的基础。DC/DC 变换是开关电源的基本单元，其他各种形式的变换电路都是DC/DC 变换电路的演变。DC/DC 变换技术的发展伴随着开关电源技术发展，也是发展最快的电源变换技术之一。所以，研究高效率DC/DC 变换器对电力电子技术的发展具有重要意义。 在各种隔离式DC/DC 变换器中,单管正激变换器由于具有电路结构简单、成本较低、输出电流大、工作可靠性高等优点而广泛应用于中小功率变换场合，更成为低压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但由于主开关管电压应力较大而不适合输入电压高的场合。 传统双管正激变换电路使得正激电路的主开关电压应力减小了一半左右，但是受复位机制的限制，它的工作占空比只能小于0.5，不适合电压范围较宽的场合。且开关管工作在硬开关状态下，开关损耗大，在不断追求高频化的今天，显得不合时宜。 本着最大可能提高电路效率的原则，本文着重研究了一种高效率双管正激变换器。 目前，通常采用的磁复位方法主要有以下几种： (1) 采用辅助绕组复位； (2) 采用RCD 复位； (3) 采用LCD 复位； (4) 采用谐振复位； (5) 采用有源钳位复位。 1、辅助绕组复位正激变换器 V O V 图一所示的单端正激变换器的隔离变压器有三个绕组：一次绕组1N 、二次绕组2N 和去磁绕组3N 。在on T 时间内，T 导通，2D 导通，1D 、3D 截止，电源向负载传递能量，此时，磁通增量为11(/)(/)D on D S V N T V N DT ?Φ=?=?，输出电压为21/o D v N N V =?。

有源箝位反激变换器分析与设计

有源箝位反激变换器分析与设计 时间：2012-01-10 18:30:38 来源：作者： 1. 引言 反激(Flyback)变换器由于具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛用于中小功率变换场合。但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用箝位电路来限制。作者在文献[1]中对RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激变换器进行了比较研究，得出有源箝位技术使反激变换器获得最优综合性能的结论。 图1 有源箝位反激变换器电路拓扑 图2 有源箝位反激变换器原理波形 2. 有源箝位反激变换器稳态原理分析 有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形，分别如图1、图2所示[2]。变压器用磁化电感Lm、谐振电感Lr(包括变压器漏感和外加小电感)和只有变比关系的理想变压器T表示，Cr为等效电容，包括两个开关S和SC的输出电容。稳态工作时，每个开关周期分为七个开关状态阶段，各开关状态等值电路如图3所示。七个开关状态为： ①t=t0～t1：t0时刻，功率开关S开通，箝位开关SC及其寄生二极管Dc与整流二极管D均截止，Lm与Lr线性充电； ②t=t1～t2：t1时刻，S关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对Cr充电，开关管S漏源电压uDS近似线性上升； ③t=t2～t3：t2时刻，uDS上升到Ui+uC，DC开通，将Lr和Lm串联支路端电压箝位在 uC≈Uo(N1/N2)，磁化电流通过箝位支路对CC充电（CC>Cr）,u1下降规律为u1=-uCLm/(Lr+Lm)； ④t=t3～t4：t3时刻，u1已经下降到使D正偏导通，随后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC开始谐振，Lr上的电压为uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率为[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC开始反向之前开通SC，SC 便获得了零电压开通(ZVS)；

有源钳位正激电路的分析设计

有源箝位正激变换器电路分析设计 1.引言 有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于中小功率输出场合。单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用围。 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应 用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大等。 为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变 了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而S. . . . . ..

S. 大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。 2. 有源箝位正激变换器电路的介绍 有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。 有源钳位正激电路的原理图如下所示：

正激变换器工作原理

正激变换器 实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开关电源的输入输出往往需要电气隔离。在基本的非隔离DC DC-变换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC DC-变换器。例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。 一工作原理 1 单管正激变换器 单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器 图（a1）BUCK变换器

图（a2）单端正激变换器 BUCK 变换器工作原理： 电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等， 由电感周期内充放电平恒可以得到： ?==T dt L u T L U 001

即： 可得： 单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。 其工作状态如图如图（a3）所示： 图（a3）单端正激变换器工作状态 开关管Q 闭合。如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图a4所示， ? ? =- -ON ON t T t o o i dt U dt U U 0 )(i i ON o o o i OFF o ON o i DU U T t U T D U DT U U t U t U U == -=-=-)1()()(

图（a4） 根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。在此期间，电感电压为： O I L U U N N u -= 1 2 开关管Q 截止。开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降: O L U U -= 在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此： ()S O S I T D U DT U U N N ?-?=??? ? ??-1120 得： I O DU N N U 1 2= 由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比，

双管正激变换器交错并联的方法比较

双管正激变换器交错并联的方法比较 摘要：从开关器件的电压应力来看，双管正激变换器较一般的正激变换器有更多的优点。本文提出了两种双正激变换器交错并联的方法，分析了两种电路的工作状态，比较了两种电路中输出滤波电感和电容中的电流脉动，对比了两种电路中各半导体器件的电流电压应力。最后通过仿真和实验证明了分析和比较的正 确性。 关键词：双管正激变换器移相并联开关应力 Comparison of Interleaving Methods of Two－transistor Forward Converter Abstract:Two methods of inte rleaving two－transistor forward converters are presented in this paper. Firstly, the operation stages are a nalyzed. Then the ripple currents in filter inductors and output capactiors in toth methods are discussed a nd compared. After that ,the current and voltage stresses of divices are investigated and compared as wel l.Finally, simulation and experiments are performed to verify the analysis and comparision. Keywords:Two －transistor forward converter Interleaving of converters Switching stress 1引言 双管正激变换器较单管正激变换器有很多优点，特别是在电压应力方面，因为变换器中每个功率器件只需承受电源电压，而在单管正激变换器中则要承受两倍的电源电压。而且同半桥或全桥变换器相比，它不存在桥臂直通的危险。因此双管正激变换器吸引了许多研究者的目光。在参考文献[1]中，作者提出了采用无损吸收的高效率双管正激变换器。在[2]和[3]中，两种零电压转换（ZVT）技术用于双管正激变换器。在[4]中，作者提出了一种可控变压器，用于增加双管正激变换器的效率。在[5]中，作者研究了多输出双管 正激变换反馈的模型。 为了增加变换器的输出功率，需要将两个双正激变换器并联运行。有两种方法实现两个双正激变换器的移相并联；一种是在输出电压侧并联（CPOC），另一种是在续流二极管侧并联（CPFD）。以前还没有 过关于两种方法比较的报道。 本文首先分析了两种并联方式的工作原理，然后分析和比较了两种方法中滤波电感和输出电容中的电流脉动，接着分析和比较了两种途径中各半导体器件的电流电压应力，最后用仿真和实验验证了前面的分 析和比较。 2工作状态分析 （1）两个双管正激变换器在输出电容侧并联 将两个双管正激变换器在输出电容侧并联如图1所示，其工作状态与单个双管正激变换器一样，图2 示出了这种并联方式的主要波形。 （2）两个双管正激变换器在续流二极管侧并联 两个双管正激变换器在续流二极管侧并联如图3所示。两变换器共用一个滤波电感和续流二极管，两 变换器在运行中移相180°。

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法,有源钳位,正激变换器.

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法，有源钳位，正激变换器，零电压软开关 1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变 1引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关Sa（带反并二极管）和储能电容Cs，以及谐振电容Cds1、Cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感Ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和Sa工作在互补状态。为了防止开关S和Sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设：

基于UC3844的多路输出双管正激电源设计

第十七届全国电源技术年会论文集 基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计 石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５） 摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。 叙词：双管正激多路输出开关电源 １引言 在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的 优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而 且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器 和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成 为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用 ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电 流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较 大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以 使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制 电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。 ２变换器工作原理 本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。 图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。 Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 ３控制电路的设计 ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等 图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源 构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。 Ｒ２ Ｒ４ 图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图 ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为： ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰ ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为： Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正 ?１８９?

一种推挽正激电路

一种推挽正激电路 在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁心利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：（1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；（2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。 本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容C,得到如图1所示的新型推挽正激电路拓扑。该电路可以解决上文所述的传统电路存在的两个缺点。 图1：新型推挽正激电路拓扑 2. 推挽正激电路工作原理 如图1所示为推挽正激变换器。该变换器的两个主功率开关管V1、V2和两个匝数均为Wp的初级绕组Tp1、 Tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容C。Cin为输入电容, Dv1 、Dv2为V1 、V2寄生的反并二极管。D1、D2组成双半波整流电路。 电源正→原边绕组Tp2→箝位电容C→原边绕组Tp1→电源负构成一个回路。忽略 变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，箝位电容上的电压为Uin ，下正上负。另外一个回路：电源正→V1→箝位电容C→V2→电源负。根据基尔霍夫电路定律可得： Uds1+Uds2=Uin+Uc＝2Uin 因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2Uin ;当两个开关管均关断时,开关管电压各为Uin。 在分析推挽正激电路工作模态前，我们做如下设定： （1）开关管V1、V2均为理想器件，整流二极管D1、D2为理想器件，导通压降忽略不计； （2）箝位电容C较大，在工作过程中两端电压保持Uin基本不变； （3）滤波电感Lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流Io=Uo/R; （4）原边绕组匝数同为Wp,励磁电感和漏感均相同为Lm、L ,副边匝数同为Ws,匝比n=Ws/Wp;

单管正激变换器参数确定

第二章 方案的确定 2.1 变换器的设计指标 2.1.1 正激变换器的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC12V 输出电流：5A 效率: η≥80% 电压调整率：Su ≤1.5% 负载调整率：S I ≤1.5% 2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC17V 输出电流：0.5A 效率: η≥87% 第三章 正激电路设计 这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则 KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.112 3=???==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为： KHZ f f osc 752 1== (3-2) 3.3 主电路设计 主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。 3.3.1 主电路中变压器的设计 变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响

[16]。 高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源 的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。 1.铁芯材料的选取 在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝 数。在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。 铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。另外铁氧体 工艺性能好，价格便宜，性价比高。比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=?，满足条件。 2.AP 公式 在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电 路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。 由电磁感应定律得： dt NAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====? (3-3) B Ae VinDT AedB Vindt Np ?== (3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms = (3-5) 其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10<

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计 正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法： 规格： 输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM A PFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右） 输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一， 第一，选择磁芯的材质 选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下： 因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB

得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)

推挽正激变换器关键参数的计算及仿真

推挽正激变换器关键参数的计算及仿真 【摘要】本论文首先介绍了推挽正激变换器（PPFC）的基本原理，在此基础上给出了推挽正激电路关键参数的计算方法。运用了Saber仿真软件对PPFC 主要波形进行了仿真，最后得出，理论和仿真一致，推挽正激变换器适用于低压大电流场合。 【关键词】推挽正激电路；参数计算；Saber 1.引言 氢是宇宙中含量最丰富的元素，氢能清洁、高效、安全，被视为21世纪最具发展潜力的能源。氢能的开发利用对世界能源结构的变革举足轻重，燃料电池（Fuel Cell）则正是其突破口。燃料电池输出为低压大电流的直流电，在负载变化时其输出电压变化范围宽且动态响应速度较慢，这要求DC/DC变换器能适应低压大电流、宽范围输入电压工作，并具有较快的动态响应速度[1]。本文提出一种适用于燃料电池发电系统的推挽正激拓扑电路，并通过Saber仿真软件对其进行分析。 2.推挽正激电路分析 2.1 推挽正激电路基本原理 图1为推挽正激电路，整个电路有开关管、，两个原边绕组、，两开关管之间串有箝位电容，在变压器副边有副边绕组，全桥式整流电路由二极管，，，以及输出滤波器LC组成。其中、为开关管、的寄生反并二极管，、为、寄生的结电容。当开关管导通时，输入电源和原边绕组并联，电容和并联同时向负载供电。在此期间，该电路相当于两个单端正激电路并联工作，故将此电路拓扑命名为推挽正激变换器电路[2]（PPFC）。 2.2 推挽正激电路关键参数计算 2.2.1 设计指标 输入电压；输出电压；频率：50kHz；最大占空比：0.45；效率：大于90%；额定功率：1000W。 2.2.2 变压器设计 （1）磁芯的选取 选取JP4铁氧体材料，其饱和磁密：，时，取最大工作磁密：，则：，磁芯初选南京720厂的EE58/28/17，其有效截面积为：

有源钳位

有源钳位-正反激电路分析 参考样机：LAMBDA 全砖，500W ，36~75V 输入，28V/18A 输出； 电路拓扑结构：有源钳位-正反激； 测试条件：48V 输入，9A 输出； 电路模型： I Vin L 术语： Vin: 输入直流电压；V o: 输出电压；n: 变压器匝比； I L ：变压器T1和T2的漏感； Lm1,Lm2：T1和T2的激磁电感； Im1,Im2：T1和T2的激磁电流； Ip1,Ip2：负载折算到原边的电流；Ip: 原边电流； Id1,Id2：变压器次级电流。 t4 t1 Vs2 t2 Vs1Vgs_Q2 Id1t3 t6 Ip t5 Vgs_Q1 Id2

电路工作原理与过程： 状态1：(t1~t2） Q1导通，Q2截止。 +Vin I L 变压器T1原边电感储能，漏感储能，T2向负载传送能量。Im1=Im2+Ip2=I L 状态2：(t2~t3) Q1由导通变为截止，Q2仍截止。 +L - Vin Id1 I 当Q1截止瞬间，所有的直流电流通路被断开，Lk 和Lm1为了阻止电流减小的趋势而产生反向电动势。Lm1与Lm2上的电压幅值相等（等于Vo*n ），方向相反。Im1提供T2的激磁

电流Im2以及负载电流Ip2和Ip1，并同I L 一起对C2充电。Ic2- I L = Im1-Ip1=Im2+Ip2。Ip1从零电流开始上升，Ip2从最大电流开始下降。当Ip2下降到零时，Ip1=Im1-Im2，Lm2上的电压反相。 Id1 Vin L I C2上电压很快被充至Vc1，Q2的体二极管D4导通，C1被充电。充电电流Ic1=Im2= I L +Im1-Ip1 (Ic1忽略)，Ic1由最大充电电流开始下降，Ip1则继续上升。 状态3：(t3~t5) Q1仍截止，Q2由截止变为导通。 Id1 Vin Q2开通时，C1仍然还在充电，直到C1上的电压充到最高值，C1开始放电。Ip1=Ic1-I L ，

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的 工作原理 令狐采学 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。

(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗； (2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的

加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计

加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计 中心议题：推挽正激变换推挽正激变换器的工作原理加无源无损缓冲吸收缓冲吸收的推挽正激变换器变换器设计 解决方案：缓冲吸收电路参数设计 推挽正激变换器是低压大电流输入场合的理想拓扑之一，但其输出整流二极管上由于反向恢复产生很高的电压尖峰。这将导致整流二极管选取困难，并影响其使用寿命。本文研究了一种加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器，整流二极管上尖峰电压小，可靠性高。并给出了该变换器的工作原理和缓冲电容的参数设计，还通过lkW实验样机给出了加缓冲吸收电路前后的实验波形。样机取得了高效率和高可靠性。0 引言在输入低压大电流场合，推挽正激变换器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的优点而得到广泛应用：(1)输入滤波器的体积和重最小；(2)箝位电容无损耗地抑制了功率管的电压尖峰；(3)变压器磁芯利用率高。在输出高电压时(本文为360V)，变压器副边线圈匝数较多，副边漏感不可忽略。在整流二极管反向恢复时间内，整流二极管上存在很高的电压尖峰，给整流二极管的选取带来困难，并降低了整流二极管的可靠性。虽然RC或者RCD缓冲电路可以一定程度上抑制二极管的电压尖峰，但是电阻上损耗较大。文献[3]提出了一种简单的无源无损缓冲吸收电路，可以较好地抑制整流二极管的电压尖峰。本文将该无损缓冲吸收电路应用于蓄电池供电的推挽正激变换器中，显著降低了整流二极管的电压尖峰。制作的原理样机电路结构简单，功率器件工作可靠性高，并且实现了高的整机变换效率。1 工作原理图1为加无损缓冲吸收的PPF电路。Ds1、Ds2分别为开关管S1、S2寄生的反并二极管，变压器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分别为原、副边的匝数，匝比n=Ns/Np，原边两个绕组的励磁电感均为Lm，Lo(图1中未标出)为变压器原边绕组的漏感．Lo’为折算到变压器副边绕组的漏感，D5、D6、D7、C1、C2构成无损缓冲吸收电路，且C1=C2=Cc。变压器副边两个绕组的连接点与输出滤波电容C3和C4的中点相连，输出电压为±V0/2。 在分析电路原理前，假定：(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4导通压降忽略不计；(2)箝位电容C 较大，在稳态工作时两端电压保持为Vin不变；C3=C4=C0足够大，将它看作电压恒定为V0/2的电压源；L1=L2=L足够大，将它看作电流为I0的电流源；(3)开关周期为Ts，S1、S2每个周期开通时间均为Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。根据输出电感的伏秒积分平衡，可得变换器输入输出关系：V0=4nDVin。图2为加无损缓冲吸收的PPF电路工作原理波形图，一共分为14个工作模态。 (1)工作模态l[t0-t1] ，在t0以前，S1和S2都是关断的，输入电流沿回路Vin-Np-C-Np2环流，环流为Ia=2nDI0。原、副边绕组电压为零，整流二极管同时导通，iD1=iD2=I0/2。t0时刻，S1导通，Vin加在原边漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在绕组的漏感上，ip2迅速减小并反向增人。同时，流过iD1、iD4的电流增大，流过iD2、iD3的电流减小，此过程持续到iD2减小到0并且增大到最大反向恢复电流时结束。模态l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。(2)工作模态2[t0-t2] ，t1时刻，D2、D3中反向恢复电流达到最大值，D5、D6导通，D2、D3达到瞬时反向电压Vo，缓冲电容C1(C2)和副边漏感Lo’开始谐振。Vin、VC分别加在原边绕组Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2减小并反向增大。两端电压从零开始谐振增大，在半个谐振周期后达到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此时模态2结束。模态2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二极管D2、D3两端反向电压从V0逐渐增大VD2=VD3=4nVin-V0。(3)工作模态3[t2-t3] ，t2时刻，D2、D3两端电压回落到稳态关断值2nVin，D5、D6关断。变压

双管正激同步整流变换器

本科毕业设计（论文） 双管正激同步整流变换器 *** 燕山大学 2012年6月

本科毕业设计（论文） 双管正激同步整流变换器 学院（系）：里仁学院 专业：08应电2班 学生姓名：*** 学号：*** 指导教师：*** 答辩日期：2012/6/17

燕山大学毕业设计（论文）任务书学院：系级教学单位： 学号*** 学生 姓名 *** 专业 班级 08应电2班 题目题目名称推挽正激式DC-DC变换器的设计 题目性质 1.理工类：工程设计（√ ）；工程技术实验研究型（）； 理论研究型（）；计算机软件型（）；综合型（） 2.管理类（）； 3.外语类（）； 4.艺术类（） 题目类型 1.毕业设计（√ ） 2.论文（） 题目来源科研课题（）生产实际（）自选题目（√） 主要内容随着电源技术的发展，低电压、大电流的变换器因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。在开关电源中，正激式和反激式有电路拓扑结构简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。与正、反激式相比，推挽式变换器变压器利用率高，输出功率较大，基本不存在励磁不平衡的现象。因此，一般认为推挽式变换器适用于低压，大电流，功率较大的场合。应用SG3525设计一套用于正激电路的低压大电流变换器及其控制系统，并通过Pspice仿真验证其闭环控制性能。 基本要求1. 了解正激变换器的基本原理，建立推挽正激式低压大电流DC-DC变换器的Pspice仿真模型； 2. 基于SG3525的特性设计PI控制闭环系统，给出控制参数的设计过程； 3. 仿真验证控制系统的性能。 参考资料1. 基于SG3525控制的双管正激变换器 2. SG2525A-REGULA TING PULSE WIDTH MODULA TORS 3. 脉宽调制电路SG3525AN原理与应用 4. SG3525在开关电源中的应用 周次第～周第～周第～周第～周第～周 应完成的内容查阅资料、 分析原理 建立正激式 DC-DC变换器的 Pspice仿真模型 闭环控制参 数的设计与 整定； 仿真验证；撰写论文 准备答辩 指导教师： 职称：年月日系级教学单位审批： 年月日

2kW新型推挽正激直流变换器的研制.

2kW新型推挽正激直流变换器的研制 2kW新型推挽正激直流变换器的研制 类别：电源技术 电路的工作原理，对环流过程进行了透彻分析，分析了箝位电容和变压器原边漏感对电路工作的影响。通过仿真和实验对所述理论分析进行了验证。基于此研制出输入电压dc24～32v，输出电压dc120v的2kw直流变换器样机，典型效率为93.2％,表明该电路具有可靠、效率高的特点，适合于低压大电流输入中大功率应用场合。引言在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁芯利用率高的优点而得到了广泛应用。但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容，便可以解决上述传统电路存在的两个缺点。图11 推挽正激电路工作原理如图1所示，该变换器的两个主功率开关管v1及v2和两个匝数均为np的初级绕组tp1及tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容c。cin为输入电容,dv1及dv2为两个主功率开关管寄生的反并二极管。d1及d2组成双半波整流电路。电源正极 →tp2→c→tp1→电源负极构成一个回路。忽略变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，c上的电压为uin，下正上负。另外一个回路为电源正极→v1→c→v2→电源负极。根据基尔霍夫电路定律可得uds1＋uds2=uin＋ uc=2uin因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2uin；当两个开关管均关断时,开关管电压各为uin。图2 在分析推挽正激电路工作模态前，做如下设定：1）v1，v2，d1，d2均为理想器件，导通压降忽略不计；2）c较大，在工作过程中两端电压保持uin基本不变；3）滤波电感lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流io=uo/r；4）原边绕组匝数同为np，励磁电感和漏感均相同为lm、lσ，副边匝数同为ns，匝比n=ns/np；5）开关周期ts，v1及v2每个周期开通时间均为ton，v1及v2工作的占空比均为d=ton/ts；图2为推挽正激电路工作原理波形图，一共分为8个工作模态。图3 1）[t1－t2] 在t1之前v1及v2都是关断的，输入电流沿电源正极→tp2→c→tp1→电源负极回路环流工作，环流为ia=ndio[1]（具体分析在第2节中给出）。原副边绕组电压为0，d1及d2同时导通。t1时刻v1开通，uin 加在tp1的漏感上，i1快速增加；uc加在tp2的漏感上，i2迅速减小并反向增大。相应的，在副边流过d1电流id1增大，流过d2的电流id2减小。t2时刻，d2截止id2=0。此模态等效电路图如图3（a）所示，持续时间为式中：ilfmin为t1时刻滤波电感电流。2）[t2－t3] 当d2截止时，该工作模态开始工作，uin加在tp1的励磁电感和漏感上，uc加在tp2的励磁电感和漏感上，各承担励磁电流和负载电流变化率的一半，这时初级相当于两个单端正激电路并联工作[2][3][4]。i1增加，i2反向增大。工作模态如图3（b）所示，持续时间为3）[t3－t4] t3时刻，v1关断，该工作模态开始工作。在此之前i1始