双锥天线

第二章 双锥天线

可以用简单的办法扩展电偶极子天线的带宽，其一是增加电偶极子的导线直径，其二是进一步扩展这一思路，用直径渐变的导线去替代电偶极子的辐射体，形成双锥结构，即本章研究的双锥天线，能大大扩展天线带宽。首先研究理想化的双圆锥天线，然后讨论几种实用的变形天线。

2．1 无限长双圆锥天线

一金属导线与z 轴之夹角为θh ， 绕z 轴旋转一周形成图1所示的无限 长金属双圆锥。两个顶点之间的间距

h 为无限小，在顶点处双圆锥互相绝 缘。用射频信号源接于两顶点之间， 在金属圆锥面上产生电流，并向空间 辐射电磁波。图1所示结构即无限

长双圆锥天线。分析表明，该结

构可以看成是无限长圆锥传输线， 图1. 无限长双圆锥天线

传输的主模是TEM 球面波。空间中仅存在H φ和E θ两个场分量。由

E j H ωε=??可得(提示：

])([?)](sin 1[?])sin ([sin ?θ

φφθθφθθθθφθφ??-??+??-??+??-??=??r r

F rF r r rF r F r F F r r F ）

0)sin (sin 1==??

r E j H r ωεθθ

θφ (2.1)

θφωεE j rH r

r =??-)(1 (2.2) 由式（2.1）看到

θ

φsin 1

∝H (2.3)

根据无限长圆锥结构，把磁场写成如下形式

r

jkr H H )

exp(sin 40-=

θπφ (2.4)

把式(2.4)代入式(2.2)得到

r jkr H jkr r H r j

E )exp(sin 4)exp(sin 400-=-??

=

θπη

θπωεθ (2.5) 式(2.5)就是φθηH E =，满足TEM 波的要求。场分量随θ的变化为

θ

sin 1，归一化辐射方向图为

θ

θθsin sin )(h

F =

， h θ<θ

为了求解天线输入阻抗，首先必须确 定端电压和端电流。参见图1，电压 等于E θ沿着r =常数的路径积分，

)2

ln(cot )exp(2sin 1

)exp(4)(00h jkr H d jkr H rd E r V h

h

h h

θπηθθπηθ

θπθθπθθ-=-==??

-- )cot csc ln csc (c x x xdx ++-=? (2.7)

磁场H φ在导体表面的边界条件为φH J s =，锥面上总电流为

)exp(2

sin 2sin )(200

jkr H rH d r H r I -=

==?π

φφθπφθ (2.8) 由式(2.7)和式(2.8)得到任意r 处的圆锥传输线特性阻抗为

))2

ln(cot()()(0h r I r V Z θπη

==

(2.9)

可以看到Z0与径向坐标r无关，因此，也是馈电点的阻抗，即天线输入阻抗。式(2.9)是一个实数，与频率无关，所以无限长双圆锥天线是一种超宽带天线。

有限长双圆锥天线

实际天线总是有限长的，需要用适当方式把无限长双圆锥天线截断，变成有限长双圆锥天线。截断的直接结果是在截断处产生反射，并产生高阶模，输入阻抗变为复数，出现了输入电抗。如何准确描述有限长双圆锥天线，特别是电长度很小的双圆锥天线，是设计和改善天线性能的前提。

一、引言

圆锥天线是常用的超宽带天线(3,5,13)，

其理模型论是无限长导体双圆锥，从圆

锥顶点馈电。在工程中使用的天线不可

能是无限长，由于用环境限制，特别是

在频率较低时，其电长度比较小。电长

度小使得圆锥天线的辐射电阻降低，并且输入阻抗不再是纯电阻。当天线电长度趋于零时，天线的辐射电阻趋于零，输入电抗趋于无限大。使得天线带宽变窄，匹配困难，效率降低。为了改善天线性能就需要对输入电抗进行补偿。

对于电偶极子天线，常用的补偿方法有：电阻加载(6)、电容加载(7)、连续加载和集总加载(8,9)、网络加载(10,11)、介质加载(12)等。尺寸很小的

圆锥天线也属于电偶极子天线类型(4,5)，虽然也可以采用上述方式来

补偿，但是，一方面圆锥天线的尺寸比电偶极子尺寸大(如图3所示圆锥单极子天线)采用上述方法不方便；另一方面，这些补偿方法效果也不显著(12)。S. S. Sandler 和R. W. P. King (5)给出的方法是在天线馈电口接一段适当长度的传输线，使“传输线/天线”构成的系统谐振，从而得到纯电阻输入阻抗。要求传输线的电长度为

2/R l Θ+=πβ；]arg[

c

in c

in R Z Z Z Z ＋-=Θ (2.10) 其中Z in 是天线输入阻抗，Z c 是天线特性阻抗。Sandler 和King 的计算结果表明，对任意一副天线，工作频率不同所需的电长度l β也不一样，大体上随频率周期性变化，变化范围为π/2≤l β≤3π/2。这样一来，在超宽带系统中，天线要始终保持输入阻抗为纯电阻是很难的，或者说只能在较小的范围内保持输入阻抗为纯电阻。

要实现理想的补偿，首先必须准确的描述电小天线，换句话说，必须给出有效的电小天线等效电路。迄今为止，文献大都是用集总参数等效电路来描述电小天线(1,14)，实际上，天线是变形的传输线，是一种分布参数元件，集总参数等效电路不能准确描述天线特性。 本节从Papas 和King (2)给出的圆锥天线输入阻抗Z in 表达式导出天线等效电路的传输线模型，这种传输线型等效电路与计算机仿真结果很吻合。利用这种新型等效电路可以更好地设计补偿电路，改善天线性能。

二、传输线型等效电路

Papas 和King 给出的圆锥天线驱动点阻抗Z in 为(2,5)

α

βα

β/1/1+-=c

in Z Z ； )2/cot(ln 600Θ=c Z (2.11)

∑∑∞=∞=Θ+++-Θ+++-=1021

02

)()(cos )

1(12601)()(cos )1(12601)

exp(n n n c n n n c ka P n n n Z j ka P n n n Z j

jka ??αβ

(2.12) )

()()

()()2()

2(1)2(ka h ka

n ka h ka h ka n n n n -=-? (2.13)

其中)()2(ka h n 是二阶球Hankel 函数，

)(cos 0Θn P 是n 阶Legendre 多项式，求和是对全部奇整数，Z c 是圆锥天线的特性阻抗，αβ是天线区域反射波和外向TEM 波的幅值之比，)(ka n ?是一个关于实变数ka 的辅助函数，k ＝2π/λ。

从几何结构上讲很容易理解天线是变形的传输线。把开路双线传输线的末端张开，就成为对称振子天线；或者波导口径逐渐变大就成为喇叭天线。另一方面，从电气特性上也可以得到同样结论。根据Papas 和King (2,5)给出的公式，容易导出电小圆锥天线的输入阻抗Z in 的传输线表述形式。令

∑

∞

=Θ++-=1

02

)()(cos )1(1260n n n l ka P n n n j Z ? (2.14) ka

j c

l c l e Z Z Z Z 2-+-=αβ (2.15) 把式(2.15)代入式(2.11)，可以得到

in Z tgka

jZ Z tgka

jZ Z Z c l l c c

+=＋

其中ka

j ka

j e e jtgka 2211--+-=。令2/πθ+=ka

有

θ

θ

tg jZ Z tg jZ Z Z Z l c c l c

in ++= (2.17)

在形式上，式(2.17)给出的Z in 是末端接有负载的传输线输入阻抗，其等效电路如图2所示。当ka= n π，n 为整数，

l c in Z Z Z /2=, (2.18)

表现为“λ/4阻抗变换器”的性质。当ka= n π±π/2，n 为整数，

l in Z Z =, (2.19)

这是“半波长传输线”的特性。式((2.16))也可以写成

IN c in Z Z Z /2=, tgka

jZ Z tgka

jZ Z Z Z l c c l c

IN ++= (2.20)

式(2.17-2.20)表明有限长圆锥天线确实可以用终端接有负载的圆锥传输线来描述。从式（2.14）可知，Z l 是频率（k ）和天线长度(a )的函数。

从图4所示等效电路不易把握天线是电容性还是电感性，为了便于补偿，根据式（2.16）进一步把电小圆锥天线输入阻抗Z in 写成无损耗开路线与辐射电阻串联的形式，可以导出

'

2'1jX jX R Z in ++'= (2.21)

)1(22

ka tg R Z R l c +?=' (2.22)

)1(22

'1

ka tg X Z X l c -?

-= (2.23)

tgka Z Z Z Z Z X c c l c c 2

2

2

2'

2-?-

= （2.24）

tgka X Z ka tg Z Z l c c l 2222

＋＋=? (2.25)

l l l jX R Z += (2.26)

x 10

8

rel of Zl

012345678910

x 10

8

式（2.26）Z l 的值由式（2.14）给出，它的实部和虚部计算结果在图5中给出，横轴是频率，纵轴是阻抗值。可以看到，当ka 很小时，

R l 非常小，远小于1Ω，频率增加到100MHz 时R l 约为3Ω；而l X ≥0，

在低频段随着频率增加几乎是线性增大的。

x 10

8

R1

x 10

8

图6.圆锥天线传输线型等效电路的参数'

2'1X X R ，，'

根据式（2.22）－（2.24）计算的'2'1X X R ，，'在图6中给出，其中

a=254mm,Θ=53.1°。可以看到，在0≤ka ≤π/4范围内，'2'1X X ，的值

几乎是相等的，因此，可以把天线输入阻抗写成

e e in ctg jZ R Z θ－'= (2.27)

e e ctg Z X X θ-=+'

2'1 (2.28)

其中e Z 是开路线等效特性阻抗，e θ是等效 电长度，这就是图7所示等效电路中的无耗

开路线表示的输入电抗。虽然R l 、l X 、l Z 和?都是频率的函数，'2'1X X ，的表达式并 不是标准的无耗开路线或者短路线输入电抗的形式，但是，在0≤ka ≤π/4'

2'1X X X ，，'都是负值，而且变化趋势类似于余切曲线，根据X '的计算

值拟合出)5.0(45k ctg X ＝－'，即e Z ＝45Ω，e θ=0.5k 。当ka 较小(ka 小于π/4,频率小于150MHZ)时,它与图6给出的('2'1X X +)很吻合。电小圆锥天线传输线型等效电路提示我们应当用分布参数元件去实现补偿，这个问题需进一步讨论。

从圆锥天线输入阻抗公式导出了圆锥天线的传输线型等效电路:无耗开路传输线与辐射电阻串联,仿真结果表明传输线型等效电路的正确性，从而为正确补偿天线输入电抗奠定基础。对于圆锥天线来说，它具有高通特性，也就是当频率较高（天线长度大于λ/2π）时，天线的性能比较好，一般不需要补偿措施就能满足工程要求。而当频率较低时，和一般电小天线一样(4,5)需要认真研究改善措施。V-锥天线和圆锥天线有一定的相似性(13), 实验研究表明对于V-锥天线有类似的结论。

三、输入电抗的完全补偿

圆锥天线尺寸很小时，其特性和电偶极子天线很相似。这里用电小圆锥天线的等效电路来描述电偶极子天线，即用“无耗开路线和辐射电阻串联”表示电偶极子天线的等效电路。我们知道，无论是电偶极子还是磁偶极子，当ka 很小时，它们的输入电抗都是随频率急剧变化的。以往文献给出的等效电路用与频率无关的集总元件表示，因此，也是用性质相反、与频率无关的集总元件来补偿。以电偶极子为例，无论是理论研究，还是实验研究都表明，在低频端，其输入电抗随频率剧烈变化，如果用与频率无关的集总元件来补偿，必然只能在一个较小的频带范围内进行补偿。要想扩展频带宽度，补偿元件必须也随频率变化的。

现在用一段“无耗短路传输线和补偿电阻串联” 电路与电偶极子天线并联起来进行补偿，如图8所示，容易求出并联电路的输入导纳，

e

e e m m m in ctg jZ R tg jZ R Y θθ－＋1

1+

=

)

()

(e e m m m e e m m e m e e e m m m e ctg Z R tg Z R j ctg tg Z Z R R ctg Z tg Z j R R θθθθθθ-++-++=

(2.29)

其中Z e 表示电偶极子天线的“特性阻抗”，R e 表示电偶极子天线的辐射电阻，θe 表示电偶极子天线的“电长度”， Z m 表示无耗短路传输线特性阻抗，θ

m 表示无耗短路传输线电长度，R

m 表示补偿电阻。令、

R R R m e ==，c m e Z Z Z ==，θθθ==m e (2.30)

于是

)

()

(222θθθθctg tg jRZ Z R ctg tg jZ R Y c c c in -++-+=

(2.31)

如果进一步令

R Z c = (2.32)

则有

R Y Z in

in ==

1

（2.33） 式（2.33）给出的是与频率无关的纯电阻，这表明，我们实现了电偶极子天线输入电抗的完全补偿。式（2.30）和式(2.32)给出了完全补偿电偶极子天线输入电抗的条件。式（2.30）要求“无耗短路传输线”的特性阻抗和电长度分别等于电偶极子天线的“特性阻抗”和电长度；补偿电阻值等于电偶极子天线的辐射电阻。式（2.32）进一步要求“无耗短路传输线”的特性阻抗、补偿电阻、电偶极子天线的“特性阻抗”都等于电偶极子天线的辐射电阻。

对于电偶极子天线，用短路传输线与纯电阻串联电路来补偿电偶极子的输入容抗；反之，对于磁偶极子天线，用开路传输线与纯电阻串联电路来补偿磁偶极子的输入感抗。适当形式的电偶极子天线和磁偶极子天线组合起来(15)，他们互相补偿可以构造出高效率超宽带天

线。实际上，天线的辐射电阻是频率的函数，如果电偶极子的辐射电阻与磁偶极子的辐射电阻随频率变化规律相似，数值比较接近，则可得到较理想的补偿。无论是补偿电偶极子、磁偶极子，还是用电偶极子和磁偶极子构造复合天线，都必须满足式（2.30）和式(2.32)给出的完全补偿条件。 四、参数偏离的影响

一般情况下很难满足式（2.30）和式(2.32)给出的完全补偿条件。元件参数有某种偏离，现在看看偏离完全补偿条件所成的影响。图9-11是根据式(2)给出的计算结果，其中R e =R m =50Ω，开路线的特性阻抗Z e =50Ω及电长度θe ；短路线的特性阻抗Z m =50Ω及电长度θm ；馈电线特性阻抗为50Ω，研究的频率范围为1 Ghz~10Ghz 。以下分析中，没有特别申明的话，默认以上参数。

图9. 天线辐射电阻R e 和补偿电阻R m 从5Ω变到

50Ω的结果。其他参数保持默认值。

图9是以补偿电阻R m （＝天线辐射电阻R e ）为参数，频率变化时天线输入电压驻波比的计算结果。

图10是补偿电阻R m 变化时VSWR 的计算结果。 图11是短路线特性阻抗Z m 的变化时VSWR 的计算结果。

x 10

9

1234567

891011v swr

f

从图9-11给出的计算结果可以看到，当补偿电阻R m 和短路线特性阻抗Z m 不满足完全补偿条件时，VSWR 是周期变化的梳状曲线。R m 和Z m 越是偏离馈电线特性阻抗，VSWR 则越大；但是，对给定的R m (或者Z m )，最大VSWR 等于阻抗比，并不随频率变化。这是因为式(2.29)是周期函数，只要在ππ)1(+≤≤n ka n 范围内天线是匹配的，则天线在所有频率上都是匹配的。当Z m ＝R m ＝50Ω时，尽管电偶极子的输入电抗随频率剧烈变化，而图8所示电路的Z in 能始终保持与馈电线理想匹配。

图10 补偿电阻R m 变化的影响

图10a 中R m 的变化范围为10~50，图10b 中R m 的变化范围为50~100，其他参数为默认值。

x 10

9

1

1.5

2

2.5

33.544.5

5v

x 10

9

11.1

1.21.31.41.51.61.7

1.81.92v f

图11. 短路线特性阻抗Z m 变化的影响

图11a 中Z m 的变化范围为5~50Ω, 图11b 中Z m 的变化范围为50~150Ω,其他参数为默认值。

参考文献

1. H. A. Wheeler, Fundamental limitations of small antennas, Proc. IRE, vol.35:1479-1484,

1947.

2. C. H. Papas and R. W. P. King, Input impedance of wide-angle conical antennas fed by a

coaxial line, Proc. IRE, vol.37(11):1269-1271, 1949.

3. C. H. Papas and R. W. P. King, Radiation from wide-angle conical antennas fed by a coaxial

line, Proc. IRE, vol.39(1):49-51,1951.

4. R. W. P. King, R. B. Mack and S. S. Sandler, Analysis of cylindrical dipole, Cambridge Univ.

Press, New York, p.11-14. 1968

5. S. S. Sandler and R. W. P. King, Compact conical antennas for wide-band coverage, IEEE

Trans. Antennas and Propagations, vol.42(3):436-439,1994.

6. E. E. Altshuler, The traveling-wave linear antenna, IEEE Trans. AP, Vol(9):324,1961.

7. E. Hallen, Electromagnetic theory, London: Chapman & Hall,1962.

8. B. D. Popovic, Theory of cylinder antennas with lumped impedance loadings, The Radio and

Engineer, vol:43(2):243,1974.

9. B. D. Popovic, Analysis and synthesis of wire antennas, Washington: John Wiley & Son Ltd,

1982.

10. R. S. Abram, Broadband, high-power, 2-30MHz, twin-whip antenna, Technical document

2597, San Diego, Naval Ocean Systems center,1994.

x 10

9

1

1.1

1.2

1.31.41.5

1.61.71.8

1.9

x 10

9

11.1

1.21.31.41.51.6

1.71.81.92v swr f

11.刘文虎，刘其中，尹应增，短波加载天线的研究，西安电子科技大学学报，26(5):663-666，

1999。

12.I. Ida, J. Sato, H. Yoshimura, and K. Ito, Improvement in efficiency-bandwidth product in

small dielectric loaded antennas, Electronic Letters, vol.36 (10):861-862, 2000.

13.Chengli Ruan, Biconical antennas with elliptic cross-sections, Electronic Letters, vol.36

(16):1339-1340, 2000.

14.T. L. Simpson et al, Equivalent circuits for electrically small antennas using

LS-decomposition with the Method of Moment, IEEE Trans. on AP, vol.37(12):1632-1635, 1989.

15.H A Wheeler, Fundamental limitations of small antennas, Proc. IRE, vol.35, p.1479-1484,

1947.

16.T. L. Simpson et al, Equivalent circuits for electrically small antennas using

LS-decomposition with the Method of Moment, IEEE Trans. on AP, vol.37(12):1632-1635, 1989.

17.阮成礼，电小圆锥天线的等效电路，2003-3-17

18.C. H. Papas and R. W. P. King, Input impedance of wide-angle conical antennas fed by a

coaxial line, Proc. IRE, vol.37(11):1269-1271, 1949.

19.C. H. Papas and R. W. P. King, Radiation from wide-angle conical antennas fed by a coaxial

line, Proc. IRE, vol.39(1):49-51,1951.

20.Yuan N and Ruan Chengli, Biconical and V-conical antennas with elliptic cross sections, J of

UESTC of China, vol.22(3), p.148-154, 1993.

21.S. S. Sandler and R. W. P. King, Compact conical antennas for wide-band coverage, IEEE

Trans. Antennas and Propagations, vol.42(3):436-439,1994.

22.Ruan Chengli, Biconical antennas with elliptic cross sections, Electronic Letters, Vol.36(16),

p.1339-1341, 2000.

23.H. –M. Shen et al, V-conical antenna, IEEE Trans. on AP, vol.36(11):1519-1525,1988

24.阮成礼，魏茂刚，电子科技大学学报，

25.E. E. Altshuler, The traveling-wave linear antenna, IEEE Trans. AP, Vol(9):324,1961.

26.E. Hallen, Electromagnetic theory, London: Chapman & Hall,1962.

27.B. D. Popovic, Theory of cylinder antennas with lumped impedance loadings, The Radio and

Engineer, vol:43(2):243,1974.

28. B. D. Popovic, Analysis and synthesis of wire antennas, Washington: John Wiley & Son Ltd,

1982.

29.R. S. Abram, Broadband, high-power, 2-30MHz, twin-whip antenna, Technical document

2597, San Diego, Naval Ocean Systems center,1994.

30.刘文虎，刘其中，尹应增，短波加载天线的研究，西安电子科技大学学报，26(5):663-666，

1999。

非对称双圆锥天线

许多学者研究过双圆锥天线，包括Schelkunoff （1）

、Smith （2）

、Tai （3-5）

、Papas and King （6，7）、Sandler and King （8）

等， 它们研究的都是对称双圆锥天线。图1给出了双圆锥天线的结构和相应的球坐标（r,θ,φ）。两个圆锥的共同轴线与z 轴重合，两个锥角分别是ψ1和ψ2，0<ψ1<π/2和0<ψ2<π-ψ1。两个锥面分别为θ=ψ1和θ=π-ψ2，适当选择1ψ和2ψ可以使天线口径指向预定的辐射方向。进而，双锥天线的有关知识可以帮助理解TEM 喇叭、V-锥天线、三角板天线、bow-tie 天线的带宽为什么非常宽。

图1. 双圆锥天线结构和相应球坐标（r,θ,φ）。

在双锥顶点对天线馈电，使得仅有TEM 和TM 模式产生，场分量可以用一个标量函数

Π（r,θ）表示，Π（r,θ）是矢量位的径向分量，与方位角φ无关。 首先，给出0≤r ≤a 和r ≥a 两个区域的场分量表达式，其中a 是双圆锥的长度，即图1所示球面的半径。基

于这些场分量给出终端导纳的变分表达式，当ψ1=ψ2时变分表达式与Tai 的结果一致(5)

。

我们感兴趣的是双锥天线的宽带和超宽带特性在监测和通信中的应用。Papas 和King （6）

证明，当锥角超过40o时，在很宽频带范围内大张角双锥天线的输入电阻和输入电抗变化非常缓慢。他们还证明，对于大张角双锥天线，在天线区域（0≤r ≤a ）高阶TM 模式可以略去。在大张角近似条件下，到出了双锥的有效长度、输入阻抗、终端导纳以及辐射场。进一步分析了这些结果在电小锥天线和大张角锥天线极限情况。讨论了等锥角（ψ1=ψ2=53.1o）和不等锥角（ψ1= 53.1o, ψ2=70o）a=20in 大张角双锥天线的辐射特性。

下面用Bessel 函数(J v )，Legendre 函数(P v )，和Hankel 函数(H v )来展开天线区域（0≤r ≤a ）和互补区域（r ≥a ）的电场磁场分量，以求解展开式系数和r =a 处双锥终端导纳Y t 。用变分形式重构Y t 的展式，计算变分得到Y t 的级数表达式。运用大张角近似把场分量、输入阻抗Z in 、有效高度h e 、和Y t 的展式简化。对于两种特别情况：电小（ka<<1）和电大（ka>>1）双锥天线这些结果将进一步简化。

在天线区域（0≤r ≤a 和ψ1<θ<π-ψ2）电场磁场分量为

)()

()(22

0θπωεp p p p

p v v v v v r T ka S kr S a E r j ∑

-= (1a)

)

()()()1(2]

)1()1[(sin 20)()(0

0θθπθ

πθp p p p p v v v v p p v a r jk t c a r jk t c T ka S kr S v v a jZ e Y Z e Y Z Z I rE ??

+--++=

∑--- (1b) )

()()()1(2]

)1()1[(sin 2)()(0

θθπθ

πφp p p p p v v v v p p v a r jk t c a r jk t c T ka S kr S v v a e Y Z e Y Z I rH ??

+--++=

∑--- (1c) 其中p v S '表示p v S 对其自变量的导数，{p v a }和I 0是待求常数。进而根据文献（1），πεμ120000==Z ，

)]2cot()2ln[cot(

2sin 12),(2100

212

1

ψψπ

θθπ

ψψψπψ

Z d Z Z c ==

?- (2a) )(cos )cos ()cos ()(cos )(11ψθψθθp p p p p v v v v v P P P P T ---= (2b)

)()(2

1

kr J

kr kr S p p v v +

= (2c)

式（2b ）表示天线区域（0≤r ≤a ）双圆锥表面上电场E r 满足的边界条件：0)(1=ψp v T 和

0)(2=-ψπp v T 。一般说来，p v 取可数非整数，解超越方程0)(2=-ψπp v T 得到p

v （,...3,2,1=p ）。取r 趋近于a 时式(1b)的极限给出

θθψψψψψπψ

θd a E Z a I c ),(),(2),(2

1

2

1210?-=

（3）

天线以外的区域（r ≥a ）

)(cos )

()

(21

2

0θπωεl l l l l r P ka R kr R b E r j ∑

∞

=-= （4a ）

)(cos )()()1(210θθπθl l l l l P ka R kr R l l b jZ rE ??

'+-=∑∞

= (4b)

)(cos )()()1(21θθ

πφl l l l l P ka R kr R l l b rH ??

+-=∑

∞

= (4c)

其中l R '是l R 对子变量的导数，{b}是未知常数。

)()()

2(2

1kr H kr kr R l l += (4d)

求解l v b a p ,和t Y

应用r=a 处的连续性条件和p v T 和l P 之间的正交关系求解未知常数l v b a p ,和终端导纳

t Y 的表达式。特别是当ψ1<θ<π-ψ2,E r 和rH φ在r=a 处连续

∑∑=∞

=p

p p

v v v l

l l T a

P b )()(cos 1

θθ，ψ1<θ<π-ψ 2 （5）

)(cos )1()()1(sin 210θθθθθl l l v v p

p v t c P l l b T v v a Y Z I p p p

??

+-=??+-∑∑∞= （6）

下面在大锥角的假设条件下，消除未知量之间的耦合，使每一个未知量都用已知量表示

出来。对式(6)两边从ψ1到π-ψ2对θ积分，并应用边界条件给出

),()

1(?)2(21120μμπl l l

c t g l l b Z Z Y ∑∞=+= （7a ）

其中11cos ψμ=，22cos ψμ=，0

0?I Z b b l l

π

= )(cos )1()(cos ),(2121ψψμμl l l l P P g --= （7b ）

当ψ1=ψ2=ψ简化为

)(cos ?2)2(...5,3,120ψπl l l

c t P l

b Z Z Y ∑∞== (7c)

它和文献（3）中的式（14）一样。在r=a 处设式（1b ）和式（4b ）相等导出

),()(cos )1(210θθθ

πa l l l l E P l l M b a Z j =??+-∑∞= ψ1<θ<π-ψ 2 0=， 0<θ<ψ1，和π-ψ2<θ<π (8a)

其中

)()1(2sin ),()(0

00θθπ

θπθθp p p

p v v p p v v a a T v v N a a Z

j a Z I a E E ??

+-=≡∑ (8b) )

()(ka R ka R M p p v v l '=

, )

()(ka S ka S N p p p v v v '=

(8c)

用)(cos sin θθ

θ

r P ??

去乘式(8a)（r 是正整数），在[0，π]范围内对θ积分，并注意到在金属锥的球冠上E θ为零得到

)

()12(?)

1(2)1(),(20021ψππμμΩ++

++-=∑

r M b jZ I v v N r r a jZ g r

r v v p p v v r p

p

p p (9) 其中θμcos =

==?-1

2

)(,μμμr v r v P T I p p

)

1()1()()()1()1()()

()1(222

21121+-+-??---??-=

p p v r r v r v v r r T P T P p p μνμμμνμμ (10a)

2/,12/,22

,

22221)(πψπψπ

ψδ

ψ≠=?=+=Ω (10b)

引入函数)(2ψΩ是考虑到锥天线的2ψ锥面被z=0的无限大理想导体代替的情况，如图2所示（文献6-9所研究的情况）。应用)(θp v T 在ψ1<θ<π-ψ2范围内的正交性，由式（5）可以得到

∑∞

==1

,,?l v v l v l

v p

p p p I I b a

(11a)

图2. 圆锥单极子天线

其中 p p v v I ,?为

)]()()1()()()1[(121

)]([?2222112

1

2,1

2

μμ

μμμμμμμ

μμμ-??-??--????-+==?-p p p p p p p v v p v v p p v v v T T v T T v v d T I （11b ） 接着把式（7b ）的r b ?式(11a)的p

v a 代入式（9）

∑∑∞=++-+Ω=p p

p p p p v l v

v p p l v r v l v r r r I v v I I b N I r jr r I M jb g 1,,,00221?)1(2)

1()12()(),(ψμμ (12) 其中只包含未知量{l b }。最后，用式（12）的右边替代式（7a ）中的),(21ψψr g 得到终端导纳t Y 的表达式仅仅用{l b }给出

p

p p p p p v v l v r v v r l p p v l r r r

r c t I I I v v N b b r r r M b Z I jZ Y ,,,111222200?)1(2)12)(1()([4∑∑∑∑∞=∞=∞=+-++Ω=ψπ (13)

因此，式(11a),(12)，和式(13)所表示的p v a 和l b 之间的耦合远比式（5）和（6）简单。 如前所述，当天线区域的TM 波或者互补波型可以忽略时，p v a 可以忽略，根据文献（2）

和（6），这一点对于大角锥的情况是准确的。令式(9)中的0=p v a 意味着r

b ?的近似值 )(),()12(?2

210ψμμπΩ+-≈r r

r g M Z r j b (14) 服从大角锥条件（0≈p v a ）称之为零阶近似，终端导纳变为

),()1()()12(),(4212

12212

00μμψψψπr r r

c t g M r r r Z jZ Y ∑∞

=+Ω+-= (15) 略去三重求和项，然后用式（7b ）和式（14）替代r

b ?，式（15）也可以由式（13）得到 计算t Y

首先，用未知孔径场a E 重新构造t Y 的表达式, 然后用包含}{p v T 的级数展开，最后，要求a E 给出稳定的t Y 。借助于式（8a ）和（8b ），用a r =处的孔径场)(θa E 表示r b 和p v a

θθθθθψπψπψd P E I M Z a j b r a r r r r )(cos sin )()(221,02??Ω=

?- (16a) θθθ

θ

θπψπψ

d T E I N Z a

j a p p

p p p v a v v v v )(sin )(?22

1

,0??

=

?- (16b) ?+=

=π

θθθ0

2,1

22

sin )](cos [r d P I r r r (16c) 把式（3）（16a ）（16b ）的0I 、r b 和p v a 代入时（6）导出

θθθ

θθθθψθθθ

θθθθθθθπψ

πψψπψ

ψπψ'''??''+??

Ω-

='''??

'

'+??

-''?∑

?∑?-∞

=--d P E I M r r P Z

j

d T E I N v v T Z j d E Y r a r r r r r v a v v v v p p v a t p p p p p p )(cos sin )()1()(cos )

()(sin )(?)1()()(sin 2212

1

211

,2.0

(17)

]})(sin )({))1(()(})(sin )({)?)1(([])([221,1

22

1,202

1

21

21θθθ

θ

θψθθθθθθθπψπψψπψψπψd P E I M r r d T E I N v v d E Z j Y r a r r r r v a v v v v p p a t p p

p p p ?

∑?∑?--∞

=----??

+Ω-??+=

(18)

可以证明，式（18）的函数Y t 是用E a (θ)表示的变分形式，也就是说，E a 使Y t 的值稳定。换句话说，对于可允许的E a 变化，Y t 的一阶变分为零。

把式（8）意味着E a 展开为

)(sin )(0θθθθm

m m v v v a T A A E ∑??

+-

= (19) 其中{m v A }是未知常数。因为E a (θ)出现在式（18）右边的分子和分母中，归一化A 0为单位一。用式（19）做出式（18）的积分，得到Y t 为

]

)1()

(),()

(2?)1()1(),()([21,,,,21,,2122,,2121

220∑∑∑∑∑∑

∑∞

=∞

=∞=+Ω-Ω-+++Ω-=s v s

s s s

v v s v s v v s v s

s s v s v s v v v v v m m s s s s s c t m

n m n m n

m

m

m m m m

m m I M A A I I s s I M A I g N A I v v I M s s g Z jZ Y ψμμψμμψπ

(20)

为了简化式（20）引入

m m

m m

v v v m

m c v

N I v v Z jZ ,2

0?)1(2+=πβ (21a) ∑∞

=Ω-

=1

,,2122

),()

(2s s

s s s

v s c v

I M I g Z jZ m m

μμψπα (21b)

∑∞

=+Ω-

==1

,,,2

2

,,)

1()(2s s

s s s v s v c v v

v v I M I I s s Z jZ m n n

m m

n

ψ

πγγ (21c)

结合式（16）和式（21）Y t 是重写为

∑∑∑∑+++=m

n

n m m n n

n

n n n n v v v v v v v v v v v v t t A A A A Y Y ,202γαβ (22a)

超宽带天线设计与研究详解

超宽带天线的研究与设计 中文摘要 近几年来，超宽带天线的研究已经成为热潮。本文的思想也是研究小型化超宽带平板天线，让其在生活中的硬件设计产品中满足超宽带天线的技术需要。因为超宽带天线在WiMAX和WLAN的窄带系统和装载切口天线设计结构上产生的影响。实现WiMAX和WLAN频带的双凹槽在超宽带天线结构设计。在设计过程中主要是使用HFSS软件进行天线结构的仿真优化。主要利用了HFSS软件仿真和天线结构的优化设计过程。我们针对其超宽带天线的性能参数，相应的提升平面单极子天线的基础研究。传统平面单极子天线与狭槽，狭槽装载方法的横截面，提出了几种平面单极子天线从频域和时域研究，从而从单极子天线的相关性能参数出发，研究平面单极子天线在频率范围为3.1GHZ-11GHZ，使超宽带天线能够达到市场对硬件方面的应用需求。 关键词：平面单极子天线；超宽带；HFSS仿真 I

Research and design of ultra-wideband antenna Abstract In recent years, the research of ultra-wideband antenna has become a boom. Thought of this paper is to study ultra-wideband planar antenna miniaturization, let the life in the hardware design of the product satisfy the need of ultra-wideband antenna. Because of ultra-wideband antenna in WLAN and WiMAX narrowband systems and the impact loading of incision on the antenna design. Both WiMAX and WLAN band grooves in the ultra-wideband antenna structure design. In the design process is mainly using HFSS software for simulation of antenna structure optimization. Mainly using HFSS software simulation and optimization of the antenna structure design process. We according to the performance of ultra-wideband antenna parameters, the corresponding increase of planar monopole antenna of basic research. Traditional planar monopole antenna and the slot, slot loading method of cross section, and puts forward several planar monopole antenna from frequency domain and time domain research, thus starting from the related performance parameters of monopole antenna, the planar monopole antenna in the frequency range of 3.1 GHZ - 11 GHZ, the ultra-wideband antenna can meet the market demand for hardware applications. Key words: Planar monopole antenna; Ultra-Wideband; HFSS simulation 目录 I

喇叭天线设计要点

1 课题背景 喇叭天线是一种应用广泛的微波天线，其优点是结构简单，频带宽，功率容量大，调整与使用方便。合理地选择喇叭天线尺寸，可以获得很好的辐射特性、相当尖锐的主瓣、较小副瓣和较高的增益。因此，喇叭天线应用非常广泛，它是一种常见的天线增益测试用标准天线。 喇叭天线就其结构来讲可以看成由两大部分构成：一是波导管部分，横截面有矩形，也有圆形；二是真正的喇叭天线部分。 波导部分相当于线天线中的馈线，是供给喇叭天线信号和能量的部分。对工作于厘米波或毫米波段内的面天线，如采用线状馈线，将因馈线自身的辐射损耗太大不能把能量传送到面天线上，所以，必须采用自身屏蔽效果很好的波导管作馈线。普通喇叭天线结构原理图如所示。 图普通喇叭天线结构原理图 HFSS全称为High Frequency Structure Simulator，是美国Ansoft公司（注：Ansoft公司于2008年被Ansys公司收购）开发的全波三维电磁仿真软件，也是

世界上第一个商业化的三维结构电磁仿真软件。该软件采用有限元法，计算结果精准可靠，是业界公认的三维电磁场设计和分析的工业标准。 HFSS采用标准的Windows图形用户界面，简洁直观；拥有精确自适应的场解器和空前电性能分析能力的功能强大后处理器；能计算任意形状三维无源结构的S参数和全波电磁场；自动化的设计流程，易学易用；稳定成熟的自适应网格剖分技术，结果准确。使用HFSS，用户只需要创建或导入设计模型，指定模型材料属性，正确分配模型的边界条件和激励，准确定义求解设置，软件便可以计算并输出用户需要的设计结果。 HFSS软件拥有强大的天线设计功能，可以提供全面的天线设计解决方案，是当今天线设计最为流行的软件。使用HFSS可以仿真分析和优化设计各类天线，能够精确计算天线的各种性能，包括二维、三维远场和近场辐射方向图、天线的方向性系数、S参数、增益、轴比、输入阻抗、电压驻波比、半功率波瓣宽度以及电流分布特性等。

超宽带天线

超宽带天线研究报告 一、背景 1.1 超宽带(UWB——Ultra Wide Band)介绍 超宽带技术[1-3]的最初形式为脉冲无线通信，起源于20世纪40年代，从其出现到20世纪90年代之前，UWB技术主要作为军事技术在雷达和低截获率、低侦侧率等通信设备中使用。近年来，随着微电子器件的技术和工艺的提高，UWB 技术开始应用于民用领域。超宽带通信是一种不用载波，而通过对具有很陡上升和下降时间的脉冲进行调制(通常，脉冲宽度在0.20-1.5ns之间)的一种通信，也称为脉冲无线电(Impulse Radio).时域(Time Domain)或无载波(Carrier Free)通信。它具有GHz量级的带宽，并因其发射能量相当小，因此可能在不占用现在已经拥挤不堪频率资源的情况下带来一种全新的语音及数据通信方式。 超宽带要求相对带宽[4]比高出20%或者绝对带宽大于0.5GHz，其传输速率可超过100Mbps，具有这样特性的系统称为UWB系统。 图1.1 超宽带频谱图 UWB由于占有带宽达到数GHz，即使传送路径特性良好也会产生失真，但其具有以下的优点，使得UWB仍然倍受重视[2]。 1、抗干扰性能强：UWB采用跳时扩频信号，系统具有较大的处理增益，在 发射时将微弱的无线电脉冲信号分散在宽阔的频带中，输出功率甚至低 于普通设备产生的噪声。接收时将信号能量还原出来，在解扩过程中产 生扩频增益，因此，在同等码速条件下，UWB具有更强的抗干扰性。 2、传输速率高：UWB的数据速率可以达到几十Mbps到几百Mbps. 3、带宽极宽：UWB使用的带宽在1GHz以上。超宽带系统容量大，并目可 以和目前的窄带通信系统同时工作而互不干扰。 4、消耗电能小：通常情况下，尤线通信系统在通信时需要联系发剔载波， 因此，要消耗一定电能。而UWB不使用载波，只是发出瞬时脉冲电波， 则只在需要时才发送脉冲电波，所以消耗电能小。 5、保密性好：UWB保密性能表现在两方面:一方面是采用跳时扩频，接收机 只有己知发送端扩频码时才能解出发射数据:另一方面是系统的发射功 率谱密度极低，用传统的接收机无法接收。 6、发送功率非常小：UWB系统发射功率非常小，通信设备可以用小于Im w 的发射功率就能实现通信。低发射功率大大延长系统电源的工作时间。 况且，发射功率小，其电磁波辐射对人体的影响也会很小。这样，UWB 的应用面就广。 7、定位精度高：信号的定位精度与其带宽直接相关，UWB信号的带宽一般

短波天线宽带化设计的实现分析

短波天线宽带化设计的实现分析 摘要近年来，我国通信技术不断发展，通信方式和要求都发生了一定的改变，尤其是跳频、软件无线电技术的发展和深入研究，短波天线宽带化设计逐渐提上了日程。传统短波窄带天线技术无法适应目前的跳频速率，从而影响了短波系统的抗干扰能力以及通信效率，制约了短波通信技术的发展，因此在传统技术的基础上，需深入研究宽带化设计，从而满足社会发展需求。本文简单介绍了短波宽带技术的应用，对实现短波天线宽带化设计进行了深入分析，旨在提升通信质量，满足通信需求。 关键词短波天线；宽带化；设计；实现 前言 短波天线是一种重要的无线通信设备，通过远程通信方式实现传达的目的。近年来，我国科学技术不断发展，短波技术在各行各业中被广泛应用，其发挥的作用不可替代。在实际应用中，短波技术具有投资较少、操作简单、设备简单、使用便捷等优点，在我国气象、应急、人防等部门等都得到了很好的应用。特别是在军事通讯中，短波技术是非常重要的通信手段，发挥着十分重要的作用。 1 短波宽带技术介绍 1.1 天线工作宽带 短波宽带技术是天线的一种使用方式，可以划分为倍频宽带和相对宽带两种形式。在实际应用过程中，天线带宽由于受到各种因素的影响，导致通通信质量下降。特别是各项电性能指标随频率的变化是导致通信质量下降的最突出因素。天线工作带宽细划上分为：增益带宽、极化带宽、方向图带宽以及输入阻抗带宽等。 1.2 天线宽带展宽方式 现阶段，结合宽带发展技术，想要实现天线宽带化，可以从以下几个方面着手：几点结合，设计完善的天线结构组合；插入网络或者阻抗元件；多模式共同运行；对称结构旋转宽频带天线等。 2 短波天线宽带化设计的实现途径 结合短波天线运行原理，振子天线上电流的分布可以看作是驻波分布，天线辐射阻抗以及输入阻抗有一定的关联。通过这些运行原理的应用，能够实现短波天线宽带。在此过程中，需要注意的是在进行振子天线宽带化时，需要从以下几个方面着手，从而充分发挥宽度化效果。

超宽带天线

微波毫米波新技术研讨课 课程报告

超宽带天线 一、超宽带天线概述 传统超宽带天线主要形式为：阿基米德平面螺旋天线、平面等角螺旋天线、圆锥等角螺旋天线、平面喇叭天线、高斯褶皱喇叭天线以及对称振子天线的各种变形等等。但随着对超宽带技术的研究越来越深入细致，超宽带天线的研究也分成了两个主要的不同方向：一种是针对瞬态时变，即窄脉冲宽频带信号的辐射，如偶极子天线的各种变形、平面槽天线等；一种是针对宽频带连续波信号的辐射，如螺旋天线、对数周期天线、双圆锥天线和喇叭天线等。 在许多应用领域中，如电视。调频广播、遥测技术、宇航和卫星通信等，都要求设备具有宽带化、公用化等特点。天线作为辐射和接收电磁波的重要部件，是无线电系统中的重要组成部分，无线电设备的发展趋势要求天线能在较宽的频带范围内有效的工作。因此，宽频带天线的研究已成为天线领域的一个重要分支。一般来说，天线的各项电特性指标都是随频率变化的，因而天线带宽也就取决于各项电特性指标的频率特性，在确定天线带宽时，应以其中最严格的要求作为天线带宽的确定依据。 二、天线带宽的限制因素 天线的带宽取决于各项电特性指标的频率特性。通常，天线的主要电特性指标均有其各自定义的带宽。 1.方向图带宽 当频率偏离设计频率时，天线方向图可能发生主板偏移、主瓣分裂、副瓣电平增大、前后辐射比下降等。一般来说，高品端方向图易迅速恶化，它往往是限制上限工作频率的主要因素。 2.增益带宽 通常定义增益下降到最大增益值的50%时，相应的频带宽度为3dB增益带宽。通常，随频率降低，天线增益明显下降，它往往限制天线工作频率的上限。 3.输入阻抗带宽 当天线输入端电压一定时，输入电流会随着频率变化而改变，输入阻抗随频率变化。因而可通过计算天线输入端电流的变化来计算天线的阻抗带宽。此外，也可用馈线上的电压驻波比来表示。 4.极化带宽 对于圆极化天线，工程上常以最大辐射方向上或主瓣半功率波瓣宽度内，轴比小于某一规定值来确定极化宽度。

盘锥天线的分析与设计

盘锥天线的分析与设计 摘 要 近来VHF 和UHF 频段的通讯设备正逐步向宽带一体化的方向快速发展，这同 时也就要求作为通讯前端的天线必须具有宽带特性。为了满足用户的需求，我们采用了具有良好电性能和机械性能的盘锥天线作为系统的通讯天线。本文对盘锥天线进行了理论分析，并介绍了盘锥天线的一种设计方法。理论分析及实验结果均表明，本次设计的盘锥天线，其各项性能指标均可满足用户应用要求。 关键词：宽频带；全向天线 1、引言 盘锥天线是一种具有宽频带、线极化特性的全向天线。这种天线是由一个导体圆盘和一个导体圆锥构成的，该天线可以被看成双锥天线的变形，即把双锥天线的其中一个圆锥振子改成圆盘后就形成了盘锥天线。圆盘的中心与馈电同轴电缆的内导体相连，圆锥的锥顶与同轴线外导体相连。其结构如图（1）所示。 图（1）天线示意图 本次设计的天线采用粗振子构成天线锥面，天线的总高度约为0.325λmax （不含支架），功率容量较大，采用50Ω高频电缆馈电。该天线的主要特点是：在4:1的带宽内天线的电压驻波比（VSWR ）小于2，并在水平面内产生全向性的方向图和辐射垂直极化波。此外，合理的结构设计使天线的重量大大减轻，便于装拆，符合用户的应用要求。 振子

2、理论分析 2.1、辐射特性分析 由于盘锥天线的辐射特性在许多方面与传统的双锥天线类似，因此为了对盘锥天线的辐射特性作一个定性的分析，我们做以下假设： （1）假设天线的盘为无限大理想导体； （2）根据镜像理论，再把实际天线近似为高度、侧面积和张角均相等的双锥天线来进行分析计算。 图（2） 在球坐标系下，用分离变量法解波动方程（2ψ+k 0ψ=0）可以得到： ψ(r,θ)= ∑r T v (θ) Z v (k0r) （1）其中：T v(θ)是v阶第一类和第二类勒让德函数的一个线性组合；Z v (k0r)则是v阶广义的球贝塞尔函数；k0=ω(ε0μ0)1/2是自由空间波数。 考虑到勒让德函数和球贝塞尔函数的特性，锥体外部内域和外域中的位函数[1]应分别取为： 内域： A1 = ∑r T v (θ) J v (k0r) （2） 外域：A2 = ∑n B n P n (cosθ) H n (k0r) （3） 其中：T v (θ)= C v P v (θ)+ D v P v (-cosθ)；J v (k0r)= k0r j v (k0r) ；j v (k0r)是第一类v阶球贝塞尔函数，它代表在r方向的一个驻波；H n (k0r)= k0r h n (k0r) ；h n (k0r)是第二类n阶球汉克尔函数，它代表沿r方向的外向行波；P n(cosθ)是勒让德方程的线性解；式中v是待定常数，n是非零的整数，B n、C v、D v是待定的展开系数。

小型化超宽带对周天线

小型化宽频带对周天线 周江昇1，周涛2 （1江南电子通信研究所，浙江嘉兴 314033） （2中科院上海微系统所，上海 200050） 摘要：本文设计了一种小型化宽频带的对周天线。采用对数周期天线设计的基本原理和电磁计算方法，结合末端振子加载的方式，达到缩减尺寸的目的。设计工作频段在200MHz～3000MHz的宽带对周天线，并利用Ansys 公司的HFSS电磁仿真软件进行建模、仿真、分析和优化。仿真结果显示，设计的对数周期天线在工作带宽内具有理想的增益和驻波比。 关键词：对数周期天线；小型化；宽频带； A Miniaturization Broadband Log-Periodic Dipole Antenna ZHOU Jiang-sheng1,ZHOU Tao2 （1Jiangnan electronic and communications research institute, Jiaxing Zhejiang, 314033） （2Shanghai Institute of Microsystem and Information Technology, Shanghai, 200050） Abstract: A miniaturization broadband log-periodic dipole antenna is presented in this paper. The basic principle and electromagnetic calculation method and the terminal loaded dipole method are used to minimize the dimension of antenna. The operation frequency of the proposed antenna varies from 200MHz to 3000MHz, the full-wave electromagnetic simulation software Ansys HFSS is used to model, simulate, analysis and optimize the antenna. The simulation results show that the proposed antenna presents good characteristics as gain and VSWR. Key words: log-periodic dipole antenna;broadband;miniaturization; 1引言 现代通信系统中跳频、扩频技术的广泛应用，使得通信前端设备—天线，沿着宽带化、共用化的方向发展。同时，通信系统所追求的方便灵活性使得对天线小型化的要求也日益明显。而天线的性能很大程度上取决于天线的结构尺寸与波长的比值。也就是说，天线的尺寸相对于波长保持电小尺寸，才能得到较好的性能指标，一般为波长的四分之一左右，在应用上受到限制[1-2]。本文设计的末端加载对数周期天线要求工作频段在200MHz-3000MHz范围内，驻波比小于2.5，增益大于6dBi，纵向尺寸小于1.2m。 2 基本原理 对数周期偶极子天线和偶极子天线的基本参数及工作原理是相同的。对数周期天线(Log-Periodic dipole antenna，LP-DA)是基于缩比原理设计的天线，其特性是随频率的对数做周期性变化。所有振子尺寸以及振子之间的距离都有确定的比例关系，r为比例因子，表示各振子之间的比例关系；σ为间隔因子，表示相邻振子间的距离；另外天线的顶角为2α。3个参数是相互独立的，任意2参数即可决定天线的结构[3-4]，如图1所示。

船用双馈笼锥组合式宽带天线

第22卷　第1期2007年2月 电　波　科　学　学　报 CHINESE JOURNAL OF RADIO SCIENCE Vol.22,No.1 　February,2007 91 文章编号　100520388(2007)0120091204 船用双馈笼锥组合式宽带天线3 宗显政　聂在平　杨学恒 (电子科技大学电子工程学院,xz_zong@https://www.wendangku.net/doc/38600423.html,,四川成都610054) 摘　要　实验研究了一类采用组合复用、双端馈电和套筒结构匹配等技术设计的用 于船用短波超短波通信的小型宽带天线,详述了各物理结构参数对天线性能的影响。 据此设计的天线在超过5个倍频程的带宽范围内,电压驻波比(VSWR)基本低于 2.5,而尺寸远小于相同用途的传统盘锥、discage等天线。 关键词　宽带天线,船用天线,组合复用技术,双端馈电 中图分类号　TN82 文献标识码　A Shipboard dual feed broadband antennas with a cage2cone combined shape ZONG Xian2zheng　NIE Z ai2ping　YANG Xue2heng (School of Elect ronic Engineering,U ES T of China,x z_z ong@https://www.wendangku.net/doc/38600423.html,, Cheng du S ichuan610054,China) Abstract　A kind of small sized H F or V HF/U HF broadband antenna for ship board communication is designed t hrough experimental st udies.The antenna integrates t he techniques of const ruction combination,dual feed and matching wit h sleeves. The effect s of vario us p hysical parameters on t he antenna’s performance were de2 scribed in detail.In a bandwidt h greater t han5octaves,t he antenna’s voltage standing wave ratio(VSWR)is under2.5,and it s dimensions are much smaller t han t ho se of t he t raditional discone and discage antennas. K ey w ords　broadband antenna,ship board antenna,combination technique,dual feed 1　引　言 实际的船用短波超短波通信需要在很宽的频率范围内使用多个信道。因船上空间极为有限,若为不同信道分别架设天线,将导致平台负荷增加并给安装和维护带来诸多不便,更易滋生相互间的电磁干扰。小型化宽带天线成为克服上述困难的亟待解决的关键技术。 各种单馈天线由于天线结构简单,本身效率较低且带宽有限,采用加载或宽带匹配网络能够改善天线的匹配,但同时也引入了损耗[1～5],为克服这些缺点,提出了discage[6]及盘锥-单鞭[7]双馈组合式天线,将各具优点的两类天线加以结合,采用双端馈电、覆盖不同的频段,既减小了整体尺寸同时可以保证所需工作带宽。而这种结合也并非简单的叠加,两路馈电之间存在较强的相互作用。在文献[8]中进一步应用组合复用、双端馈电、套筒匹配、结构变形等技术,提出了一类双馈笼锥组合式天线。通过反复实验能够得到这种天线各结构参数对天线性能影响的规律,并可在此基础上设计、优化天线样机。 3收稿日期:2005208226

基于HFSS的圆锥喇叭天线设计

本科生科研训练结题报告——基于HFSS的圆锥喇叭天线设计 学院（系）：电子工程与光电技术学院 姓名、学号：郝晓辉1104330111 席家祯1104330126 白剑斌1104330105 指导老师：钱嵩松

摘要 天线是对任何无线电通信系统都很重要的器件，其本身的质量直接影响着无线电系统的整体性能。天线可分为简单线天线，行波天线，非频变天线，缝隙天线与微带天线，面天线和智能天线等。圆锥喇叭天线属于面天线。 本文首先介绍了天线的基础知识和基本参数，其中着重介绍了喇叭天线及其设计,接着介绍了网络S参数及软件HFSS。在此基础上，进行了圆锥喇叭天线的设计，最后在软件HFSS中进行了仿真。 本文对圆锥喇叭天线的设计提供了一定的参考作用。 关键词：圆锥喇叭天线；仿真 Abstract Antenna is an important part in any radio communication systems.The quality of antenna can affect the performance of whole systems.Antenna can be divided into simple Wire Antenna，Traveling-Wave Antenna，Frequence-Independent Antenna，Slot Antenna and Microstrip Antenna，Aperture Antenna，Smart Antenna and so on.Cone horn antenna is one of the Aperture Antenna. In this paper,basic knowledge and basic parameters of antenna are presented firstly ,especially the horn antenna and its design be emphasized.Then S-parameter and HFSS software are briefly introduced. In the base of above ,the cone horn antenna is designed.At last ,the antenna is simulated in HFSS. This paper provides the reference to cone horn antenna. Keywords：conic horn antenna;simulation

喇叭天线设计操作步骤

第14讲喇叭天线设计 1、创建设计工程 新建工程，Name：Horn.hfss; Solution Type: Driven Modal; Units: in。 2、添加变量定义(in) length 1.23 a 4.3 b 2.15 wlength 5*length a1 20.5 b1 15.18 plength 22.47 3、设计建模 (1)创建喇叭模型 ①创建z=0的矩形面Horn Rectangle，Name：Horn, 透明：0.4; Position：(-a/2, -b/2, 0in) XSize: a, YSize: b; ②创建z=plength的矩形面Aperture Rectangle，Name：Aperture Position：(-a1/2, -b1/2, plength) XSize: a1, YSize: b1; ③通过Connect命令生成喇叭模型 按Ctrl键，依次选中Horn和Aperture，选择【Modeler】→【Surface】→【Connect】 (2)创建WR430波导模型 Box，Name: WR430，透明：0.4，Mat：vacuum; Position：(-a/2, -b/2, 0in), XSize: a , YSize: b , ZSize: -wlength (3)创建同轴线模型 ①创建同轴线外导体(ZX平面) Cylinder，Name: Outer，透明：0.4，Mat：vacuum; Position：(0, b/2, -4*length), Radius: 0.06in, Height: 0.3 ②创建同轴线内导体(ZX平面) Cylinder，Name: Inner，透明：0.4，Mat：pec; Position：(0, 0, -4*length), Radius: 0.025in, Height: 0.3in+b/2 (4)布尔操作 ①【Unite】Horn、WR430和Outer； ②Horn减去Inner，并保留Inner (5)把喇叭天线外边界设置为理想导体边界 先选中【Select Faces】，然后【Edit】→【Select】→【By Name】，选择除Face28,Face70外的所有面元，然后设置为Perfect E。(6)设置端口激励 在同轴线上设置Lumped Port端口激励，负载阻抗50ohm，积分线从内导体到外导体。 (7)设置辐射边界（XY平面） Box，Name: AirBox，透明：0.8，Mat：vacuum; Position：(-a1/2-length, -b1/2-length, -wlength-length), XSize: a1+2*length , YSize: b1+2*length, ZSize: wlength+plength+2*length 设置AirBox为辐射边界 4、设置求解设置 (1)Add Solution Setup 中心频率2.4G，自适应网格剖分最大迭代次数20，收敛误差0.02，有限元基函数Second Order（在Option选项卡中）。 (2)频率扫描，Sweep Type：Fast ，Start：1.7G，Stop： 2.6G，Step：0.1 5、运行仿真 6、查看天线性能 Phi=0°，即xz平面（E面）的辐射特性（Gain） Phi=90°，即yz平面（H面）的辐射特性（Gain） 三维辐射特性 S11

喇叭天线的设计1206030201

微波技术与天线课程设计—— 角锥喇叭天线 姓名：吴爽 学号：01

目录 一．角锥喇叭天线基础知识................................... 错误!未定义书签。 1. 口径场 .......................................................... 错误!未定义书签。 2. 辐射场 .......................................................... 错误!未定义书签。 3.最佳角锥喇叭 ................................................. 错误!未定义书签。 4. 最佳角锥喇叭远场E 面和H面的主瓣宽度错误!未定义书签。二．角锥喇叭设计实例........................................... 错误!未定义书签。 1. 工作频率 ................................................ 错误!未定义书签。 2.选用作为激励喇叭的波导 ........................ 错误!未定义书签。 3.确定喇叭的最佳尺寸................................ 错误!未定义书签。 4.喇叭与波导的尺寸配合 ............................ 错误!未定义书签。 5.天线的增益 ............................................... 错误!未定义书签。 6.方向图 ....................................................... 错误!未定义书签。

喇叭天线设计要点

| 1 课题背景 喇叭天线是一种应用广泛的微波天线，其优点是结构简单，频带宽，功率容量大，调整与使用方便。合理地选择喇叭天线尺寸，可以获得很好的辐射特性、相当尖锐的主瓣、较小副瓣和较高的增益。因此，喇叭天线应用非常广泛，它是一种常见的天线增益测试用标准天线。 喇叭天线就其结构来讲可以看成由两大部分构成：一是波导管部分，横截面有矩形，也有圆形；二是真正的喇叭天线部分。 波导部分相当于线天线中的馈线，是供给喇叭天线信号和能量的部分。对工作于厘米波或毫米波段内的面天线，如采用线状馈线，将因馈线自身的辐射损耗太大不能把能量传送到面天线上，所以，必须采用自身屏蔽效果很好的波导管作馈线。普通喇叭天线结构原理图如所示。 图普通喇叭天线结构原理图 HFSS全称为High Frequency Structure Simulator，是美国Ansoft公司（注：

Ansoft公司于2008年被Ansys公司收购）开发的全波三维电磁仿真软件，也是世界上第一个商业化的三维结构电磁仿真软件。该软件采用有限元法，计算结果精准可靠，是业界公认的三维电磁场设计和分析的工业标准。 HFSS采用标准的Windows图形用户界面，简洁直观；拥有精确自适应的场解器和空前电性能分析能力的功能强大后处理器；能计算任意形状三维无源结构的S参数和全波电磁场；自动化的设计流程，易学易用；稳定成熟的自适应网格剖分技术，结果准确。使用HFSS，用户只需要创建或导入设计模型，指定模型材料属性，正确分配模型的边界条件和激励，准确定义求解设置，软件便可以计算并输出用户需要的设计结果。 < HFSS软件拥有强大的天线设计功能，可以提供全面的天线设计解决方案，是当今天线设计最为流行的软件。使用HFSS可以仿真分析和优化设计各类天线，能够精确计算天线的各种性能，包括二维、三维远场和近场辐射方向图、天线的方向性系数、S参数、增益、轴比、输入阻抗、电压驻波比、半功率波瓣宽度以及电流分布特性等。 。