5.7 GHz low-power variable-gain LNA in 0.18 μm CMOS
5.7GHz low-power variable-gain LNA in
0.18l m CMOS
Y.S.Wang and L.-H.Lu
A variable-gain low-noise ampli?er(LNA)suitable for low-voltage
and low-power operation is designed and implemented in a standard
0.18m m CMOS technology.With a current-reused topology,the
common-source gain stages are stacked for minimum power dissipa-
tion while achieving high small-signal gain.The fully integrated
5.7GHz LNA exhibits1
6.4dB gain,3.5dB noise?gure and8dB
gain tuning range with good input and output return losses.The
LNA consumes3.2mW DC power from a supply voltage of1V.
A gain=power quotient of5.12dB=mW is achieved in this work.
Introduction:The convenience introduced by the use of portable wireless devices has drastically in?uenced the way people commu-
nicate.Owing to the increasing demands on the wireless services,it is desirable to implement RF front-ends with lower cost and higher level of integration.With the advances in the high-frequency characteristics of both active and passive devices,CMOS technology has recently attracted great attention for the implementation of RF circuits. Though exhibiting the potential for applications at multi-gigahertz frequencies,CMOS RF designs typically involve higher power dissipation owing to the inherently low transconductance of the MOSFETs.In addition,conventional CMOS RF circuits also impose restrictions on the supply voltage,and the performance degrades signi?cantly as the supply voltage decreases.Therefore, effort has been made to develop low-power and low-voltage techni-ques for CMOS RF circuits[1–6].In this Letter,a5.7GHz fully integrated variable-gain LNA is presented.By using current-reused cascaded stages,the LNA is designed for high gain with low power consumption and low supply
voltage.Fig.2Small-signal equivalent circuit of input
stage Fig.3Micrograph of fabricated
LNA
used as the?gure-of-merit for low-power design,of5.12dB=mW is achieved at5.7GHz in this work.The gain and noise?gure of the LNA against various control voltages are shown in Fig.5.As can be seen,a gain tuning range of8dB is achieved with insigni?cant increase in the noise?https://www.wendangku.net/doc/3b9248284.html,parison of the LNA performance
with previously published data[1–5]is summarised in Table1
.
Fig.5Measured gain and noise?gure for various control voltages Table1:Comparison of LNA performance with previously published data
Technology Frequency
(GHz)V DD
(V)
Gain
(dB)
NF
(dB)
Pdc
(mW)
Gain=Pdc
(dB=mW)Ref.
0.18m m CMOS 5.7 1.016.4 3.5 3.2 5.12This work 0.35m m SOI 1.60.6 6.4 2.5 1.2 5.33[1]
90nm CMOS 5.50.611.2 3.2 2.1 5.33[2] 0.18m m CMOS 5.8 1.013.2 2.522.20.59[3] 0.18m m CMOS 5.0 1.020.0 3.517.0 1.17[4] 0.18m m CMOS 5.7 1.821.4 4.416.2 1.32[5]Conclusion:A low-power variable-gain LNA with current-reused topology is designed and fabricated in a standard0.18m m CMOS technology.The5.7GHz LNA exhibits16.4dB gain,3.5dB noise ?gure and8dB gain tuning range while consuming a DC power of 3.2mW from a1V supply.It demonstrates the potential of CMOS RF designs for low-power and low-voltage applications at multi-gigahertz frequencies.
#IEE20051October2004 Electronics Letters online no:20057230
doi:10.1049/el:20057230
Y.S.Wang and L.-H.Lu(Department of Electrical Engineering and Graduate Institute of Electronics Engineering,National Taiwan University,Taipei10617,Taiwan)
E-mail:lhlu@https://www.wendangku.net/doc/3b9248284.html,.tw
References
1Ohsato,K.,and Y oshimasu,T.:‘Internally matched,ultralow DC power consumption CMOS ampli?er for L-band personal communications’, IEEE https://www.wendangku.net/doc/3b9248284.html,pon.Lett.,2004,14,(5),pp.204–206
2Linten,D.,Aspemyr,L.,Jeamsaksiri,W.,Ramos,J.,Mercha,A.,Jenei,S., Thijs,S.,Garcia,R.,Jacobsson,H.,Wambacq,P.,Donnay,S.,and Decoutere,S.:‘Low-power5GHz LNA and VCO in90nm RF CMOS’.IEEE VLSI Circuits Symp.,2004,pp.372–375
3Tsang,T.,and El-Gamal,M.:‘Gain and frequency controllable sub-1V
5.8GHz CMOS LNA’.IEEE Int.Symp.on Circuits and Systems,
Scotsdale,AZ,USA,2002,pp.795–798
4Tsai,M.-D.,Liu,R.-C.,Lin,C.-S.,and Wang,H.:‘A low-voltage fully-integrated 4.5–6-GHz CMOS variable gain low noise ampli?er’.
European Microwave Conf.,2003,pp.13–16
5Raja,M.,Boon,T.,Kumar,K.,and Wong,S.:‘A fully integrated variable gain5.75-GHz LNA with on chip active balun for WLAN’.IEEE RFIC Symp.,2003,pp.439–442
6Tsui,H.-Y.,and Lau,J.:‘A5GHz56dB voltage gain0.18-m m CMOS LNA with built-in tunable channel?lter for direct conversion802.11a wireless LNA receiver’.IEEE RFIC Symp.,2003,pp.225–228
ELECTRONICS LETTERS20th January2005Vol.41No.2
(完整版)射频指标测试介绍
目录 1GSM部分 (1) 1.1常用频段介绍 (1) 1.2 发射(transmitter )指标 (2) 1.2.1发射功率 (2) 122 发射频谱(Output RF spectrum
1.2 发射(transmitter)指标 1.2.1发射功率 定义：发射机载波功率是指在一个突发脉冲的有用信息比特时间上内，基站传送 到手机天线或收集及其天线发射的功率的平均值。 测量目的：测量发射机的载波输出功率是否符合GSM规范的指标。如果发射功 率在相应的级别达不到指标要求，会造成很难打出电话的毛病，即离基站近时容易打出而离基站远时打出困难，往往表现出发射时总是提示用户重拨号码。如果 发射功率在相应的级别超出指标的要求，则会造成邻道干扰。 测试方法： 手机发射部分由发射信号形成电路、功率放大电路、功率控制电路三个单元组成。 GSM频段分为124个信道，功率级别为5----33dBm,即卩LEVEL5--LEVEL19共15 个级别；DCS频段分为373个信道(512----885)，功率级别为0----30dBm,即LEVEL0---LEVEL15共15个级别；每个信道有15个功率等级，测试时选上、中、下三个信道对每个功率等级进行测试，每个功率等级以2dBm增减。 功率控制：由于手机不断移动，手机和基站之间的距离不断变化，因此手机的发射功率不是固定不变的，基站根据距离远近的不同向手机发出功率级别信号，手机收到功率级别信号后会自动调整自身的功率，离基站远时发射功率大，离基站 近时发射功率小。具体过程如下：手机中的数据存储器存放有功率级别表，当手 机收到基站发出的功率级别要求时，在CPU的控制下，从功率表中调出相应的 功率级别数据，经数/模转换后变成标准的功率电平值，而手机的实际发射功率经取样后也转换成一个相应的电平值，两个电平比较产生出功率误差控制电压，去调节发射机激励放大电路、预放、功放电路的放大量，从而使手机的发射功率调整到要求的功率级别上。 测试指标： DCS1 800 Power con trol Nomi nal Output Toleranee (dB) for con diti ons
低噪声放大器设计指南
低噪声放大器设计指南 1．低噪声放大器在通讯系统中的作用 随着通讯工业的飞速发展，人们对各种无线通讯工具的要求也越来越高，功率辐射小、作用距离远、覆盖范围大已成为各运营商乃至无线通讯设备制造商的普遍追求，这就对系统的接收灵敏度提出了更高的要求，我们知道，系统接收灵敏度的计算公式如下： S = -174+ NF+10㏒BW+S/N (1) min 由上式可见，在各种特定（带宽、解调S/N 已定）的无线通讯系统中，能有效提高灵敏度的关键因素就是降低接收机的噪声系数NF，而决定接收机的噪声系数的关键部件就是处于接收机最前端的低噪声放大器。 低噪声放大器的主要作用是放大天线从空中接收到的微弱信号，降低噪声干扰，以供系统解调出所需的信息数据，所以低噪声放大器的设计对整个接收机来说是至关重要的。 2． 低噪声放大器的主要技术指标： 2．1 噪声系数NF 噪声系数的定义为放大器输入信噪比与输出信噪比的比值，即： out out in in N S N S NF //= 对单级放大器而言，其噪声系数的计算为： 222min |1)||1(||4opt s opt s n R NF NF Γ?Γ?Γ?Γ+= 其中 F min 为晶体管最小噪声系数，是由放大器的管子本身决定的， Γopt 、Rn 和Γs分 别为获得 F min 时的最佳源反射系数、 晶体管等效噪声电阻、以及晶体管输入端的源反射系数。 对多级放大器而言，其噪声系数的计算为： NF=NF 1+(NF -1)/G 1+(NF -1)/G 1G +…… （4） 232其中NF n 为第n级放大器的噪声系数，G n 为第n级放大器的增益。 在某些噪声系数要求非常高的系统，由于噪声系数很小，用噪声系数表示很不方便，常常用噪声温度来表示，噪声温度与噪声系数的换算关系为： T e = T 0 ( NF – 1 ) （5） 其中T e 为放大器的噪声温度，T 0 =2900 K，NF为放大器的噪声系数。 NF(dB) = 10LgNF （6） 2． 2 放大器增益G： 放大器的增益定义为放大器输出功率与输入功率的比值： G=P out / P in （7） 从式（4）中可见，提高低噪声放大器的增益对降低整机的噪声系数非常有利，但低噪声放大器的增益过高会影响整个接收机的动态范围。 所以，一般来说低噪声放大器的增益确定应与系统的整机噪声系数、接收机动态范围等结合起来考虑。
射频电缆参数理论
射频电缆的参数理论 第一节 特性阻抗 特性阻抗是选用电缆的首先要考虑的参数，它是电缆本身的参数，它取决于导体的直径以及绝缘结构的等效介电常数。 特性阻抗对于电缆的使用有很大的影响。例如在选择射频电缆作为发射天线馈线时，其特性阻抗应尽可能和天线的阻抗一致，否则会在电缆和天线的连接处造成信号反射，使得天线得到的功率减少，电缆的传输效率也会下降，更为严重的是，反射的存在会使电缆沿线出现驻波，有些地方会出现电压和电流的过载，从而造成电缆的热击穿或热损伤而影响电缆的正常运行。电缆内部反射的存在，还会造成传输信号的畸变，使传输信号出现重影，严重影响信号传输质量。 为了便于使用，射频电缆的阻抗已经标准化了。因此在选用电缆时应尽可能选用标准阻抗值。对于射频同轴电缆有以下三中标准阻抗： 50±2ohm 推荐使用于射频及微波，用于测试仪表以及同轴－波导转换器等； 75±3ohm 用于视频或者脉冲数据传输，用于大长度例如CA TV 电缆传输系统； 100±5ohm 用于低电容电缆以及其它特种电缆。 以下是同轴电缆特性阻抗计算的各种公式。 §1.1同轴电缆阻抗公式 根据传输理论，特性阻抗公式为： Zc ＝)/()(C j G L j R ωω++ 式中，R 、L 、G 、C 、代表该传输线的一次参数，而ω=2πf 代表信号的角频率。 对于射频同轴电缆传输高频信号，通常都有R ＜＜ωL ，G ＜＜ωC ，此时特性阻抗公式可以简化为：
Zc =C L/＝60?ln(D/d)/ε＝138?l g(D/d)/ε（ohm） 式中，D为外导体内直径（mm） d为内导体外直径（mm） ε为绝缘相对介电常数 表1给出了常用绝缘材料的相对介电常数。 表1常用介质材料的特性 皱纹外导体已经获得广泛应用，阻抗尚无标准的方法计算，可以利用电容电感参考方法进行计算。 测量出L和C后可以计算阻抗： Zc =C L/ §1.4特性阻抗与电容的关系 同轴电缆的特性阻抗与电容有如下简单的关系，即 Zc＝104/3·ε/ C 式中，C为电缆电容（pF/m） 第二节电容 电容是射频电缆的一个重要参数，同轴电缆的电容按照下式计算： C＝1000ε/（18lnD/d）＝24.13ε/（lgD/d）（pF/m） 第三节衰减 衰减是射频电缆的重要参数之一，它反映了电磁能量沿电缆传输时的
2017肿瘤检测相关公司汇总
厦门艾德 K-ras ；BRAF ；PIK3CA ；NPM1； 突变检测或多态性检测；荧光定量/毛细管电泳 EGFR ；EML4-ALK 有无医疗器械证 江苏为真 EGFR ;KRAS ;EML4-ALK ;KRAS ;BRAF ;PI3K ;C-kit ;P DGFRA Taqman-ARMS qPCR-HRM ERCC1; BRAC1; TUBB3; BRAC1; STMN1; RRM1; RRM1; EGFR 荧光定量PCR CYP19A1；UGT1A1；CYP2D6；MTHFR ；DPD ；ERCC1；GSTP1； XRCC1 荧光定量PCR+高分辨率熔点曲线 分析（HRM ） EML4-ALK 融合基因检测试剂盒 通过RT-PCR 方法检测EML4-ALK 的多种融合突变 武汉友芝友 人类EGFR 基因29种突变检测试剂盒（PCR-荧光探针法） 采用ARMS-PCR 荧 光定量技术 人类KRAS 基因7种突变检测试剂盒（PCR-荧光探针法） 采用ARMS-PCR 荧 光定量技术 人类BRAF V600E 突变检测试剂盒（PCR-荧光探针法） 采用ARMS-PCR 荧光定量技术 北京雅康博 人EGFR 基因突变检测试剂盒（荧光PCR 法） 采用荧光PCR 技术 人KRAS 基因突变检测试剂盒（荧光PCR 法） 采用荧光PCR 技术 人PIK3CA 基因突变检测试剂盒（荧光PCR 法） 人EML4-ALK 融合基因检测试剂盒（荧光PCR 法） 人VEGF 基因表达量检测试剂盒（荧光PCR 法） 人RRM1基因表达量检测试剂盒（荧光PCR 法） 人ERCC1基因表达量检测试剂盒（荧光PCR 法）
荧光探针汇总
1.Fluo-3 AM （钙离子荧光探针） 原理Fluo-3 AM是一种可以穿透细胞膜的荧光染料。Fluo-3 AM的荧光非常弱，进入细胞后可以被细胞内的酯酶剪切形成Fluo-3，从而被滞留在细胞内，和细胞内游离 的钙离子结合，结合钙离子后可以产生较强的荧光。 生理意义细胞内钙离子增多是细胞损伤的结果，因此此探针能表征细胞损伤程度 激发波长506nm 发射波长526nm （绿色） 备注推荐使用 2.Mag-fura-2 AM（钙离子荧光探针） 原理Fura-2 AM是一种可以穿透细胞膜的荧光染料。Fura-2 AM进入细胞后可以被细胞内的酯酶剪切形成Fura-2，从而被滞留在细胞内。Fura-2可以和钙离子结合，结合 钙离子后在330-350nm激发光下可以产生较强的荧光，而在380nm激发光下则会 导致荧光减弱。这样就可以使用340nm和380nm这两个荧光的比值来检测细胞内 的钙离子浓度，可以消除不同细胞样品间荧光探针装载效率的差异，荧光探针的渗 漏，细胞厚度差异等一些误差因素。 生理意义细胞内钙离子增多是细胞损伤的结果，因此此探针能表征细胞损伤程度 激发波长为340nm和380nm 发射波长510nm （蓝色） 备注仪器滤光片不适用 3Fluo-4-AM （钙离子荧光探针） 原理Fluo 4 是一种将Fluo 3结构中的Cl替换成F的钙荧光探针。由于将Cl替换成了电子吸引力更强的F，它的最大激发波长会向短波长处偏离10 nm左右。所以用氩 激光器激发时，Fluo 4的荧光强度比Fluo 3强1倍。由于Fluo 4与钙离子的亲和力 和Fluo 3近似，所以使用上和Fluo 3也基本相同 生理意义细胞内钙离子增多是细胞损伤的结果，因此此探针能表征细胞损伤程度 激发波长494nm 发射波长516nm （绿色） 备注用激光器激发时荧光强度强，因此不推荐 4.DCFH-DA （活性氧荧光探针） 原理DCFH-DA本身没有荧光，可以自由穿过细胞膜，进入细胞内后，被细胞内的酯酶水解生成DCFH。而DCFH不能通透细胞膜，从而使探针很容易被装载到细胞内。细胞内的活性氧可以氧化无荧光的DCFH生成有荧光的DCF。 生理意义检测细胞内活性氧表征细胞损伤程度 激发波长485nm 发射波长520nm （绿色） 备注推荐使用 5.DHR 123 （活性氧荧光探针） 原理本身无荧光, 在超氧化酶存在时可被过氧化氢(H2O2)氧化, 转变成发射绿色荧光的罗丹明123 (Rhodamine 123), 因此广泛应用于检测细胞内活性氧(ROS), 如过氧化物, 次氯酸和过氧亚硝基阴离子等。 生理意义检测细胞内活性氧表征细胞损伤程度 激发波长507nm 发射波长529nm （绿色） 备注氧化后成罗丹明123，荧光强度可能受到线粒体膜电位的影响 6.RhodamineI23 （线粒体膜电位荧光探针） 原理细胞膜通透的阴离子绿色荧光染料, 能够迅速被活线粒体摄取, 而无细胞毒性。 生理意义标记线粒体膜电位 激发波长488nm 发射波长515 ~ 575nm （绿色） 生理意义检测线粒体膜电位
Q A钢轴心受压构件的稳定系数
Q235-A钢轴心受压构件的稳定系数φ 表2 扣件式钢管脚手架的gk1
中立杆： ()[]259.0377.0413.0101 +++lb h la h 边立杆： ()[]372.0188.0413.0101 +++lb h la h 角立杆： [()]485.0188.0413.0101 +++lb la h h 注：钢管Φ? m) 直角扣件 kg/个个) 对接扣件 kg/个个) 安全网、塑料编织布—m 2 钢管横杆、剪刀撑—m 席子— KN/m 2 竹笆— KN/m 2 h---步距 lb---立杆横距 la---立杆纵距 立杆与纵向水平杆平均长度。 扣件式钢管脚手架作业层面材料自重gk 2 表3 注:扣件式钢脚手板 m 2 冲压钢脚手板 KN/m 2 木、竹串片脚手板 KN/m 2 扣件式钢管脚手架整体拉结和防护材料自重gk 3 表4
表5 Q235钢钢材的强度设计值与弹性模量 表6 钢管截面特性 作业层施工荷载计算基数---qk 表8 扣件式钢管脚手架立杆计算长度系数μ
表9 换算长细比μ 表10 r’m的取值或计算式 注：S GK= 即一个计算单元长度内的恒载作用效应标准值 S QK= 即一个计算单元长度内的活荷载作用效应标准值 一步一纵距的钢管、扣件重N GK1（KN） 表11 脚手架1个立杆纵距的附设构件及物品的重力N GK2(KN)
表12 1个立杆纵距的施工荷载N QK 表13
格构式压杆f A ? (KN) 注:Φ钢管 f=205N/mm 格构式压杆的长细比χλ 注:χλ=21b H (H 1—脚手架连墙点的竖向间距 b —立杆横距)
低噪声放大器的设计制作与调试
微波电路 CAD 射频实验报告 姓名 班级 学号
实验一低噪声放大器的设计制作与调试 一、实验目的 （一）了解低噪声放大器的工作原理及设计方法。 （二）学习使用ADS软件进行微波有源电路的设计，优化，仿真。 （三）掌握低噪声放大器的制作及调试方法。 二、实验内容 （一）了解微波低噪声放大器的工作原理。 （二）使用ADS软件设计一个低噪声放大器，并对其参数进行优化、仿真。 （三）根据软件设计的结果绘制电路版图，并加工成电路板。 （四）对加工好的电路进行调试，使其满足设计要求。 三、实验步骤及实验结果 （一）晶体管直流工作点扫描 1、启动软件后建立新的工程文件并打开原理图设计窗口。 2、选择File——New Design…进入下面的对话框； 3、在下面选择BJT_curve_tracer，在上面给新建的Design命名，这里命名为BJT Curve； 4、在新的Design中，会有系统预先设置好的组件和控件； 5、如何在Design中加入晶体管；点击，打开元件库； 6、选择需要的晶体管，可以点击查询； 7、对41511的查询结果如下，可以看到里面有这种晶体管的不同的模型； 8、以sp为开头的是S参数模型，这种模型不能用来做直流工作点的扫描； 9、选择pb开头的模型，切换到Design窗口，放入晶体管，按Esc键终止当前操作。 10对41511的查询结果如下，可以看到里面有这种晶体管的不同的模型 11、以sp为开头的是S参数模型，这种模型不能用来做直流工作点的扫描 12、选择pb开头的模型，切换到Design窗口，放入晶体管，按Esc键终止当前操作。
13、按Simulate键，开始仿真，这时会弹出一个窗口，该窗口会现实仿真或者优化的过程信息。如果出现错误，里面会给出出错信息，应该注意查看。 14、仿真结束，弹出结果窗口，如下页图。注意关闭的时候要保存为适宜的名字。另外图中的Marker是可以用鼠标拖动的。由于采用的是ADS的设计模板，所以这里的数据显示都已经设置好了。一般情况下，数据的显示需要人为自行设置。 图2 典型仿真结果图 （二）晶体管S参数扫描 1、选定晶体管的直流工作点后，可以进行晶体管的S参数扫描，本节中选用的是S参数模型sp_hp_AT-41511_2_19950125，这一模型对应的工作点为Vce=2.7V、Ic=5mA； 2、选择File New Design…进入下面的对话框，在下面选择S-Params，在上面命名，为SP_of_spmod； 3、然后新的Design文件生成，窗口如下：
射频电缆的参数理论资料
射频电缆的参数理论 第一节特性阻抗 特性阻抗是选用电缆的首先要考虑的参数，它是电缆本身的参数，它 取决于导体的直径以及绝缘结构的等效介电常数。 特性阻抗对于电缆的使用有很大的影响。例如在选择射频电缆作为发 射天线馈线时，其特性阻抗应尽可能和天线的阻抗一致，否则会在电缆和天线的连接处造成信号反射，使得天线得到的功率减少，电缆的传输效率也会下降，更为严重的是，反射的存在会使电缆沿线岀现驻波，有些地方会岀现电压和电流的过载，从而造成电缆的热击穿或热损伤而影响电缆的正常运行。电缆内部反射的存在，还会造成传输信号的畸变，使传输信号岀现重影，严重影响信号传输质量。 为了便于使用，射频电缆的阻抗已经标准化了。因此在选用电缆时应 尽可能选用标准阻抗值。对于射频同轴电缆有以下三中标准阻抗： 50±2ohm推荐使用于射频及微波，用于测试仪表以及同轴-波导转换器等； 75 ± 3ohm用于视频或者脉冲数据传输，用于大长度例如CATV电缆传输系统； 100土5ohm用于低电容电缆以及其它特种电缆。 以下是同轴电缆特性阻抗计算的各种公式。 §.1同轴电缆阻抗公式 根据传输理论，特性阻抗公式为： Zc= (R j L)/(G j C) 式中，R、L、G、C、代表该传输线的一次参数，而 3 =2n f代表信 号的角频率。 对于射频同轴电缆传输高频信号，通常都有R VV 3 L，G<< 3 C,此 时特性阻抗公式可以简化为： Zc = . L/C = 60?ln(D/d) / - = 138?l g(D/d)/ ；(ohm) 式中，D为外导体内直径(mn) d为内导体外直径(mn)
￡为绝缘相对介电常数 表1给岀了常用绝缘材料的相对介电常数。 表1常用介质材料的特性 §.2皱纹外导体同轴电缆阻抗公式 皱纹外导体已经获得广泛应用，阻抗尚无标准的方法计算，可以利用电容电感参考方法进行计算。 测量岀L和C后可以计算阻抗： Zc = -? L / C §.4特性阻抗与电容的关系 同轴电缆的特性阻抗与电容有如下简单的关系，即 Zc= 104/3 ? . ;/ C 式中，C为电缆电容(pF/m) 第二节电容 电容是射频电缆的一个重要参数，同轴电缆的电容按照下式计算： C= 1000 ￡ / (18lnD/d )= 24.13 ￡/ (lgD/d ) (pF/m) 第三节衰减 衰减是射频电缆的重要参数之一，它反映了电磁能量沿电缆传输时的损耗的大小。 电缆的衰减表示电缆在行波状态下工作时传输功率或者电压的损耗的程度，即
荧光探针汇总
精心整理 1. Fluo-3AM （钙离子荧光探针） 原理Fluo-3AM 是一种可以穿透细胞膜的荧光染料。Fluo-3AM 的荧光非常弱，进入细胞后可以 被细胞内的酯酶剪切形成Fluo-3，从而被滞留在细胞内，和细胞内游离的钙离子结合，结合钙离子后可以产生较强的荧光。 生理意义细胞内钙离子增多是细胞损伤的结果，因此此探针能表征细胞损伤程度 激发波长506nm 发射波长526nm （绿色） 备注推荐使用 2. Mag-fura-2AM （钙离子荧光探针） 原理Fura-2AM 是一种可以穿透细胞膜的荧光染料。Fura-2 AM 进入细胞后可以被细胞内的酯 3 4. 成5. 原理本身无荧光,在超氧化酶存在时可被过氧化氢(H2O2)氧化,转变成发射绿色荧光的罗丹明 123(Rhodamine123),因此广泛应用于检测细胞内活性氧(ROS),如过氧化物,次氯酸和过氧亚硝基阴离子等。 生理意义检测细胞内活性氧表征细胞损伤程度 激发波长507nm 发射波长529nm （绿色） 备注氧化后成罗丹明123，荧光强度可能受到线粒体膜电位的影响 6. RhodamineI23（线粒体膜电位荧光探针） 原理细胞膜通透的阴离子绿色荧光染料,能够迅速被活线粒体摄取,而无细胞毒性。 生理意义标记线粒体膜电位 激发波长488nm 发射波长515~575nm （绿色） 生理意义检测线粒体膜电位
备注正在使用 7.Hoechst33342（DNA荧光探针） 原理Hoechst33342是一种可对DNA染色的细胞核染色试剂，常用于细胞凋亡检测。Hoechst 染料可透过细胞膜在聚AT序列的富集区域的小沟处与DNA结合并对DNA染色而发出强 烈的蓝色荧光。 生理意义标记双链DNA 激发波长355nm发射波长465nm（蓝色） 备注正在使用 8.FDA 原理FDA可透过细胞膜并作为荧光素积蓄在活细胞内。 生理意义反映细胞膜完整性和细胞活力 9.PI（ 倍。 10.EB 11.DAPI 20 12.CalceinAM 原理Calcein-AM由于在Calcein(钙黄绿素)的基础上加强了疏水性，因此能够轻易穿透活细胞膜。当其进入到细胞质后，酯酶会将其水解为Calcein(钙黄绿素)留在细胞内,发出强绿色 荧光，且细胞毒性很低，适合用于活细胞染色。 生理意义检测细胞膜完整性 激发波长494nm发射波长517nm（绿色） 备注跟FDA功能类似，细胞毒性很低，可以长时间标记细胞，但价格比较贵 13.BCECF-AM(pH荧光探针) 原理BCECF-AM是一种可以穿透细胞膜的荧光染料，BCECF-AM没有荧光，进入细胞后被细胞内的酯酶水解成BCECF，从而被滞留在细胞内。BCECF在适当的pH值情况下可以被激发 形成绿色荧光。 生理意义检测细胞内pH
低噪声放大器设计指南
低噪声放大器设计指南 文件标识：基础知识 当前版本： 1.0 作者：刘明宇 日期：2006.12.2 审阅\修改： 修改日期： 文件存放： 版本历史 版本作者日期修改内容 盖受控章 除非加盖文件受控章，本文一经打印或复印即为非
1．低噪声放大器在通讯系统中的作用 随着通讯工业的飞速发展，人们对各种无线通讯工具的要求也越来越高，功率辐射小、作用距离远、覆盖范围大已成为各运营商乃至无线通讯设备制造商的普遍追求，这就对系统的接收灵敏度提出了更高的要求，我们知道，系统接收灵敏度的计算公式如下： S = -174+ NF+10㏒BW+S/N (1) min 由上式可见，在各种特定（带宽、解调S/N 已定）的无线通讯系统中，能有效提高灵敏度的关键因素就是降低接收机的噪声系数NF，而决定接收机的噪声系数的关键部件就是处于接收机最前端的低噪声放大器。 低噪声放大器的主要作用是放大天线从空中接收到的微弱信号，降低噪声干扰，以供系统解调出所需的信息数据，所以低噪声放大器的设计对整个接收机来说是至关重要的。 2． 低噪声放大器的主要技术指标： 2．1 噪声系数NF 噪声系数的定义为放大器输入信噪比与输出信噪比的比值，即： out out in in N S N S NF //= 对单级放大器而言，其噪声系数的计算为： 222min |1)||1(||4opt s opt s n R NF NF Γ?Γ?Γ?Γ+= 其中 F min 为晶体管最小噪声系数，是由放大器的管子本身决定的， Γopt 、Rn 和Γs分别为获得 F min 时的最佳源反射系数、晶体管等效噪声电阻、以及晶体管输入端的源反射系数。 对多级放大器而言，其噪声系数的计算为： NF=NF 1+(NF -1)/G 1+(NF 3-1)/G 1G + (4) 22其中NF n 为第n级放大器的噪声系数，G n 为第n级放大器的增益。 在某些噪声系数要求非常高的系统，由于噪声系数很小，用噪声系数表示很不方便，常常用噪声温度来表示，噪声温度与噪声系数的换算关系为： T e = T 0 ( NF – 1 ) （5） 其中T e 为放大器的噪声温度，T 0 =2900 K，NF为放大器的噪声系数。 NF(dB) = 10LgNF （6） 2． 2 放大器增益G： 放大器的增益定义为放大器输出功率与输入功率的比值： G=P out / P in （7） 从式（4）中可见，提高低噪声放大器的增益对降低整机的噪声系数非常有利，但低噪
射频中的回波损耗 反射系数 电压驻波比以及S参数的含义和关系
回波损耗，反射系数，电压驻波比,S11这几个参数在射频微波应用中经常会碰到,他们各自的含义如下: 回波损耗(Return Loss):入射功率/反射功率,为dB数值 反射系数(Г):反射电压/入射电压,为标量 电压驻波比(Voltage Standing Wave Ration):波腹电压/波节电压S参数:S12为反向传输系数，也就是隔离。S21为正向传输系数，也就是增益。S11为输入反射系数，也就是输入回波损耗，S22为输出反射系数，也就是输出回波损耗。 四者的关系： VSWR=(1+Г)/(1-Г)(1) S11=20lg(Г)(2) RL=-S11(3) 以上各参数的定义与测量都有一个前提，就是其它各端口都要匹配。这些参数的共同点：他们都是描述阻抗匹配好坏程度的参数。其中，S11实际上就是反射系数Г，只不过它特指一个网络1号端口的反射系数。反射系数描述的是入射电压和反射电压之间的比值，而回波损耗是从功率的角度来看待问题。而电压驻波的原始定义与传输
线有关，将两个网络连接在一起，虽然我们能计算出连接之后的电压驻波比的值，但实际上如果这里没有传输线，根本不会存在驻波。我们实际上可以认为电压驻波比实际上是反射系数的另一种表达方式，至于用哪一个参数来进行描述，取决于怎样方便，以及习惯如何。回波损耗、反射系数、电压驻波比以及S参数的物理意义:以二端口网络为例，如单根传输线，共有四个S参数：S11，S12，S21，S22，对于互易网络有S12＝S21，对于对称网络有S11＝S22，对于无耗网络，有S11*S11+S21*S21＝1，即网络不消耗任何能量，从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。在高速电路设计中用到:以二端口网络为例，如单根传输线，共有四个S 参数：S11，S12，S21，S22，对于互易网络有S12＝S21，对于对称网络有S11＝S22，对于无耗网络，有S11*S11+S21*S21＝1，即网络不消耗任何能量，从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。在高速电路设计中用到的微带线或带状线，都有参考平面，为不对称结构（但平行双导线就是对称结构），所以S11不等于S22，但满足互易条件，总是有S12＝S21。假设Port1为信号输入端口，Port2为信号输出端口，则我们关心的S参数有两个：S11和S21，S11表示回波损耗，也就是有多少能量被反射回源端（Port1）了，这个值越小越好，一般建议S11<0.1，即－20dB，S21
SNP检测方法汇总
现在SNP的常用检测方法主要有：Taqman法、质谱法、芯片法、测序法。Taqman法：准确性高，适合于大样本、少位点，价格比较贵；质谱法：准确性高，适合于大样本、多位点（能检测25个位点）；芯片法：准确性较低，适合于超多位点分析；测序法：非常准确，但是价格也非常的高，但是对于少样本、超多位点还是非常好的选择。 SNP检测方法汇总 分析SNP的方法有许多种，本文收集目前还在用的方法，按通量从高到低排列： 全基因组测序 这是最贵的方法，但也是看SNP最全的方法 大概一个人样本，花2万元 外显子组测序 外显子组测序，也可以得到较全面的SNP信息 大概一个人样本，花1.5万元 随着人全基因组测序的价格降到2万元左右，外显子组测序会很快退出市场 全基因组SNP芯片 原理，核酸杂交，荧光扫描
Illumina和Affymetrix都有很著名的全基因组SNP芯片，例如： Affymetrix: CytoScan，SNP 6.0， Illumina: 660，中华，450K等 SNP芯片，在2000~5000元每样本，还是比全基因组测序的2万元一个样本的价格要低质谱法 原理，精确测量PCR产物的分子量，就可以知道SNP位点上是A/C/G/T中的哪一个Sequenome MassArray法测中等通量的SNP位点是十分准确的 单个位点、单个样本的费用约2元人民币 无需预制芯片、预订荧光探针,只要合成常规的PCR引物就可以做实验了 如果测几十个点，到上百个点，是很方便的方法 SNPseq法 此方法为天昊公司所创，一次测几百个位点 原理： 用Goldgate法做出针对某些位点的多重PCR片段
轴心受压构件的稳定系数
附录B 轴心受压构件的稳定系数 B.0.1 轴心受压构件的稳定系数?应按下式计算： 2212ηλ?λ++= (B.0.1-1) 式中 η —— 构件的几何缺陷系数，应按下式计算： ()0λλαη-= (B.0.1-2) 对于T6类合金：0.22α=，00.15λ=； 对于非T6类合金：0.35α=，00.05λ=。 λ —— 相对长细比，应按下式计算： λ= (B.0.1-3) e A —— 有效毛截面面积（mm 2）； cr N —— 基于毛截面的欧拉临界力（N ） ，应按下式计算： 2 cr 20x x EI N l π= (B.0.1-4) 0x l —— 构件对截面主轴的计算长度（mm ） ； x I —— 构件毛截面对其主轴的惯性矩（mm 4）。 B.0.2 对于存在局部焊接的轴心受压构件，其局部焊接稳定系数haz ?应按下式计算： 2haz haz 2haz 12ηλ?λ++= (B.0.2-1) 式中 haz λ —— 局部焊接相对长细比，应按下式计算： haz λ (B.0.2-2) u,e A —— 有效焊接截面面积（mm 2 ）； cr N —— 基于毛截面的欧拉临界力（N ） ； u f —— 铝合金材料的极限抗拉强度最小值（N/mm 2）。 B.0.3 单轴对称截面的轴心受压构件，对非对称轴的相对长细比x λ仍应按式(B.0.1-3)计算（或局部焊接下,haz x λ按式(B.0.2-2)），但对对称轴应取计及扭转效应的下列换算相对长细比 y ωλ代替y λ（或局部焊接下 y λ代替,haz y λ）： y ωλ= ,haz y ωλ= (B.0.3-1) 式中 y N ω—— 基于毛截面的单轴对称截面弯扭屈曲临界力（N ），应按下式计算：
低噪声放大器
低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)广泛应用于射电天文、卫星接收、雷达通信等收信机灵敏度要求较高的领域，主要作用是放大所接收的微弱信号、降低噪声、使系统解调出所需的信息数据。而噪声系数(Noise Figure，NF)作为其一项重要的技术指标直接反映整个系统的灵敏度，所以LNA设计对整个系统的性能至关重要。 1 GPS接收机低噪声放大器的设计 设计的LNA主要指标为：工作频率为1 520～1 600 MHz；噪声系数NF
射频参数解析
盛年不重来，一日难再晨。及时宜自勉，岁月不待人。 射频参数 1.回波损耗 又称反射损耗，是电缆线路由于阻抗不匹配所产生的反射，是一对线自身的反射。 不匹配主要发生在连接器的地方，但也可能发生于电缆中特性阻抗发生变化的地方。 回波损耗是传输线端口的反射功率与入射波功率之比，以对数形式来表示，单位是dB，一般是负值，其绝对值可以成为反射损耗。 回波损耗= -10 lg [(反射功率)/(入射功率)] 2.反射系数 反射波和入射波电压之比 回波损耗= 20|lg(反射系数Γ)| 3.驻波比 全称电压驻波比，又名VSWR或SWR，英文Voltage Standing Wave Ratio的简写。指驻波波腹电压与波谷电压幅度之比，又称驻波系数、驻波比。驻波比为1时，表示馈线和天线的阻抗完全匹配，此时高频能量全部被天线辐射出去，没有能量的反射损耗；驻波比为无穷大时表示全反射，能量完全没有辐射出去。 驻波比会随着频率而改变 在入射波和反射波相位相同的地方，电压振幅相加为最大电压振幅Vmax ，形成波腹；在入射波和反射波相位相反的地方电压振幅相减为最小电压振幅Vmin ，形成波谷。 其它各点的振幅值则介于波腹与波谷之间。这种合成波称为行驻波。驻波比是驻波波腹处的电压幅值Vmax与波谷处的电压幅值Vmin之比 驻波比就是一个数值，用来表示天线和电波发射台是否匹配。如果SWR 的值等于
1，则表示发射传输给天线的电波没有任何反射，全部发射出去，这是最理想的情况。 如果SWR 值大于1，则表示有一部分电波被反射回来，最终变成热量，使得馈线升温 驻波比反射率： 1.00.00% 1.10.23% 1.20.83% 1.3 1.70% 1.5 4.00% 1.7 6.72% 1.88.16% 2.011.11% 2.518.37% 3.025.00% 4.036.00% 5.044.44% 7.056.25% 1066.94% 1576.56% 2081.86% 4.天线增益 天线增益是指：在输入功率相等的条件下，实际天线与理想的辐射单元在空间同一点处所产生的信号的功率密度之比。它定量地描述一个天线把输入功率集中辐射的程度。 增益与天线方向图有密切的关系，方向图主瓣越窄，副瓣越小，增益越高。天线增益是用来衡量天线朝一个特定方向收发信号的能力，它是选择基站天线最重要的参数之一。 一般来说，增益的提高主要依靠减小垂直面向辐射的波瓣宽度，而在水平面上保持全向的辐射性能。 表示天线增益的参数有dBd和dBi，dBi是相对于点源天线的增益，在各方向上的辐射是均匀的；dBd相对于对称阵子天线的增益dBi=dBd+2.15。相同条件下，增益越高，电波传播的距离越远
荧光定量pcr法原理汇总
我们前面比较详细地介绍了荧光染料法做定量PCR的有关技术和产品，显然，作为定量PCR的初期阶段的荧光染料法还是有局限性的，比如，由于染料不能区分特异性PCR产物和引物二聚体等非特异产物，也不能区分不同探针，所以检测的特异性始终不如后来出现的探针法；需要在PCR后进行熔链曲线分析；也不能做多重PCR检测（Multiplex）。 上个世纪90年代原美国Perkin Elmer( PE)公司开发出了Taqman荧光探针定量技术，将定量PCR带入了更广阔的应用空间。Taqman探针法的出现是定量PCR技术的重要里程碑，之后在此基础上发展出了杂交探针法，以及荧光引物法，是对探针法的不断改进和简化。如果希望全面掌握定量PCR技术的研究人员就不能错过这些定量检测技术。 要提到荧光探针或者荧光引物，有一个基础概念需要首先明确，那就是荧光共振能量转移(fluorescence resonance energy transfer, FRET)：一对合适的荧光物质可以构成一个能量供体 (donor) 和能量受体 (acceptor) 对, 其中供体的发射光谱与受体的吸收光谱重叠，当它们在空间上相互接近到一定距离(1—10 nm)时，激发供体而产生的荧光能量正好被附近的受体吸收，使得供体发射的荧光强度衰减，受体荧光分子的荧光强度增强。能量传递的效率和供体的发射光谱与受体的吸收光谱的重叠程度、供体与受体的跃迁偶极的相对取向、供体与受体之间的距离等有关。定量PCR所涉及的荧光探针和荧光引物的检测都这个FRET原理相关。 实时荧光PCR中另一个很重要的概念，即Ct值.C代表循环(Cycle)，T代表阈值(Threshold).Ct值是指每个反应管内的荧光信号到达设定的阈值时所经历的循环数.。一般取PCR反应的前15个循环的荧光信号作为荧光本底信号，荧光阈值的缺省设置是3-15个循环的荧光信号的标准偏差的10倍。研究表明，每个模板的Ct值与该模板的起始拷贝数的对数存在线性关系，起始拷贝数越多，Ct值越小。利用已知起始拷贝数的标准品可做出标准曲线.因此，只要获得未知样品的Ct值，即可从标准曲线上计算出该样品的起始拷贝数。 一：水解探针法 TaqMan技术
微波低噪声放大器的主要技术指标、作用及方案设计
微波低噪声放大器的主要技术指标、作用及方案设计 随着通讯工业的飞速发展，人们对各种无线通讯工具的要求也越来越高。功率辐射小、作用距离远、覆盖范围大已成为各运营商乃至无线通讯设备制造商的普遍追求，而这也同时对系统的接收灵敏度提出了更高的要求。 1微波低噪声放大器的作用 一般情况下，一个接收系统的接收灵敏度可由以下计算公式来表示： 由上式可见，在各种特定（带宽BW、解调S／N已定）的无线通讯系统中，能有效提高灵敏度的关键因素就是降低接收机的噪声系数NF，而决定接收机噪声系数的关键部件则是处于接收机 前端的低噪声放大器。 图1所示是接收机射频前端的原理框图。由图1可见，低噪声放大器的主要作用是放大天线从空中接收到的微弱信号，降低噪声干扰，以供系统解调出所需的信息数据，所以，低噪声放大器的设计对整个接收机来说是至关重要的。
2微波低噪声放大器的主要技术指标 2.1噪声系数 噪声系数的定义为放大器输入信噪比与输出信噪比的比值，即： 对单级放大器而言，其噪声系数的计算为： 其中Fmin为晶体管 噪声系数，是由放大器的管子本身决定的，Γopt、Rn和Γs分别为获得Fmin时的 源反射系数、晶体管等效噪声电阻以及晶体管输入端的源反射系数。 对多级放大器。其噪声系数的计算应为： 其中NFn为第n级放大器的噪声系数，Gn为第n级放大器的增益。 对噪声系数要求较高的系统，由于噪声系数很小，用噪声系数表示很不方便，故常用噪声温度来表示，噪声温度与噪声系数的换算关系为： 其中Te为放大器的噪声温度，T0=2900K，NF为放大器的噪声系数。 2.2放大器增益 放大器的增益定义为放大器输出功率与输入功率之比： G=Pout／Pin（7）
低噪声放大器指标
第1节低噪声放大器指标 低噪声放大器 低噪声放大器（LNA）是射频接收机前端的主要部分。 它主要有四个特点。 1）它位于接收机的最前端，这就要求它的噪声越小越好。为了抑制后面各级噪声对系统的影响，这要求有一定的增益，但为了不使后面的混频器过载，产生非线性失真，它的增益又不能过大。放大器在工作频段内应该是稳定的。 2）它所接收的信号是很微弱的，所以低噪声放大器必定是个小信号放大器。而且由于受传输路径的影响，信号的强弱又是变化的，在接收信号的同时又可能伴随着很多强信号的干扰，因此要求放大器有足够大的线性范围，而且增益最好是可以调节的。 3）低噪声放大器一般通过传输线直接和天线或者天线的滤波器相连，放大器的输入端必须和它们很好的匹配，以达到功率最大传输或者最小的噪声系数，并能保证滤波器的性能。 4）低噪声放大器应该具有一定的选频功能，抑制带外和镜像频率干扰，因此它一般是频带放大器。 低噪声放大器的所有指标都是互相牵连的，甚至是相互矛盾的。这些指标不仅取决于电路的结构，对集成电路来说，还取决于工艺技术。在设计中如何采用折衷的原则，兼顾各项指标，是很重要的。 1）低功耗 LNA是小信号放大器，必须给它设置一个静态偏置。而降低功耗的根本办法是采用低电源电压、低偏置电流，但伴随的结果是晶体管的跨导减小，从而引起晶体管及放大器的一系列指标的变化。 2）工作频率 放大器所能允许的工作频率和晶体管的特征频率Ft有关。减小偏置电流的结果会使晶体管的特征频率降低。在集成电路中，增大晶体管的面积会使极间电容增加，这也降低了特征频率。 3）噪声系数 任何一个线性网络的噪声系数可以表示为： （4.1）
射频参数解析
射频参数 1.回波损耗 又称反射损耗，是电缆线路由于阻抗不匹配所产生的反射，是一对线自身的反射。 不匹配主要发生在连接器的地方，但也可能发生于电缆中特性阻抗发生变化的地方。 回波损耗是传输线端口的反射功率与入射波功率之比，以对数形式来表示，单位是dB，一般是负值，其绝对值可以成为反射损耗。 回波损耗= -10 lg [(反射功率)/(入射功率)] 2.反射系数 反射波和入射波电压之比 回波损耗= 20|lg(反射系数Γ)| 3.驻波比 全称电压驻波比，又名VSWR或SWR，英文Voltage Standing Wave Ratio的简写。指驻波波腹电压与波谷电压幅度之比，又称驻波系数、驻波比。驻波比为1时，表示馈线和天线的阻抗完全匹配，此时高频能量全部被天线辐射出去，没有能量的反射损耗；驻波比为无穷大时表示全反射，能量完全没有辐射出去。 驻波比会随着频率而改变 在入射波和反射波相位相同的地方，电压振幅相加为最大电压振幅Vmax ，形成波腹；在入射波和反射波相位相反的地方电压振幅相减为最小电压振幅Vmin ，形成波谷。 其它各点的振幅值则介于波腹与波谷之间。这种合成波称为行驻波。驻波比是驻波波腹处的电压幅值Vmax与波谷处的电压幅值Vmin之比 驻波比就是一个数值，用来表示天线和电波发射台是否匹配。如果SWR 的值等于
1，则表示发射传输给天线的电波没有任何反射，全部发射出去，这是最理想的情况。 如果SWR 值大于1，则表示有一部分电波被反射回来，最终变成热量，使得馈线升温驻波比反射率： 1.00.00% 1.10.23% 1.20.83% 1.3 1.70% 1.5 4.00% 1.7 6.72% 1.88.16% 2.011.11% 2.518.37% 3.025.00% 4.036.00% 5.044.44% 7.056.25% 1066.94% 1576.56% 2081.86% 4.天线增益 天线增益是指：在输入功率相等的条件下，实际天线与理想的辐射单元在空间同一点处所产生的信号的功率密度之比。它定量地描述一个天线把输入功率集中辐射的程度。 增益与天线方向图有密切的关系，方向图主瓣越窄，副瓣越小，增益越高。天线增益是用来衡量天线朝一个特定方向收发信号的能力，它是选择基站天线最重要的参数之一。 一般来说，增益的提高主要依靠减小垂直面向辐射的波瓣宽度，而在水平面上保持全向的辐射性能。 表示天线增益的参数有dBd和dBi，dBi是相对于点源天线的增益，在各方向上的辐射是均匀的；dBd相对于对称阵子天线的增益dBi=dBd+2.15。相同条件下，增益越高，