同步整流器中MOSFET的双向导电特性和整流损耗研究

第22卷第3期2002年3月

中　国　电　机　工　程　学　报

Proceedings of the CSEE

Vol.22No.3Mar.2002

ν2002Chin.S oc.for Elec.Eng.

文章编号:025828013(2002)0320088206

同步整流器中MOSFET的

双向导电特性和整流损耗研究

胡宗波,张　波

(华南理工大学电力学院,广东广州510640)

STU DY ON BI2DIRECTIONAL CON D UCTIBI L IT Y AN D POWER LOSS OF POWER MOSFETS IN SY NCHR ON OUS RECTIFIERS

HU Z ong2bo,ZHAN G Bo

(Electric Engineering College of South China University of Technology,Guangzhou510640,China)

ABSTRACT:For the first time this paper studies power MOS2 FET s’bi2directional conductibility and works out the com plete bi2 directional I d-V ds output characteristics of power MOSFET s based on theoretical analysis and experiments,which provides the basis for power MOSFET s’practical application in synchronous rectifier. S ince the efficiency of synchronous rectification de pends on the recti2 fying dissipation of power MOSFET s,based on the equivalent power loss model of power MOSFET,the interrelation of rectifying losses of power MOSFET s with model parameters,gate drive v oltage V gs on and switching frequency is exammed,and synchronous rectification efficiency characteristics are presented for the first time in this pa2 per.In addition,rectifying losses in power MOSFET s and Schottkies are compared in high current output cases and the conce pt of parallel connection of power MOSFET s is proposed in such cases.The work done will give much help in the choice of switching frequency,gate drive v oltage V gs on and single2transistor operation or multi2transistor parallel connection of power MOSFET s.

KE Y WOR DS:synchronous rectification;MOSFET(Metallic Oxide Semicohductor Field E ffect Transistor);bi2directional conductibility;power loss

摘要:该文从理论和实验上研究了MOSFET的双向导电特性,得出了完整的双向漏源电压电流特性曲线,为MOSFET 在同步整流中的实际应用奠定了理论基础。同步整流效率取决于MOSFET整流损耗,为此,该文基于MOSFET的等效损耗模型,深入研究了MOSFET整流损耗与其参数、栅极驱动电压和开关工作频率的相互关系,得到MOSFET同步整流效率曲线。此外,文中还对输出大电流时MOSFET整流损耗和肖特基二极管整流损耗进行了比较,提出了大电流运行时多管MOSFET并联整流方式。该文的工作对同步整流器中开关频率、栅极驱动电压、单管或多管并联运行方式的选择具有实际指导意义。

关键词:同步整流;金属氧化物半导体场效应晶体管;双向导电;功率损耗

中图分类号:TM1 文献标识码:A

1　引言

随着计算机、通信技术的发展,低电压大电流开关电源成为目前一个重要的研究课题。在低电压大电流功率变换器中,传统的普通二极管或肖特基二极管整流方式,由于整流二极管的正向导通压降大,整流损耗成为变换器的主要损耗,已无法满足低电压大电流开关电源高效率、小体积的需要。

MOSFET导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高,成为低电压大电流功率变换器首选的整流器件。根据MOSFET的控制特点,产生了同步整流这一新型的整流技术。然而,同步整流要求MOSFET 具有双向导电特性。但是,对于MOSFET的导电特性,大多数文献,包括国内的参数和互换手册[1]、国外著名公司的数据手册[2]等,均仅给出MOSFET 的单向导电特性曲线。大多数的应用研究,也都是利用了MOSFET的单向导电特性。对于MOSFET 的双向导电特性,鲜有文献详细介绍,更没有实验的范例和证明。

同步整流器的效率取决于MOSFET整流损耗的大小,但MOSFET的整流损耗分析比较复杂,它既与其等效模型的参数有关,又与栅极驱动电压、开

关频率有关。当开关频率很高(1MHz 以上)、栅极驱动电压较大时,驱动损耗明显增加,这时,MOS 2FET 无法实现所谓的无损耗驱动;而在大电流整流运行时,MOSFET 整流效率并不总是优于肖特基二极管的整流效率,因而必须考虑采用多管MOSFET 并联同步整流方式。为此针对以上几个目前国际上尚未开展研究的问题,本文进行了深入的探索,为同步整流技术的发展提供重要的理论和实验基础。

2　MOSFET 的双向导电特性

2.1　MOSFET 的双向导电原理

MOSFET 为电压控制型器件,电压控制意味着

对电场能的控制,故称作为电场效应晶体管。MOSFET 是利用多数载流子导电的器件,因而又称之为单极性晶体管。以N 沟道MOSFET 为例,其构造如图1(a )所示,图1(b )为工作原理图

。

图1　N 沟道MOSFET

Fig.1　N channel MOSFET

MOSFET 的电压控制机理是利用栅极电压的大小改变感应电场生成的导电沟道的厚度(感生电

荷的多少),来控制漏极电流I d 的。从图1(b )中可以看出,当栅极电压V gs 小于开启电压V th 时,无论V ds 的极性如何,两个PN 结中,总有一个PN 结是反向偏置的,因此漏极电流I d 几乎为零,这种情况下形成耗尽层,MOSFET 不导通。当栅极电压V gs 大于开启电压V th 时,漏极和源极之间形成N 型沟道,由于N 型沟道的电阻很小,故在漏源正电压V ds 的作用下,电子从源极流向漏极,或者说,正电荷从漏极流向源极,这就是通常采用的MOSFET 正向导电特性。

事实上,可以看出,栅极电压V gs 的作用仅仅是在于形成漏极和源极之间的N 型导电沟道,而N 型导电沟道相当于一个无极性的等效电阻。因而从理论上分析,若改变漏源极的电压极性,即漏源极加反向电压,电子会反向从漏极流向源极,正电荷将从源极流向漏极,实现MOSFET 反向导电特性。从以上分析可知,MOSFET 实际上是一个双向导电器

件,只是在以往的应用中无须利用到反向导电特性,而形成MOSFET 只能单向导电的一般概念。

当栅极电压V gs 一定时,N 型导电沟道宽度和沟道等效电阻也是一定的。沟道等效电阻R ds (on )随栅源电压V gs 增大而减小,可以表示为

R ds (on )=f (V gs )(1)以IRF044(V ds =60V ,I d =30A ,R ds (on )=28

m

Ω,V th =2.0～4.0V ,N 沟道增强型)为例,其栅源电压和沟道电阻之间的关系可实测得到,见表1。

表1　MOSFET 的沟道电阻和栅源电压的关系T ab.1　R elation betw een channel resistance

and gate 2source voltage of MOSFET

V gs /V

R ds (on )/m

Ω4.0161.85.058.096.0

39.177.031.068.026.539.023.6510.021.6411.020.1712.0

19.05

2.2　MOSFET 的双向导电仿真和实验研究

为了证明MOSFET 的双向导电能力,建立如

图2所示的仿真和实验电路。MOSFET 采用IRF044,MOSFET 漏源电压V in 是频率为1kHz ,正向峰值电压为2V ,反向峰值电压为-2V 的交流方波电压,以观察MOSFET 正反向导电特性。在图2(a )中,无栅极驱动电压,MOSFET 的反向体二极管导电。在图2(b )中,栅极驱动电压为8V ,MOSFET 导电。

图2　双向导电实验电路

Fig.2　Experimental circuit of bi 2directional ability

图3为栅极驱动电压为0时的仿真波形和实验波形。从图中可见,在V in 的正半周,MOSFET 及其体二极管均截止,电流无法流通,漏源间电压为正向峰值电压2V 。在V in 的负半周,-2V 反向峰值电压高于MOSFET 反向体二极管的正向导电压降V th (BD ),电流流经体二极管和负载电阻R 1,漏源电压等于体二极管的正向导通压降0.74V 。从图中

9

8　第3期 胡宗波等:　同步整流器中MOSFET 的双向导电特性和整流损耗研究

可看出,仿真和实验结果完全吻合

。

图3　栅极电压V gs =0时的仿真和实验波形Fig.3　Simulated w aveform and experimental w aveforms

without gate 2source voltage

图4为栅极驱动电压为8V 时,MOSFET 的双向导电仿真波形和实验波形。从图中可知,在V in 的正半周,MOSFET 导通,正向电流从漏极流向源极,此时漏源极电压为正值;在V in 负半周,MOS 2FET 也导通,反向电流从源极流向漏极,此时的漏源电压为负值。从表1中得知,此时MOSFET

图4　栅极电压V gs >V th 时的仿真和实验波形Fig.4　Simulated and experimental w aveforms with V gs >V th

的沟道等效电阻只有26.53m

Ω,仿真得出漏源电压的幅值绝对值约为

28.5mV ,与实验波形得到的结果完全相同,亦说明这时漏源极电压非常低,完全可以应用于同步整流。实验和仿真证明了MOSFET 管的双向导电能力。

由于MOSFET 亦存在反向并联体二极管,在流过小的反向电流时,由于-V ds 很小不足以克服体二极管的正向门坎电压,体二极管不导通,电流流经导电沟道,MOSFET 漏源极电压很小,实现了同步整流低损耗的目的。但在大电流时,由于-V ds 随漏源级电流增大而增大,当它大于体二极管的正向门坎电压时,体二极管将要导通,电流流经体二极管流通,源漏极电压就等于体二极管的正向导通压降0.74V ,这时相当于普通二极管整流,无法实现同步整流的目的。这说明MOSFET 作为同步整流器件是有一定限制范围的。2.3　MOSFET 完整的漏源电压电流特性曲线族

仍以IRF044为例,利用图2(b )所示的实验电路,实验测绘出MOSFET 完整的漏源电压电流特性曲线,如图5所示。

图5　漏源电压电流特性曲线

Fig.5　Complete bi 2directional I d -V ds output

characteristics of pow er MOSFETs

从图5中可以看出,第一象限表示MOSFET 正向导电特性,第三象限表示MOSFET 反向导电特性,它们关于原点是基本对称的。但在实验中仔细观察可以发现,实际的漏源电压电流特性曲线并不是完全对称的。从前面的分析中知道,MOSFET 是通过控制栅源电压来改变感应电场生成的导电沟道的厚度,来达到控制漏极电流I d 的。尽管MOS 2FET 可以实现双向导通,但正向和反向电流完全相反的流动方向会对导电沟道的厚度产生不同的影响,实验研究表明,MOSFET 反向导电时会使导电沟道的厚度略微减少,沟道的等效电阻增大,I d 在

同样的栅源电压下,反向导通电流将略微小于正向

导通电流。

09 中　国　电　机　工　程　学　报 第22卷

3　MOSFET 整流的损耗研究

3.1　半波同步整流中MOSFET 整流损耗

同步整流电路共有三种基本方式:其一是半波同步整流电路,其二是全波同步整流电路(带中心抽头),其三是倍流同步整流电路。半波同步整流电路是最常用的整流方式,图6是半波同步整流电路原理图及主要外施电压波形。从图中可见,MOSFET 管SR2作为负载电流续流管,就利用到它的反向导电特性。同步整流中MOSFET 的驱动即控制的关键问题,就是有效驱动MOSFET ,使负载电流通过MOSFET 流通,达到最小的导通损耗和驱动损耗,因而必须从MOSFET 的内部机理上研究它的导通损耗和驱动损耗。

图6所示的原理电路有如下假设:①待整流的电压V s 为方波交流电压,正负半波对称,无死区,其幅值为两倍输出电压即2V o ,参见图6(b );②栅源电压V gs1和V gs2与V s 的正负半波同步,参见图6(b ),以保证SR1和SR2的体二极管均不导通;③SR1和SR2一样

,导通电阻均为R ds (on )。

图6　半波同步整流电路原理和

主要外施电压波形

Fig.6　Scheme circuit and key control voltage w aveforms in half 2w ave synchronous rectif ication

当开关频率低于500kHz 时,可以忽略栅极驱动损耗,这就是常说的无损耗驱动。但是,当开关频率很高(1MHz )时,不能忽略栅极驱动损耗。MOS 2FET 栅极驱动损耗由极间寄生电容、栅源电压和开关频率共同决定。而MOSFET 的导通损耗总是存在的,它由导通电阻和整流器的输出电流决定。

MOSFET 的等效损耗模型如图7所示[3],其中R g 为栅极电阻,C gs 为栅极和源极之间的寄生电容,

C gd 为栅极和漏极之间的寄生电容,C ds 为漏极和源

极之间的寄生电容,R d 与R cha 之和为导通电阻,即沟道电阻R ds (on ),它与栅源电压有关。

对于图6所示半波同步整流电路,由图7可知,SR1和SR2的静态导通损耗为

P cond =I 2

o ?R ds (on )

(2)式中　R ds (on )由式(1)确定。由前面的分析可知,导通电阻随栅极驱动电压的增大而减小,但导通损耗随着负载电流I 0的增加而增加。

在一个开关周期内,电容的充放电损耗为

E =(V max -V min )

∫V max

V min

C (ν)d ν

(3)

对于MOSFET 而言,V max -V min 即为其栅极驱

动电压V gs ,C (ν)即为C gs ,参见图7,因而SR1和SR2的栅极驱动损耗为

P gs =2?f ?

C gs ?V 2

gs

(4)

式中　f 为开关频率。

图7　MOSFET 等效损耗模型

Fig.7　Equivalent pow er loss model of MOSFET

故整流总损耗为

P loss =P cond +P gs

(5)

整流效率为

ηrect =

P o

P o +P loss

(6)

式中　P o =I o ?V o 为整流器输出功率。

为了减小MOSFET 的导电损耗P cond ,可以减

小导通电阻R ds (on )。由表1可知,增加栅极驱动电压可以减小导通电阻。但是,栅极驱动电压不可能无限制增大,同时,增加栅极驱动电压却增加了驱动损耗。因此,在栅极驱动电压和导电电阻之间,应该找到一种折中方案,使得整流损耗最小。

以IRF044(C gs =0.81nF [4])为例,利用表1的数据,计算整流损耗。假设I o =10A ,V o =5V 。对于不同栅极驱动电压(即不同导通电阻),绘制开关频率和整流效率之间的曲线,如图8所示。从图8中可以看出,在低频情况下,随着驱动电压的增加,整流效率随着增加。但是,当频率增加到一定程度时,栅极驱动损耗迅速增加,虽然因驱动电压的增加使得导通电阻损耗减小,但是总体表现为整流损耗增加,整流效率降低。所以,在MHz 级的高频情况下,优化的驱动电压相对来说比较低。例如,当输出功率为50W ,其中输出电流为10A ,输出电压为5V ,且开关频率为6MHz ,驱动电压为10V 时,整流

1

9　第3期 胡宗波等:　同步整流器中MOSFET 的双向导电特性和整流损耗研究

效率最高

。

图8　MOSFET 同步整流效率

Fig.8　E ff iciency with MOSFET synchronous rectif icaiton

3.2　MOSFET 和肖特基二极管的整流损耗比较3.2.1　MOSFET 和肖特基二极管的导通特性

在利用MOSFET 同步整流技术提高整流效率之前,一直是采用肖特基二极管整流。但从前面的研究结果进一步分析表明,在MOSFET

正或反向导通时,由于MOSFET 的漏源极之间可以等效为一个阻值恒定的电阻,因此MOSFET 导通压降和导通损耗将随整流电流的上升而增加,并且导通压降与整流电流成正比例关系,增加速度较快。而对肖特基二极管的研究表明,其导通压降随着导通电流的增加而成饱和趋势,最大导通压降在0.4～0.5V 之间。

图9是采用M TP75N05HD (V DS =50V ,I D =

75A ,R ds (on )=9.5m

Ω,TO

2220AB )的MOSFET 和采用85CNQ015的肖特基二极管,在不同整流电流

下,实验得出的正向导通压降曲线。从图9中可以明显看出,当整流电流小于45A 时,MOSFET 导通压降比肖特基二极管导通压降小。但当整流电流大于70A 时,MOSFET 导通压降明显大于肖特基二极管的导通压降。

图9　MOSFET 和肖特基二极管的正向导电压降

Fig.9　Forw ard

voltage drop of MOSFET and schottky

实验结果说明MOSFET 导通压降并不总是低于肖特基二极管,进而说明MOSFET 的同步整流

效率也不总是优于肖特基二极管。因此,当整流电

流超过一定大小时,同步整流技术应考虑MOSFET 多管并联,或采用肖特基二极管整流。3.2.2　多管MOSFET 并联同步整流损耗

为了进一步研究大整流电流时的MOSFET 整流损耗,在与肖特基二极管整流损耗比较的基础上,就多管MOSFET 并联整流损耗进行了实验研究。肖特基二极管整流的原理电路如图10所示。MOS 2FET 、肖特基二极管型号仍选用M TP75N 05HD 和85CNQ015。

图10　肖特基二极管整流原理电路Fig.10　Scheme circuit of schottky rectif ier

实验条件如下:MOSFET 整流开关频率为200

kHz ,整流电流为70A 。肖特基二极管整流损耗包括正向导电损耗和反向恢复损耗。实验结果如图11所示。

从图11中可以明显看出,当整流电路的输出电流较大时,采用多管MOSFET 并联的整流损耗可以明显小于采用肖特基二极管的整流损耗,从而得到较高的整流效率。因此对于低电压大电流功率变换器,在大电流时,可以采用多管MOSFET 并联运行的同步整流方式。

图11　肖特基二极管和MOSFET 整流损耗比较

Fig.11　Comparison of rectifying losses

with schottky and MOSFET

4　结论

本文首次从理论和实验上证明了MOSFET 的双向导电特性,得出了完整的双向漏源电压电流特性曲线,为MOSFET 在同步整流中的应用奠定了理论和实验基础。同时,首次基于MOSFET 等效

29 中　国　电　机　工　程　学　报 第22卷

损耗模型,以栅极驱动电压和开关频率为变量,绘制了完整的MOSFET整流效率曲线,为同步整流中栅极驱动电压选择、开关频率优化、单管或多管并联运行提供了科学依据。

参考文献:

[1]　陈清山,徐正楚,曹宇衡(Chen Qingshan,Xu Zhengchu,Cao

Yuheng).新世界场效应管详尽参数及互换手册(The latest de2 tailed parameters and interchanged data of transistor)[M].湖南:

湖南科学技术出版社(Hunan:Hunan Science&Technology

Press),1998.

[2]　Motorola TMOS power MOSFET data[M].Motorola Inc.,

1992.

[3]　T ahisz W A,Lee F C,Chen D Y.A MOSFET res onant synchronous

rectifier for high2frequency dc/dc converters[C].1990VPEC Semi2 nar Proceedings,The E ighth Annual P ower E lectronics Seminar, 1990:60270.

[4]　International rectifier power MOSFET data[M].IR Inc.,1992.

收稿日期:2001210217。

作者简介:

胡宗波(19762),男,硕士研究生,专业为电力电子技术及其应用,研究方向为低电压大电流功率变换器拓扑结构;

张　波(19622),男,博士,教授,博士生导师,从事电力电子技术的研究,目前研究方向为低电压大电流功率变换器拓扑结构。

(责任编辑　丁玉瑜)

“电力系统电磁环境与电磁兼容学术研讨会”征文通知

由中国电机工程学会理论电工专委会和电磁干扰专委会联合主办、国家电力公司南方公司承办的“电力系统电磁环境与电磁兼容学术研讨会”将于2002年11月在广州召开。本次研讨会将集中展示近年来电力系统电磁环境与电磁兼容领域取得的研究成果,交流研究工作中取得的新思想、新方法和新技术,研讨电力工程建设和电力系统运行中出现的电磁环境与电磁兼容问题。会议还将邀请知名学者和专家到会做学术报告,

交论文,也欢迎企业、公司和大学展览相关的产品与软件。

请论文作者于2002年7月10日前将论文的激光打印件二份寄到组委会,经过专家评审后,将于2002年10月1日前寄出论文录用与否的通知。被录用论文的作者将收到会议邀请函,高质量论文将被推荐到《华北电力大学学报》(核心期刊)发表。

联系地址:071003河北省保定市华北电力大学10信箱

联系人:李　琳

电 话:0312-*******转3031

传 真:0312-*******

E2mail:ctee@https://www.wendangku.net/doc/316576405.html,

中国电机工程学会

理论电工专委会、电磁干扰专委会

2002年2月20日

39

　第3期 胡宗波等:　同步整流器中MOSFET的双向导电特性和整流损耗研究