复合左右手圆极化漏波天线的实现

复合左右手圆极化漏波天线的实现

郭远明

摘要：一个基于基片集成的复合左右手介质波导的圆极化的漏波天线在这里被研究了，在这个天线上一系列的交趾电容被引入到了回路中，它们是通过在波导的表面蚀刻一些细缝，以达到复合左右手的功能。两个对称的漏播传输线被平行的放置在一起，他们有着正交的极化方向，并且激励源的相位相差90度，以此来产生单一圆极化模式的波，这个天线的主波束方向可以通过改变频率来进行连续的控制，并且在主波束的辐射方向保持一个较低的前后比（低于3dB)，这个天线的辐射特性已经经过仿真和实际测量证实，他们与理论值有很好的吻合性。

关键词：圆极化复合左右手漏波天线介质完整波导

1，简介

标准和周期性结构的传输线型的漏波天线已经被深入的研究和广泛的应用，他们有着较宽的电压驻波比，频率扫描特性和尖锐的波束性。传统的漏波天线由于其扫描范围的限制，特别是他不能进行侧向扫描。最近，由于复合左右手材料在其左手区域支持后向波束传播，而被广泛的关注。因为符合左右手漏波天线能够提供连续的从侧向到轴向的扫描的能力，所以他被当做一种满意的辐射结构，各种基于不同理论的天线结构已经被提出和应用，它们大多数是产生一种能够进行频率扫描的线极化波，然而人们希望在信息传播中能够通过圆极化

波改善接收信号的质量，而在主波束的扫描过程中如何保持单一的圆极化波对我们来说是一个挑战。

在这篇文章中，提出了一个基于基片集成波导技术的复合左右手圆极化的漏波天线。基片集成波导提供的了一些好的性能，比如低剖面，低成本，高品质因数，很好的兼容性，在文献[3],[4]中，讨论了两个基于完整介质波导的漏波天线，前者是复合左右手类型的，后者是传统类型的。文章中的天线结构是两个对称放置在一起的基于完整波导的复合左右手漏波天线，它们的金属表面上刻有倾斜45度的手指状的插槽，这些细缝起着一系列电容的作用，与波导本身固有的电感为后向波束的传播提供必要的条件，一个半功率的方向耦合器也被设计用来给这个天线馈电，通过两个等幅相位相差九十度的激励源，给正交极化的行波结构馈电，就得到了圆极化波。它具有从侧向到轴向的扫描特性，并且它的圆极化特性已经通过了仿真和实际测量的检验。

2 推荐的结构和它的工作特性

本文提供的漏波结构如图1所示，图1（a)和图1（b)是基本单元，整个漏波天线的模型放置在如图1（c)所示的坐标系中。从图中可以看到，在基本单元的两侧有许多连接到金属底板的过孔，那些在金属表面的细槽与传播方向倾斜成45度角，两个对称的漏波传输线并排的放置在一起，他们中间有一段小的距离，这用来增强独立特性，它们如图1(b)和1（c)所示。

当它们的将激励源相位相差90度时，它们能够产生两个正交的线极化波，进而合成圆极化波，这个天线建立在Roger 5880上，它的厚度是1.27mm,相对介电常数是2.2，那些金属过孔的半径是0.8mm,两个过孔圆心的距离是1.5mm.

图2是图1（a）的等价电路，图1（a）的金属表面和接地板可以等效成具有串联电感和并联电容的两条传输线，那些金属过孔提供并联的电感，而那些交趾电容C1也被引入到这个模型之中，进而构成复合左右手结构，天线的左手特性来自电容C1和电感L1，那些指针状的电容，被旋转成45度，用以产生45度的线极化波，通过增加缝隙的宽度和细缝的长度。

图表3是图表1（a)所示结构单元的S参数仿真散布曲线，从图表中我们可以看到在频率等于8.25Gh时获得了一个平衡状态（没有驻波），我们需要注意的是，在大多数情况下，当天线没有处于平衡状态时，在左手区和右手区之间一个阻带，空气线也被绘制在图上，它将图表分成两部分：在线上方的辐射区（快播区）和在线下方的导波区（慢波区）。

3仿真

在前面部分已经对基于单个结构的单元进行了分析，这里首先将对具有十四个单元的单个辐射传输线的漏播特性进行研究，然后将对两个对称放置的能够产生圆极化的传输线进行整体的仿真和探究，所有的这些仿真都是基于HFSS软件。

图表4所示的是单个漏播传输线的S参数，它的结构插入在这个图表中，那十四个单元的尺寸大小与图表3中讨论的是一模一样，参数完全相同。一条逐渐变窄的传输线用来优化阻抗，使输入和输出端口的阻抗在较宽的频率范围内实现阻抗匹配，天线的左手区域和右手区域被过渡频率8.2Ghz分开，虽然我们可以从图表中看到天线的结构单元的分布曲线在左手区和右手区之间是无缝隙的，但是这个传输线并不是出于完全平衡状态。这是由于这个有限长的漏波传输线并不能给它的结构单元提供一个周期性的边界条件，图表五示出了基于基

片集成波导的传输线的仿真辐射模型，从中我们可以清晰的看到辐射波束可以全向扫描，由于等效的天线缝隙大小减小，天线的波束宽度在频率较低时反而更宽，我们也必须谨记天线的合成极化平面与缝隙的方向是一致的，它与x-z平面旋转45度的平面重合。

通过给两个具有正交极化方向的辐射线施加相差90度的激励源，来获得圆极化的波束。在设置仿真馈电端口时，端口1和端口4的信号具有幅度相同，相位相差90度的特点。图表6给出了仿真时天线在左手区，侧向区，右手区的增益特性，从表6（b)中可以看到这个天线在右手区是圆极化的，在8.2Ghz时交叉极化方向的幅度比主波束方向的幅度低20dB，一般来说，在实际中，右手区的增益要比左手区要高，这是由于随着频率的升高，天线的尺寸相对于波长来说是增加的。由于天线的反射很显著，我们可以想象它的侧向增益相对而言比较低。图表7给出了天线在不同频率时的轴比，很显然天线轴比低于3dB的区域也随着主波束进行扫描，在图7（a）中我们必须指出，天线的圆极化特性在低频端会出现恶化，这是由于两个辐射线间的耦合已经不能忽略所致。

4实验

为了能够产生两个具有相同幅度，相位相差90度的信号，对一个基于完整波导的3dB方向耦合器也进行了设计，具体方法见文献【5】，它们在Roger 5880的介质上运用标准的PCB程序进行实现，它的厚度是1.27mm。图表8给出了一张组件的照片。

通过连接构造的耦合器和之前介绍过的天线，我们就可以得到圆极化的天线，图表9给出了这个天线的测量S参数，我们可以看到在整个区域内反射系数（S11）都低于-11dB,它的隔离参数（S41)在8.2Ghz 附近达到最大值，在低于7.2Ghz时就变坏了，这是合理的，因为反射波从两条漏波传输线到达端口1时有180度的突变相位，而这刚好相互抵消。然而在端口4处，它们相位是同步的，因此两个波刚好重合，这是由于90度的方向耦合器所导致的，所以S41的形状与单个辐射线的反射是相似的。

我们已经在我们的高频中心测试了这副天线近场的辐射特性和轴比，图表10，给出了五个不同频率时的归一化辐射特性，不仅有主极化的辐射特性，而且还有交叉极化的辐射特性，图10（a)，(b），（c)分别证明了天线波束在后向，侧向，前向的扫描特性。下面是天线的实际测量方向特性：7.5Ghz时是10.45dB; 7.8Ghz时是10.71dB;

8.2Ghz时是11.52dB；10.71Ghz时是3.22dB，10Ghz时是14.556dB，在以上的频率点上的轴比如图11所示，我们可以看到在大多数情况下主波束辐射方向的的轴比要低于3dB。仿真和实际测量的轴比结果有些差异，这是由于带宽的限制和3dB耦合器不是理想的所导致的。另外，结构误差能够使两个漏波天线的性能改变，，进而影响轴比。

5结论

一个基于复合左右手的集成波导的圆极化的漏波天线已经被研究，它由一个3dB耦合器和两个具有正交极化方向的辐射传输线组成，这个天线通过我们低成本的PCB过程制造，它的工作特性已经如前所示，实际的测量结果和仿真的结果基本一致，这个天线具有低剖面，低成本，适合集成的优点，这个天线将在无线系统方面具有很好的应用前景。

圆极化微带天线设计

ＧＰＳ圆极化微带天线设计 1.1微带天线简介 微带天线是在一块厚度远小于工作波长的介质基片的一面敷以金属辐射片，一面全部敷以金属薄膜层做接地板而成。GPS天线通常使用平面天线和螺旋形天线。近年来微带天线由于具有重量轻，体积小，易于实现圆极化。而GPS功能在个人行动通讯设备特别是手机中的普及，更使得GPS天线的小型化研究成为十分热门的话题。 1.2GPS微带天线结构与原理 上图是一个简单的微带天线结构，由辐射元，介质层和参考地三部分组成。与天线性能相关的参数为辐射元的长度L,辐射元的宽度W，介质层的厚度h,介质的相对介质电常数εr ，介质的长度和宽度。 1.3辐射机理 理论上可以采用传输线模型来分析其性能，假设辐射贴片的长度近似的为半波长，宽度为w,介质基片厚度为h,工作波长为λ；我们可以将辐射贴片，介质基片和接地板视为一段长度为λ/2的低阻抗微带传输线，在传输线的两端断开形成开路。由于介质基片厚度h<<λ，故电路沿着h方向基本没有变化。最简单的情况可以假设电场沿着宽度w方向也没有变化。那么在只考虑主模激励（TM10模）的情况下辐射基本上可以认为是由辐射贴片开路的边缘引起的。在两开路的电场可以分解为相对于接地板的垂直分量和水平分量，由于辐射贴片长度约为半个波长，所以两垂直分量方向相反，水平分量方向相同。因此，两开路端的水平分量电场可以等效为无限大平面上同相激励的那个缝隙，缝隙的宽度为ΔL（近似等于基片厚度h），长度为w，等效缝隙相距为半波长，缝隙的电场沿着w方向均匀分布，电场方向垂直于w。 1.4微带天线贴片尺寸估算

设计高效率辐射的宽度w,2 1212-??? ??+=r f c w ε 式中C 为光速。 辐射贴片的长度一般为2e λ，这里的e λ是介质内的导波波长，即 e λ=e f c ε 考虑到边缘缩短效应后，实际的辐射单元长度L 应为 L=e f c ε-2ΔL 式中e ε是有效介电常数，ΔL 是等效辐射缝隙长度， 同轴线馈电点的位置，宽度方向上馈电点的位置一般在中心点，在长度方向上边缘处（x=±L/2）的输入阻抗最高。由以下的公式计算出输入阻抗为50欧姆的馈电点位置： ??? ? ??=re 1-12L 1L ξ 2ＨＦＳＳ设计环境概述 2.1模式驱动求解。 2.2建模操作。 模型原型：长方体，圆柱体，矩形面，圆面。 模型操作：相减操作。 2..3边界条件及激励： 边界条件：有限导体边界，辐射边界. 端口激励：集总端口激励。 2.4求解设置。 求解频率：１.６ＧＨｚ 扫频设置：快速扫描，频率范围：１～２ＧＨｚ 2..5Ｏｐｔｉｍｅｔｒｉｃｓ 参数扫描分析 优化设计 2.6数据后处理：Ｓ参数扫描曲线，３Ｄ辐射方向图。 3.1仿真模型

圆极化全向天线技术概要

https://www.wendangku.net/doc/4115029534.html, 圆极化全向天线技术 胥亚东，阮成礼 电子科技大学物理电子学院，成都（610054） E-mail： 摘要：圆极化全向天线由于其自身性能特点，在现代的无线应用中，越来越受到广泛的关注。本文主要归纳总结了圆极化全向天线的研究进展，探讨了圆极化全向天线的各种实现方法，及其中的各个关键问题，并讨论了各种方案具体设计方案、影响因素、过程原理，及其优劣性，在此基础上，对圆极化全向天线的研究发展趋势提出了展望。 关键词：圆极化天线，全向天线 中图分类号：TN820.1+1 1．引言 天线的极化作为天线性能的一个重要参数，是指在一个发射天线辐射时，其最大辐射方向上，随着时间变化电场矢量（端点）在空间描出的轨迹。天线的极化形式分为线极化，圆极化和椭圆极化三种。线极化和圆极化是椭圆极化的特例。圆极化又分为正交的左旋和右旋圆极化。椭圆极化波可分解为两个旋向相反的圆极化波[1]。 随着科学技术和社会的不断发展，对天线的性能要求也越来越高，在现代的无线应用系统中，普通的线极化天线已很难满足人们的需求，圆极化天线的应用越来越广泛，其主要特点主要体现在以下几个方面[2-4]：1.圆极化天线可接收任意极化的来波，且其辐射波也可由任意极化天线收到；2.圆极化天线具有旋向正交性；3.极化波入射到对称目标（如平面、球面等）时旋向逆转，不同旋向的电磁波具有较大数值的极化隔离。由于圆极化天线具有以上特点，因此，被广泛使用在通信、雷达、电子侦察与电子干扰等各个方面，研究圆极化天线具有巨大的社会效益、经济效益和军事效益。 任意圆极化波可分解为两个在空间、时间上均正交的等幅线极化波，由此得到实现圆极化天线的基本原理：即产生两个空间正交的线极化电场分量并使二者振幅相等（即简并模），相位差90°[5]。尽管圆极化天线形式各异，但产生机理万变不离其宗。反映在史密斯圆图中，两简并模的恰当分离对应阻抗曲线出现一个尖端（cusp）。圆极化天线的基本电参数是最大增益方向上的轴比，即任意极化波的极化椭圆长轴（2A）与短轴（2B）之比[6]： ?A?AR=20lgr=20lg?? ?B?

圆极化天线的研究与设计

圆极化天线的研究与设计 现代通信系统需要在复杂的环境和条件下实现稳定的通信,这对天线的稳定性和抗干扰性有很高的要求。圆极化天线具有很多独特性质,圆极化天线可以接受任意极化的电磁波从而避免极化损失,还可以抑制多径散射和多径干扰,同时可以避免产生法拉第旋转效应。 由于独特优势,圆极化天线系统具有良好的可靠性和稳定性,广泛应用于卫星,射频识别,雷达等领域。随着现代通信技术的迅速发展,对圆极化天线也提出了新的要求。 例如,在结构上要求天线小型化、易于集成以及结构简单等;在天线性能方面则要宽带宽、多频工作、全向性、高增益以及宽波束等。本论文对传统圆极化天线技术进行了回顾,系统的总结了各种圆极化技术的优点和缺点。 基于已有的圆极化的技术进行创新和改进,从而设计了几款性能出色的圆极化天线。论文围绕圆极化天线展开,设计了两个宽带圆极化天线,一个双频圆极化天线,一个圆极化聚焦阵列天线。 本文的主要创新点为:1.设计了两款宽带圆极化天线。其中第一款基于正交L型开口缝隙,通过在馈电线上增加调谐短截线,和在贴片上引入闭合正交缝隙,使圆极化带宽从大约23%增加到70%。 第二款基于微带单极子天线改进而来,改变单极子贴片的馈电位置和倾斜角度实现圆极化特性,并且采用圆弧化的处理达到宽带特性,实现了90%的宽带圆极化带宽。2.设计了一个双频工作的圆极化RFID阅读器天线,不仅有较宽的圆极化带宽,而且两个工作频点独立可调。 将两个不同长度的弯折正交缝隙巧妙的组织在一起,分别负责高频和低频的

圆极化辐射。三个射频开关控制两种工作模式的切换。 该天线结构紧凑,且完全覆盖了RFID的UHF通用频段和WLAN频段。3.设计了一个16单元的圆极化聚焦阵列,基于阵列和圆极化测试天线之间的传输效率最大化的原理来计算聚焦阵列的最优激励分布,能够同时达到很好的圆极化和聚焦性能。 对每一个阵列单元增加寄生贴片作为引向器,使单元的辐射波束向焦点方向倾斜,使电场聚焦增益提升了2.7 dB。

天线CAD大作业微带天线设计

天线CAD大作业 学院：电子工程学院 专业：电子信息工程

微带天线设计 一、设计要求： （1）工作频带1.1-1.2GHz ，带内增益≥4.0dBi ，VSWR ≤2:1。微波基板介电常数为r ε = 6，厚度H ≤5mm ，线极化。总结设计思路和过程，给出具体的天线结构参数和仿真结果，如VSWR 、方向图等。 （2）拓展要求：检索文献，学习并理解微带天线实现圆极化的方法，尝试将上述天线设计成左旋圆极化天线，并给出轴比计算结果。 二、设计步骤 计算天线几何尺寸 微带天线的基板介电常数为r ε= 6，厚度为 h=5mm,中心频率为 f=1.15GHz,s m /103c 8?=天线使用50Ω同轴线馈电，线极化，则 （1）辐射切片的宽度2 1 )2 1(2-+=r f c w ε=69.72mm （2）有效介电常数2 1)12 1(2 1 2 1 r e - +-+ += w h r εεε=5.33 （3）辐射缝隙的长度) 8.0/)(258.0() 264.0/)(3.0(h 412.0+-++=?h w e h w e L εε=2.20 （4）辐射切片的长度L e f c L ?-=22ε=52.10mm （5）同轴线馈电的位置L1 21 )121(21 2 1)(re -+-+ += L h r r L εεξ=5.20 )1 1(21re L L ξ-= =14.63mm 三、HFSS 设计 （1）微带天线建模概述 为了方便建模和后续的性能分析，在设计中定义一系列变量来表示微带天线的结构尺寸，变量的定义及天线的结构尺寸总结如下：

微带天线的HFSS设计模型如下： 立体图俯视图 模型的中心位于坐标原点，辐射切片的长度方向沿着x轴，宽度方向沿着y 轴。介质基片的大小是辐射切片的2倍，参考地和辐射切片使用理想导体来代替。对于馈电所用的50Ω同轴线，这用圆柱体模型来模拟。使用半径为0.6mm、坐标为（L1，0,0）；圆柱体顶部与辐射切片相接，底部与参考地相接，及其高度使用变量H表示；在与圆柱体相接的参考地面上需要挖一个半径为1.5mm的圆孔，作为信号输入输出端口，该端口的激励方式设置为集总端口激励，端口归一化阻抗为50Ω。模型建立好后，设置辐射边界条件。辐射边界表面距离辐射源通常需要大于1/4波长，1.15GHz时自由空间中1/4个波长约为65.22mm，用变量length 表示。 （2） HFSS设计环境概述 ＊求解类型：模式驱动求解。 ＊建模操作 ①模型原型：长方体、圆柱体、矩形面、圆面。 ②模型操作：相减操作 ＊边界条件和激励 ①边界条件：理想导体边界、辐射边界。 ②端口激励：集总端口激励。 ＊求解设置：

全向圆极化天线5

A Novel Broadband Omni-Directional Circularly Polarized Antenna for Mobile Communications Xulin Quan, RongLin Li School of Electronic and Information Engineering South China University of Technology Guangzhou 510641, China Email: ielinxu@https://www.wendangku.net/doc/4115029534.html,; lirl@https://www.wendangku.net/doc/4115029534.html, Manos M. Tentzeris School of Electrical and Computer Engineering Georgia Institute of Technology Atlanta, GA 30308, USA Email: emmanouil.tentzeris@https://www.wendangku.net/doc/4115029534.html, Abstract—This paper presents a new broadband omni-directional circularly polarized (CP) antenna for mobile communications operating nearby 2 GHz. The new omni-directional CP antenna consists of four broadband CP rectangular loops which are bent to form a hollow cylinder. A conducting cylinder is introduced inside the hollow cylinder to improve the CP performance. A broadband balun is developed to feed the CP antenna. This antenna has a compact cylindrical configuration with a diameter of 0.4?. The simulation shows that this antenna has a bandwidth of 30.8% (1.7 GHz-2.32 GHz) for return loss (RL) 10 dB and 36.1% (1.75 GHz-2.52 GHz) for average axial ratio (AR) 3 dB. Good agreement between simulated and measured results is achieved. Keywords-broadband antenna; circularly polarized antenna; omni-directional antenna; mobile communications I.I NTRODUCTION The use of circularly polarized (CP) antennas can enhance the signal reception in modern mobile communication systems. Omni-directional radiation patterns are desirable for some applications by reducing the number of cell sectors. A considerable number of designs have been studied recently for omni-directional CP antennas. For example, simple dipole arrays have been proposed in [1], [2]. The dipole array includes several tilted dipoles and can be considered as a combination of an electrical dipole and a magnetic dipole. When all dipoles are arranged and excited properly, an omni-directional CP antenna could be obtained. However, the design of this type of antenna always leads to a large size and narrow bandwidth. Several low-profile designs have been reported in [3], [4]. A patch antenna can produce vertically polarized wave while the arms around the patch produce horizontally polarized wave. When patch and arms are excited orthogonally, a CP wave can be excited. However, patch antennas usually have a narrow bandwidth. The design in [5] has a simple structure (an array of half-wavelength dipole), but leads to a large size (~4.7λ in diameter). The design described in [6] has the advantages of low-profile and simple structure. But the CP performance in the plane is parallel to the patches is poor. For all the antennas mentioned above, there is a narrow bandwidth which limits their practical applications. This paper presents a novel 3D broadband omni-directional CP antenna configuration for mobile communications?that consists of four broadband CP rectangular loop elements. The design for each individual broadband CP element can be found in [7]. A bandwidth of ~50% for the CP element has been achieved. The rectangular loop has a big aspect ratio, which can lead to a compact cylindrical size of the omni-directional CP antenna. A conducting cylinder and a broadband balun are introduced respectively to achieve simultaneously a good CP performance and impedance matching. The antenna structure will be described in section II and simulated and measured results will be presented in Section III. II.A NTENNA S TRUCTURE Fig. 1 shows the configuration of the proposed omni-directional CP antenna. The design includes four broadband CP rectangular loops printed on thin flexible dielectric substrate, which is rolled into a hollow cylinder for an omni-directional radiation pattern. The diameter of the hollow cylinder is 60 mm (0.4λ at 2 GHz), much thinner than the omni-direcational CP antenna (~4.7λ) presented in [5]. The configuration of each loop is displayed in Fig.1 (b). There are two small gaps on each primary loop to excite a travelling wave which leads to a CP wave [8]. A pair of parasitic loops (with a gap) is introduced inside the primary loop to enhance the bandwidth of the CP element. An inner conducting cylinder is introduced to improve the CP performance of the omni-directional CP antenna. Without inner conducting cylinder, each rectangular loop radiates a bidirectional pattern in the directions perpendicular to the loop plane with opposite CP senses. This feature results in a poor CP performance for the omni-directional CP antenna. To improve the CP performance, a conducting cylinder is added to the inside of the hollow cylinder. Foam is filled into the space between the hollow cylinder and the conducting cylinder to support the CP antenna. A gap is introduced at the middle of the conducting cylinder to leave a space (g1) for the feed structure. A broadband balun is designed to feed the omni-directional CP antenna. The configuration of the broadband balun is shown is Fig. 1(c). A line-slot transition is used to provide good impedance matching over a wide bandwidth. The proposed broadband balun makes use of the electromagnetic coupling between the microstrip line printed on one side of the substrate and the slot etched on the other side for a wide This work was supported by the National Nature Science Foundation of China (60871061), the GDSF (81510641010000085), the SRFDP (20080561), and the Oversea Distinguished Professor Program from the Ministry of Education of China.

HFSS天线设计实例

HFSS 天线设计实例这是一种采用同轴线馈电的圆极化微带天线 切角实现圆极化

设计目标!(具体参数可能不精确，望大家谅解)主要讲解HFSS操作步骤! GPS微带天线:介质板:厚度:2mm,介电常数:2.2,大小:100mm*100mm 工作频率:1.59GHz,圆极化(左旋还是右旋这里不讲了哈),天线辐射在上半平面覆盖! 50欧同轴线馈电, 1、计算参数 首先根据经验公式计算出天线的基本参数，便于下一步建立模型。 贴片单元长度、宽度（正方形贴片长宽相等）、馈电点位置，分离单元长度.下表是经HFSS分析后选择的一组参数： 2、建立模型 首先画出基板50mm*50mm*2mm 的基板 起名为substrate

介电常数设置为如图2.2的，可以调整color颜色和transparent透明度便于观察 按Ctrl+D可以快速的使模型全可见！按住Ctrl+Alt键，拖动鼠标可以使3D模型自由旋转 同理，我们画贴片： 1、在基板上画出边长65mm（假设用公式算出的是这么多）的正方形 2、起名为patch,颜色选绿色，透明度设为0。5 画切角是比较麻烦的 1、用画线条工具，画三线段，坐标分别是0.5.0, 5.0.0, 0.0.0 2、移动三角形，选中polyline1,选菜旦里edit\Arrange\move,先确定坐标原点或任一点为基准点，将

三角形移动到左上角和贴片边沿齐平。 3、复制三角形，选中polyline1,选菜单里edit\arrange\duplicate\around axis,相对坐标轴复制，角度换成180，然后在右下角就出现了相对称的另一个三角形。 4、从patch上切掉对角上的分离单元polyline1和polyline1_1: 选中patch、polyline1和polyline1_1，选菜单里3D modeler\Boolean\Subtract 把polyline1和polyline1_1从patch上切掉最后剩下 先在介质板底面画一个100mm*100mm的正方形作为导电地板。起名为ground 下面就是画馈源了：我们采用同轴线馈电，有两种建模方法： 1、在馈电点画一0.5mm的铜柱代表同轴线内导体，起名为feed 2、在介质板底面馈电点处画一1.5mm的圆，起名为port 3、复制port为port1,复制feed为feed1 4、复选port和feed1，执行菜单里3D Modeler\Boolean\Subtract，使port成为一个内径0.5mm外径1.5mm的圆环

2014圆极化微带天线技术_赵云

圆极化微带天线技术 赵云苏桦奚嘉舣崔博华 （电子科技大学微固学院四川成都 610000） 摘 要：圆极化微带天线由于良好的电磁性能，抑制雨雾干扰和抗多径反射的能力，被广泛应用在通信、雷达、电子对抗、电视广播等领域。简要论述圆极化的基本概念与实现条件，并介绍几种实现圆极化的方法。最后展望一下圆极化微带天线的发展趋势。 关键词：微带天线；圆极化 中图分类号：TN8 文献标识码：A 文章编号：1671－7597（2011）0120010－01 0 引言来实现，比如在贴片表面切角，在圆形表面开槽等等；在单馈法设计中的 难点是几何微扰的确定，即如何确定简并模分离元的大小、位置及恰当的微带天线由于具有剖面低、重量轻、体积小、易于共形和批量生产等 馈点，以激发两正交相位差90°的简并模。使用单馈法实现圆极化天线的优点，广泛应用于测量和通讯各个领域，而圆极化微带天线在当前的应用 优点是无需外加的相移网络和功率分配器，结构简单，成本低，易于小型更加广泛。圆极化微带天线在实际应用方面的主要优势有[1]：1）任意的 化，但是它的缺点是带宽窄，这是由其高Q值的谐振本性决定的。因此，极化电磁波均可分解为两个旋向相反的圆极化波，如对于线极化波来说， 扩展这种天线的圆极化带宽的关键在于减小品质因数Q值。 可以分解为两个反向等幅的圆极化波。因此，任意极化的电磁波均可被圆 2.2 多馈法实现圆极化。多馈法是由多个馈电点给微带天线馈电，由极化天线接收，而圆极化天线发射的电磁波则可被任意极化的天线接收 馈电网络保证实现圆极化工作条件，这种结构通常可以得到与阻抗带宽相到，故电子侦察和干扰中普遍采用圆极化天线；2）在通信、雷达的极化 当的圆极化带宽。多馈法一般分为双馈点和四馈点两种方式，其中双馈点分集工作和电子对抗等应用中广泛利用圆极化天线的旋向正交性；3）圆 方式利用功分器或电桥输出的两个幅度相等，相位相差90°的两支路对贴极化波入射到对称目标(如平面、球面等）时旋向逆转，所以圆极化天线 片馈电，激发两个正交工作模式，达到圆极化工作条件。四馈法的四个馈应用于移动通信、GPS等能抑制雨雾干扰和抗多径反射。因此，对于圆极 电点采用不同的相移进行相互补偿，从而可以提高阻抗带宽和圆极化带化微带天线的研究有着重大而深远的意义。 宽，抑制交叉极化，提高轴比性能。但是该两种结构馈电网络较复杂，成 1 圆极化的基本概念与实现条件 本较高，尺寸较大，不利于集成。多馈法设计的难点是馈电网络的精确设无线电波在空间传播时，其电场方向是按一定的规律而变化的，这种 计。多馈法馈电形式多种多样，通过微带功分器、3db电桥、T型分支等分现象称为无线电波的极化。天线的极化是指天线辐射电磁波的电场矢量的 路后，可以采用双微带线边沿馈电方式，也可以使用同轴馈电方式，还可取向，如果电波在传播过程中电场的方向是旋转的，就叫作椭圆极化波。 以采用L探针、容性探针与微带馈电网络组合的混合馈电方式。 旋转过程中，如果电场的幅度，即大小保持不变，我们就叫它为圆极化 2.3 多元法实现圆极化。多元法是使用多个线极化辐射元，调节不同波。向传播方向看去顺时针方向旋转的叫右旋圆极化波，反时针方向旋转 线极化元之间的位置和相位关系，最终合成圆极化波的方式，原理与多馈的叫做左旋圆极化波。右旋圆极化波要用具有右旋圆极化特性的天线来接 点法相似，只是将每一馈点都分别对一个线极化辐射元馈电，也称为同步收；而左旋圆极化波要用具有左旋圆极化特性的天线来接收。当来波的极 子阵列结构。其性能比圆极化元组阵要好很多，多元法最早是在文献中提化方向与接收天线的极化方向不一致时，在接收过程中通常都要产生极化 出并给出了详细的理论分析。多元法设计的关键如何合理安排单元天线位损失。 置，它具备多馈法的优点，且馈电网络较为简化，增益高，缺点是结构复两个频率相同的波其合成波要实现圆极化，则必须满足以下三个条件 杂，成本较高，尺寸大。 [2]： 2.4 微带行波线阵实现圆极化。微带圆极化天线的另一种实现方式是 1）在直角坐标系中，两个波的电场矢量在空间必须互相垂直， 行波线阵的方法[3]，其结构是将微带圆极化辐射元使用微带传输线馈 。 电，最后组成串馈行波阵，末端功率经过辐射衰减后，接一个吸收负载来2）两个波的电场矢量随时间变化的相位相差90度。 减小反射，因为线上近似传播行波，因此称为微带行波线阵，要改变天线 ，取正号为例则 ， 的极化旋向只需要将输入端和输出端调换一下即可。 3 发展趋势 3）两个波电场矢量其幅度必须相等， 。 微带天线实现圆极化的方法有很多，但是小型化，宽频带以及多功能综合以上三个条件在直角坐标系X-Y中： 是圆极化微带天线的发展方向，它将在雷达，无线定位系统，RFID（射频 此即为圆的参数方程。 识别）中得到更广泛的应用。 合成波的合成电场矢量 的幅值 ， 基金资助：国家高技术研究发展计划资助（2009AA03Z414）合成电场矢量 是随时间t以 角速率旋转的，其模 的大小不 参考文献： 变，这正解释圆极化波的形成。微带天线要获得圆极化波的关键是，激励 [1]薛睿峰、钟顺时，微带天线圆极化技术概述与进展[J].电波科学学起两个极化方向正交的、幅度相等的、相位相差90度的线极化波。 报，2002，17（4）：331-336. 2 微带天线圆极化实现方法 [2]张照炎，圆极化天线旋向的差错问题，中国空间科学技术（北京空间 微带天线实现圆极化主要分为两类，谐振式和行波式。谐振式又可分科技信息研究所，北京100086）. 为单馈法、多馈法和多元法（也称同步子阵列法），行波阵列法主要利用[3]林昌禄、宋锡明，圆极化天线，人民邮电出版社，1986. 行波传输在不连续处的辐射产生。下面将介绍微带天线实现圆极化工作的 四种谐振方法。作者简介： 2.1 单馈法实现圆极化。单馈法是基于空腔模型理论，利用简并模分赵云（1986-），男，辽宁省凌海市，电子科技大学微固学院在读硕士， 电子信息材料与元器件专业，研究方向：小型化宽频带微带天线。 离元产生两个正交极化的相位差90°的简并模工作，利用几何微扰的方法

右旋圆极化矩形微带天线设计

右旋圆极化矩形微带天线设计 一、引言 大多数情况下，矩形微带天线工作于线极化模式，但是通过采用特殊的馈电机制及对微带贴片的处理，它也可以工作于圆极化和椭圆极化模式。圆极化的关键是激励起两个极化方式相互正交的线极化波，当这两个模式的线极化波幅度相等，且相位相差90度时，就能得到圆极化的辐射。矩形微带天线获得圆极化特性的馈电方式有两种：一种是单点馈电，另一种是正交馈电。本文采用单点馈电。 我们知道，当同轴线的馈电点位于辐射贴片的对角线位置时，可以激发TM10和TM01两个模式，这两个模式的电场方向相互垂直。在设计中，我们让辐射贴片的长度L和宽度W相等，这样激发的TM10和TM01两个模式的频率相同，强度相等，而且两个模式的电场相位差为零。若辐射贴片的谐振长度为Lc，我们微调谐振长度略偏离谐振，即一边的长度为L1，另一边的长度为W1，且L1>W1，这样前者对应一个容抗Y1=G-jB，后者对应一个感抗Y2=G+jB，只要调整L1和W1的值，使得每一组的电抗分量等于阻抗的实数部分，及B=G，则两阻抗大小相等，相位分别为-45度和+45度，这样就满足了圆极化的条件，从而构成了圆极化的微带天线。其极化旋向取决于馈电点接入位置，当馈电点在如图1-1的A点时，产生右旋圆极化；当馈电点在图1-1的B 点时，产生左旋圆极化波。 图1-1 单馈点圆极化矩形微带天线结构 二、结构设计 设计微带天线的第一步是选择合适的介质基片，假设介质的介电常数为εr，对于工作频率为f的矩形微带天线，可以用如下的公式估算辐射贴片的宽度： 2 1 2 1 2 - + =) ε ( f c W r(1) 其中，c是光速。 辐射贴片的长度一把取为2 c λ， 其中 c λ是介质内的导波波长，考虑到边缘缩短效应后，实际的辐射贴片长度为： L f c L e ? - =2 2ε (2) 其中， e ε是有效介电常数，L?是等效辐射缝隙长度，它们可以分别用下式计算，即为：

双圆极化微带天线的设计_图文(精)

第25卷第2期2010年4月 电波科学学报 CHINESE JoURNAL oF RADIo SCIENCE V01.25,No.2 April,2010 文章编号1005—0388(201002一0393—05 双圆极化微带天线的设计 薛欣张福顺冯昕罡冯睿 (西安电子科技大学天线与微波技术国家重点实验室.陕西西安710071 摘要研究了小型化双圆极化微带天线的设计方法。重点讨论了实现双圆极化、宽波束宽度微带叠层天线小型化的实现方法,并利用仿真软件进行仿真分析,在此基础上研制了样件,对其电性能进行了测量,测量结果表明:此微带天线具有圆极化、宽波束宽度和小型化的特点。 关键词圆极化;宽波束宽度;小型化;微带天线 中图分类号TN821+.1文献标志码A 1.引言 微带天线的优点是体积小、重量轻、低剖面,其主要缺点是带宽很窄。一般工程中要使微带圆极化天线兼顾双圆极化、宽波束宽度和小型化的特点具有一定难度,在此工程背景上进行了研究,使天线能同时工作在两个离散的频率点,产生不同旋向的圆极化特性[1]。由于圆极化天线带宽很窄,加工时,尺寸稍有误差,便使得圆极化特性变差。采用双馈点馈电,增加天线的对称结构,改善了圆极化特性,最终利用经验公

式和仿真软件,设计了工作在两个不同频率点,不同旋向的圆极化天线,并采用高介电常数的介质板来减小天线尺寸,和展宽波束宽度[2喝]。 2.微带天线的设计 天线的设计要求为天线安装在边长为48mm,四周倒圆角的方形底座上,分别工作在L波段和S 波段,其电压驻波比VSwR≤2,轴比Axial Ratio≤2dB。工作频率L波段时产生左旋圆极化波,工作频率S波段时产生右旋圆极化波。 采用多层重叠的微带天线实现双频双圆极化特性,该优点是便于工程实现和加工。为了减小天线的尺寸和展宽辐射波束宽度,采用介电常数为9.8的陶瓷介质,厚度为2mm,工作频率在S波段的上层,工作频率在L波段的下层。高频天线工作的时候下层的天线充当了地板;当低频天线工作时,高频天线因为尺寸小,减小了对低频天线的影响。同时 收稿日期:2009一05—24 联系人:薛欣E-mail:xuxwindy@https://www.wendangku.net/doc/4115029534.html, 改变天线的形状,改善波束宽度范围内的圆极化特性。 如图1所示。圆极化方式采用双馈电点,两个馈电端口所辐射的TM们和TM。。模,在贴片辐射方向形成两个正交分量,相差,c/2,选择适当的激励频率,可以使两个模式同时被激励,从而得到一个圆极化辐射场,选择适当的相差,使得上层辐射右旋圆极化场,下层辐射左旋圆极化场。 (b侧视图 图1天线结构 2.1贴片的设计 设计贴片时,先根据正方形贴片天线的经典公

圆极化微带阵列天线的设计

圆极化微带阵列天线的设计 时间：2011-02-23 18:40:02 来源：电子科技作者：张明民鄢泽洪天线系统作为无线通信系统中的一个关键的部分，其特性的好坏直接影响着整个通信系统的工作性能。无论是在军事国防还是民用通信领域，对于天线单元及阵列的阻抗带宽、方向图、极化和增益特性都提出了更高的要求。在实际应用中，往往要求天线具有高增益、高功率、低旁瓣、波束扫描或波束控制等特性，采用某种形式的阵列天线则较容易获得这些特性，因此，阵列技术在实际中获得了广泛的应用。 1 微带天线的设计 本文设计的微带阵列天线的主要指标是：工作频率在2．4～2．5 GHz；天线极化方式为圆极化；天线增益>10 dBi；驻波<1．5；方向图E面波瓣宽度和面波瓣宽度>25°；尺寸约为400 mm×400 mm。 1．1 微带天线单元 天线单元采用双馈电点的正方形贴片的微带结构实现圆极化特性。同时，通过介质层(相对介电常数2．65)的厚度，可以实现天线单元工作带宽的展宽。 利用HFSS软件，获得天线单元的最终结构尺寸，其仿真模型，如图1所示。介质层高度为4／mm，辐射贴片边长35．25 mm，可根据正方形经典天线的设计公式L=0．5 λg-2△l得到。 1．2 天线单元馈电网络设计 根据天线双馈电点的特性设计天线的匹配网络。圆极化方式采用双馈电点，两个馈电端口所辐射的TM01模和TM10模，在贴片辐射方向形成来年各个正交分量，相差π／2，选择适当的激励频率，可以使两个模式同时被激励，从而得到一个圆极化辐射场，所以馈电网络采用Wilk-inson功分器，移相器采用普通微带传输线。利用微带传输线移相的特性，使功分器终端得到两个等幅，相位相差π／2的电场。