关于折叠式运放输入级电流和折叠级电流的分配

首先，我真是个大懒人！！不行，从现在开始要好好写博客了，以后争取每周都有新的东西发布。

其实关于模拟电路的设计，自己在eetop论坛上和大家也讨论了一些东西，只不过一直没有整理出来（自己真是太懒了），从这篇博客开始，分别会总结些关于运放设计的一些东西，由于笔者接触模拟集成电路没多久，经验还不是很多，希望大家能够批判性接收我博客里的知识。

关于模拟集成电路里，设计运放是最基本的工作，而折叠式共源共栅是常采用的结构（共源共栅结构输入共模范围太小，且单位反馈是动态范围很小，折叠式共源共栅结构可以提高输入共模范围，不过同时在折叠处会出现一个较小的极点；还有两者的优缺点比较可能还有很多地方没提到，就不详述了，如果有人能把两者的比较贴在回复处，将不胜感激）。

再设计运放时，设计各个管子尺寸的关键就在于确定流过管子的电流，再根据输出共模范围确定的各个管子的过阈电压，通过Mos管的特性方程就能得到管子的长宽比。具体的运放设计过程，不是此文叙述的重点，就大概表述到此。

对于普通的共源共栅结构：

图一

通过运放带宽的需求，就能确定的输入管的跨导gm，进而便可确定各路的电流了。

对于折叠式的运放，情况稍微复杂一些：

图二

为了，便于讲解，我们先只看一路（其实两路是完全对称的），由上图可知I5=I1+I3；那么I1和I3该如何分配呢？首先I1很好确定，由运放的带宽BW就能确定（同普通共源共栅结构），那么I3该取大于I1还是小于I1呢？这个就得具体情况具体分析，由你的的设计需求而定了：

一，当在高速应用中，需要大的摆率SR及高的带宽BW，那么此时I3应该取得较大，对于摆率SR自然不用说，电流越大充电速度越快；那么带宽BW又是受什么限制呢？上文提到过折叠式共源共栅结构有个很大的缺点，就是在折叠处（图二的X处，暂时只分析一路，两路其实完全对称，再次强调）引入了一个较小的极点，也就是这个运放的次主极点p2，为了保证运放稳定，那么次主极点离主极点越远越好（只是出于稳定性的考虑），那么就要求p2越大越好，那么p2到底有什么决定呢？通过推导传递公式我们可知：p2=gm3/Cx，gm3是M3管的跨导，Cx是X点处的电容；Cx确定好尺寸后一般就确定了，但是在相同的尺寸下，流过M3的电流越大则M3的跨导越大，也即p2也就越大，因此主极点也就可以越大。

二，如果不是在高速应用中，并不需要很大的摆率和带宽，为了提高电流利用率，也即I3的电流足够保证应用所需的SR及保证使运放稳定就行了，那么此时I3取得较小；I3取得小还有一个好处就是可以提高直流增益DC Gain。这是因为当I3减小后折叠级的各管的输出电阻增大（饱和区的MOS管输出电阻反比与漏电流，因为小电流是沟道长度调制效应更小）。

以上就是关于折叠式运放输入级和折叠级电流确定的方式，由于笔者水平有限，只是简单总结梳理了一下，里面可能还有很多要点并未提到或是很多错误之处，还望读者能够批判指出。

下次博文将介绍一下关于buffer的输出级电流确定，敬请期待吧。https://www.wendangku.net/doc/428153800.html,/s/blog_450b27000100yuhc.html

电流反馈运放电路设计

电流反馈运放电路设计 电流反馈放大器不受基本增益带宽积的限制，随着信号幅度的增加，带宽的损失非常小。因为可以在最小失真的条件下对大信号进行调节，这些放大器在非常高的频率下通常都具有优异的线性度。而电压反馈放大器的带宽随着增益的增加降低，电流反馈放大器在很宽的增益范围上维持其大部分带宽不变。 正因为如此，准确地说，电流反馈运放没有增益带宽积的限制。当然，电流反馈运放也不是无限快，其压摆率(Slew Rate)不受内部偏置电流的限制，但受三极管本身的速度限制。对给定的偏置电流，这就容许不用通常可能影响稳定性的正反馈或其方法来获得较大的压摆率。 那么如何构建这些电路呢？电流反馈运放具有一个与差分对相对的输入缓冲器，该输入缓冲器大多数情况下常常是射极跟随器或其它非常类似的电路。正相输入端具有高阻抗，而缓冲器的输出，即放大器的反相输入具有低阻抗。相比之下，电压反馈放大器的输入都是高阻。 电流反馈运放的输出是电压，并且它与流出或流入运放的反相输入端的电流有关，这由称为互阻抗(transimpedance)的复杂函数Z(s)来表示(图1)。在直流时，互阻抗是一个非常大的数，并且像电压反馈运放一样，它随着频率的增加具有单极点滚降特性。 电流反馈运放灵活性的关键之一是具有可调节的带宽和可调节的稳定性。因为反馈电阻的数值实际上改变放大器的交流环路的动态特性，所以能够影响带宽和稳定性两个方面。加之具有非常高的压摆率和基于反馈电阻的可调节带宽，你可以获得与器件的小信号带宽非常接近的大信号带宽。在甚至更好的情况下，该带宽在很宽的增益范围内大部分都维持不变。而因为具有固有的线性度，你也可以在高频大信号时获得较低的失真。 如何发现最佳的反馈电阻R F 由于放大器的交流特性部分地取决于反馈电阻，这就让我们能够针对每一个特定的应用“量身定制”放大器。降低反馈电阻的数值将提升环路增益。为了保持稳定性和最大的带宽，在低增益时，反馈电阻要设置为较高的数值；随着增益的上升，环路增益自然降低。如果需要高的增益，可以利用较小的反馈电阻来部分地恢复环路增益。 图1：具有Z(s)和反馈电阻的电路示意图

运放差分放大电路

差分放大电路 一. 实验目的: 1． 掌握差分放大电路的基本概念； 2． 了解零漂差生的原理与抑制零漂的方法； 3． 掌握差分放大电路的基本测试方法。 二. 实验原理: 1. 由运放构成的高阻抗差分放大电路 图为高输入阻抗差分放大器,应用十分广泛.从仪器测量放大器,到特种测量放大器,几乎都能见到其踪迹。 从图中可以看到A1、A2两个同相运放电路构成输入级，在与差分放大器A3串联组成三运放差分防大电路。电路中有关电阻保持严格对称,具有以下几个优点: (1)A1和A2提高了差模信号与共模信号之比,即提高了信噪比; (2)在保证有关电阻严格对称的条件下,各电阻阻值的误差对该电路的共模抑制比K CMRR 没有影响; (3)电路对共模信号几乎没有放大作用,共模电压增益接近零。 因为电路中R1=R2、 R3=R4、 R5=R6 ，故可导出两级差模总增益为： 3 5P 1p i2i1o vd R R R 2R R u u u A ???? ??+-=-= 通常，第一级增益要尽量高，第二级增益一般为1~2倍，这里第一级选择100倍，第二级为1倍。则取R3=R4=R5=R6=10K Ω,要求匹配性好，一般用金属膜精密电阻，阻值可在10K Ω~几百K Ω间选择。则 A vd =(R P +2R 1)/R P 先定R P ，通常在1K Ω~10K Ω内，这里取R P ＝1K Ω，则可由上式求得R 1=99R P /2=49.5K Ω 取标称值51K Ω。通常R S1和R S2不要超过R P /2，这里选R S1＝ R S2＝510，用于保护运放输入级。 A1和A2应选用低温飘、高K CMRR 的运放，性能一致性要好。 三. 实验内容 1． 搭接电路 2． 静态调试

电流反馈放大器

Current Feedback Amplifiers National Semiconductor Corporation 电流反馈放大器 美国国家半导体公司

Current Feedback Amplifiers 声明： 本文为中国电子网社区https://www.wendangku.net/doc/428153800.html,网友NE5532翻译，在翻译中得到了中国电子网和广大社区网友的帮助，在这里一并致谢。 本文仅供大家学习参考，并不得用于商业目的。 欲索取国家半导体公司的原版资料，请查询国家半导体网站https://www.wendangku.net/doc/428153800.html,模拟技术大学栏目。 西南科技大学（SWUST） 江海波（NE5532） 2004-7

电流反馈放大器 1. The Conventional OP Amp (6) 2. Gain Bandwidth Tradeoff (10) 3. Slew-Rate Limiting (13) 4. The Current-Feedback Amplifier (16) 5. No Gain-Bandwidth Tradeoff (22) 6. Absence of Slew-Rate Limiting (25) 7. Second-Order Effects (27) 8. CF Applications Considerations (32) 9. CF Integrators (34) 10. Stray Input-Capacitance Compensation (36) 11. 译注： (37)

Current Feedback Amplifiers In their effort to approximate the ideal OP amp, manufacturers must not only maximize the open-loop gain and minimize input-referred errors such as offset voltage, bias current, and noise, but must also ensure adequate band-width and settling-time characteristics. Amplifier dynamics are particularly important in applications like high-speed DAC buffers, subranging ADCs, S/H circuits, ATE pin drivers, and video and IF drivers (Reference 1) Being basically voltage-processing devices, OP amps subject to the speed limitations inherent to voltage-mode operation, stemming primarily from the stray capacitances of nodes and the cutoff frequencies of transistors. Particularly severe is the effect of the stray capacitances between the input and output nodes of high-gain inverting stages because of the Miller effect which multiplies the stray capacitance by the voltage gain of the stage. On the other hand, it has long been recognized that current manipulation is inherently faster than voltage manipulation. The effect of stray inductances in a circuit is usually less severe than that of its stray capacitances, and BJTs can switch currents much more rapidly than voltages. These technological reasons form the basis of emitter-coupled logic, bipolar DACs, current conveyors, and the high-speed amplifier topology know as current-feedback (Reference 2) For true current-mode operation, all nodes in the circuit should ideally be kept at fixed voltages to avoid the slow-down effect by their stray capacitances. However, since the output of the amplifier must be a voltage, some form of high-speed voltage-mode operation must also be provided at some point. This is achieved by employing gain configurations that are inherently immune from the Miller effect, such as the common-collector and the cascode configurations, and by driving the nodes with push-pull stages to rapidly charge/discharge their stray capacitances. To ensure symmetric rise and fall times, the NPN and PNP transistors must have comparable characteristics in terns of cutoff frequency . Traditionally, monolithics PNP’s have been plagued by much poorer performance characteristics than their NPN counterparts. However, the recent development of truly complementary high-speed processes makes it possible to achieve monolithics speeds that were hitherto available only in hybrid form. t f The advantages of the current-feedback topology are best appreciated by comparing it against that of the conventional OP amp (Reference 3, Reference 4).

运放差分放大电路原理

Differens Amplifier 差分放大电路 一. 实验目的： 1. 掌握差分放大电路的基本概念； 2. 了解零漂差生的原理与抑制零漂的方法； 3. 掌握差分放大电路的基本测试方法。 二. 实验原理： 1. 由运放构成的高阻抗差分放大电路 图为高输入阻抗差分放大器，应用十分广泛.从仪器测量放大器，到特种测量放大器，几乎都 能见到其踪迹。 nz R4 R2 R T V I R1//R2 = R3//R4 For mini mum offset error due to input bias current TL/H/7057-3

从图中可以看到 A1、A2两个同相运放电路构成输入级， 在与差分放大器 A3串联组成三运放差分 防大电路。电路中有关电阻保持严格对称 ，具有以下几个优点： (1) A1和A2提高了差模信号与共模信号之比 ，即提高了信噪 比； (2) 在保证有关电阻严格对称的条件下 ，各电阻阻 值的误差对该电路的共模抑制比 K CMRR 没有 影响； (3) 电路对共模信号几乎没有放大作用 ，共模电压增益接近零。 因为电路中 R1=R2、R3=R4、R5=R6，故可导岀两级差模总增益为： 通常，第一级增益要尽量高，第二级增益一般为 1~2倍，这里第一级选择 100倍，第二级为1 倍。则取 R3=R4=R5=R6=10Q ,要求匹配性好，一般用金属膜精密电阻，阻值可在 10KQ ?几百K Q 间选择。贝9 Ad =(R p +2Ri)/R P 先定 通常在1KQ ?10KQ 内，这里取 R== 1KQ ，则可由上式求得 R 1=99R/2=49.5K Q 取标称值51KQ 。通常R S 1和R S 2不要超过F P /2，这里选Rs 1= R S 2= 510，用于保护运放输入级。 A1和A2应选用低温飘、高 K CMR 的运放，性能一致性要好。 三. 实验内容 1. 搭接电路 2. 静态调试 vd U o U il U i2 R p 2R I R 5 R P R 3 A1

电压反馈放大器与电流反馈放大器的区别

1.电压反馈放大器与电流反馈放大器的区别： 1.带宽VS增益 电压反馈型放大器的-3DB带宽由R1、Rf和跨导gm共同决定，这就是所谓的增益帯宽积的概念，增益增大，带宽成比例下降。同时运放的稳定性有输入阻抗R1和反馈阻抗Rf共同决定。而对于电流反馈型运放，它的增益和带宽是相互独立的，其-3DB带宽仅由Rf决定，可以通过设定Rf得到不同的带宽。再设定R1得到不同的增益。同时，其稳定性也仅受Rf影响。 2.反馈电阻的取值 电流型运放的反馈电阻应根据数据手册在一个特定的范围内选取，而电压反馈型的反馈电阻的选取就相对而言宽松许多。需要注意的是电容的阻抗随着频率的升高而降低，因而在电流反馈放大器的反馈回路中应谨慎使用纯电容性回路，一些在电压反馈型放大器中应用广泛的电路在电流反馈型放大器中可能导致振荡。比如在电压反馈型放大器我们常会在反馈电阻Rf上并联一个电容Cf来限制运放的带宽从而减少运放的带宽噪声（Cf也常常可以帮助电压反馈型放大器稳定），这些如果运用到电流反馈放大器上，则十有八九会使你的电路振荡。 3.压摆率 当信号较大时，压摆率常常比带宽更占据主导地位，比如同样用单位增益为280MHZ的放大器来缓冲10MHZ，5V的信号，电流反馈放大器能轻松完成，而电压反馈放大器的输出将呈现三角波，这是压

摆率不足的典型表现。通常来说，电压反馈放大器的压摆率在500V每us,而电流反馈放大器拥有数千V每us. 4.如何选择两类芯片 a,在低速精密信号处理中，基本看不到电流反馈放大器的身影，因为其直流精度远不如精密电压反馈放大器。 b.在高速信号处理中，应考虑设计中所需要的压摆率和增益帯宽积；一般而言，电压反馈放大器在10MHZ以下，低增益和小信号条件下会拥有更好的直流精度和失真性能；而电流反馈放大器在10MHZ以上，高增益和大信号调理中表现出更好的带宽和失真度。当下面两种情况出现一种时，你就需要考虑一下选择电流反馈放大器：1，噪声增益大于4；2，信号频率大于10MHZ。 编辑本段2.应用时需要注意的问 1、电流反馈型放大器不能用做积分器 2、电流反馈型放大器在反馈电阻两端不能用并联电容的方法消除振荡 3、电流反馈型放大器的输出和反向输入端不能跨接电容 4、电流型反馈放大器的反馈误差量是运放负管脚的电流值，Vout=Zt×In 5、电流型反馈放大器的反馈电阻不能选择过大的值 6、电流型反馈放大器的反馈阻值会影响放大的稳定性和带宽 7、电流型反馈放大器不能用作电压跟随器的接法 8、电流型反馈放大器的压摆率比较高 9、电流型反馈放大器无增益带宽积这一个参数10、电流型反馈放大器的增益和闭环带宽可以分别的设置11、反馈电阻有一个最佳值，既可以保证最大带宽，也可以保证稳定的放大的不振荡。

运放差分放大电路原理知识介绍

运放差分放大电路原理 知识介绍 文件管理序列号：[K8UY-K9IO69-O6M243-OL889-F88688]

差分放大电路 （1）对共模信号的抑制作用 差分放大电路如图所示。 特点：左右电路完全对称。 原理：温度变化时，两集电极电流增量相等，即C2C1I I ?=?，使集电极电压变化量相等，CQ2CQ1V V ?=?，则输出电压变化量 0C2C1O =?-?=?V V V ，电路有效地抑制了零点漂移。若电源电压升高时，仍有0C2C1O =?-?=?V V V ，因此，该电路能有效抑制零漂。 共模信号：大小相等，极性相同的输入信号称为共模信号。 共模输入：输入共模信号的输入方式称为共模输入。 （2）对差模信号的放大作用 基本差分放大电路如图。 差模信号：大小相等，极性相反的信号称为差模信号。 差模输入：输入差模信号的输入方式称为差模输入。 在图中， I 2I 1I 2 1 v v v = -=， 放大器双端输出电压 o v ??I v I v I v C2C1)2 1(2 1v A v A v A v v =--=- 差分放大电路的电压放大倍数为 可见它的放大倍数与单级放大电路相同。 （3）共模抑制比 共模抑制比CMR K ：差模放大倍数d v A 与共模放大倍数c v A 的比值称为共模抑制比。

缺点：第一，要做到电路完全对称是十分困难的。第二，若需要单端输出，输出端的零点漂移仍能存在，因而该电路抑制零漂的优点就荡然无存了。 改进电路如图（b）所示。在两管发射极接入稳流电阻 R。使其即有高的 e 差模放大 倍数，又保持了对共模信号或零漂强抑制能力的优点。 在实际电路中，一般都采用正负两个电源供电，如图所示（c）所示。 差分放大电路 一. 实验目的: 1．掌握差分放大电路的基本概念； 2．了解零漂差生的原理与抑制零漂的方法； 3．掌握差分放大电路的基本测试方法。 二. 实验原理: 1.由运放构成的高阻抗差分放大电路 图为高输入阻抗差分放大器,应用十分广泛.从仪器测量放大器,到特种测量放大器,几乎都能见到其踪迹。 从图中可以看到A1、A2两个同相运放电路构成输入级，在与差分放大器A3串联组成三运放差分防大电路。电路中有关电阻保持严格对称,具有以下几个优点:

运放反馈电容的作用

■ 在相同工艺和功耗下，电流反馈型运放比电压反馈型运放的FPBW 更 高、失真更小 ■ 电流反馈型运放的反向输入阻抗低、同相输入阻抗高 ■ 电流反馈型运放的闭环带宽仅由内部主导极点电容C p 和外部反馈电阻 R 2决定，而与增益设置电阻R 1无关 图1.17 电流反馈型运放的特性总结 1.4 运放反馈电容的作用 在这里，需要给出噪声增益的定义。噪声增益是一个统计量，与运放的输入终端相连的小振幅噪声电压源经过放大电路后，在输出端测量得到的放大程度即为噪声增益。运放的输入电压噪声就是通过这种方式建模的。另外，需要注意的是直流噪声增益也可以用于将输入电压偏移（或者运放的其他输入误差源）反映到输出端。 噪声增益不同于信号增益。如图1.18所示，给出了反向和同相模式下的噪声增益和信号增益原理及对比。可以发现，在同相模式下，噪声增益等于信号增益；然而，在反向模式下，噪声增益不变，但是信号增益是–R 2/R 1。在此结构中，电阻作为反馈器件，可以对网络产生反作用。 信号增益211R R =+ 信号增益21R R ?= 噪声增益211R R =+ 噪声增益211R R =+ 对于VFB 运放：闭环BW= u CL f f G = 图1.18 反相和同相模式下的噪声增益和信号增益比较 如图1.19所示是噪声增益的另外两种结构图，在这种结构模式中，通过在运放的输入端增加一个电阻R 3，使得噪声的增益能够与信号增益相独立，即在信号增益发生变化的时候，噪声增益可以保持不变。一般互补运放在低噪声增益情况下不稳定，而通过采用这种技术结构后，可以起到稳定互补运放的作用，但是，此项技术也会使得对输入噪声和偏移电压的敏感性相应地增加。 单位增益带宽频率 噪声增益

运放差分放大电路原理知识介绍

差分放大电路 （1）对共模信号的抑制作用 差分放大电路如图所示。 特点：左右电路完全对称。 原理：温度变化时，两集电极电流增量相等，即C2C1I I ?=?，使集电极电压变化量相等，CQ2CQ1V V ?=?，则输出电压变化量0C2C1O =?-?=?V V V ，电路有效地抑制了零点漂移。若电源电压升高时，仍有0C2C1O =?-?=?V V V ，因此，该电路能有效抑制零漂。 共模信号：大小相等，极性相同的输入信号称为共模信号。 共模输入：输入共模信号的输入方式称为共模输入。 （2）对差模信号的放大作用 基本差分放大电路如图。 差模信号：大小相等，极性相反的信号称为差模信号。 差模输入：输入差模信号的输入方式称为差模输入。 在图中， I 2I 1I 21 v v v =-=， =-=C2 1C v v I 2 1 v A v 放大器双端输出电压 o v = I v I v I v C2C1)2 1(2 1v A v A v A v v =--=- 差分放大电路的电压放大倍数为 be c I I I O v d r R A v v A v v A V v β-==== 可见它的放大倍数与单级放大电路相同。 （3）共模抑制比 共模抑制比CMR K ：差模放大倍数d v A 与共模放大倍数c v A 的比值称为共模抑制比。 c d CMR v v A A K = 缺点：第一，要做到电路完全对称是十分困难的。第二，若需要单端输出，输出端的零点漂移仍能存在，因而该电路抑制零漂的优点就荡然无存了。 改进电路如图（b ）所示。在两管发射极接入稳流电阻e R 。使其即有高的差模

电流反馈型运放

电流反馈型运放 刚开始使用电流反馈型运放时，总会从资料上看到这样的信息：电流反 馈型运放直流特性不好，适合放大高频的交流信号；带宽不因频率增加而减小，也就是没有增益带宽积的概念；再深一点，CFB运放的反馈电阻需为恒定的值。为了弄清楚这些问题，我看过很多英文应用手册。但看完之后，总觉得云里雾里，不知所云。终有一天，认真推导了电流反馈运放传递函数后恍然大悟，从 理论上明白了电流反馈运放的原理。现在整理总结一下我的学习过程，希望对 大家有用。 我们开始研究电流反馈型CFB运放就从下面这个原理框图开始。 首先，CFB运放的输入端不是电压反馈型放大电路的差分输入端，而 是一个从V+到V-输入端的一个增益为的跟随电路，这个增益非常接近于1，实际约为0.996或更高的值，但肯定小于1.00。（如下图所示 的CFB与VFB输入级的对比）这个跟随输入极有一个输出电阻Ri,理 论上这个电阻应该等于0，但实际上为几欧到几十欧的水平。用于反 馈的误差电流信号就从Ri上流过从V-端口流出或流入。关于CFB运 放的输入级以后会专门拿出一小节来分析，且耐心等待。这里只要理

解为电流反馈运放的输入级是一个从V+至V-的跟随器就好了。 (a)VFB运放输入级 (b)CFB运放输入级 误差电流通过镜像到第二级的增益阻抗Z(s)上形成电压。注意，CFB 运放的第二级不是电压增益G，而是互阻增益Z(s)。这是因为运放的输出是电压，而误差信号是个电流，只有通过互阻抗来实现I－V变换。 Rg和Rf是用于设定增益的反馈网络电阻。与VFB运放很相似，很好理解。 ?上一小节从CFB运放的原理框图解释了CFB的内部原理。这一小节我们就来用简单的数学公式推导一下CFB运放的传递函数，从而揭示为什么CFB运放为什么需要固定反馈电阻的值。 还是看着下面的图，请拿出笔来纸来，如果想真正搞明白电流反馈运放的传递函数公式，明白的像电压反馈运放那样的话，一定拿出笔来，一步一步的推导。

运放的失调电流与失调电压

运放的失调电流与失调电压 先来介绍下失调电流与电压 如果运放两个输入端上的电压均为0V，则输出端电压也应该等于0V。但事实上，输出端总有一些电压，该电压称为失调电压VOS。如果将输出端的失调电压除以电路的噪声增益，得到结果称为输入失调电压或输入参考失调电压。这个特性在数据表中通常以VOS给出。VOS被等效成一个与运放反相输入端串联的电压源。必须对放大器的两个输入端施加差分电压，以产生0V输出。 VOS随着温度的变化而改变，这种现象称为漂移，漂移的大小随时间而变化。漂移的温度系数TCVOS通常会在数据表中给出，但一些运放数据表仅提供可保证器件在工作温度范围内安全工作的第二大或者最大的VOS。这种规范的可信度稍差，因为TCVOS可能是不恒定 的，或者是非单调变化的。 VOS漂移或者老化通常以mV/月或者mV/1,000小时来定义。但这个非线性函数与器件已使 用时间的平方根成正比。例如，老化速度1mV/1,000小时可转化为大约3mV/年，而不是9mV/ 年。老化速度并不总是在数据表中给出，即便是高精度运放。 理想运放的输入阻抗无穷大，因此不会有电流流入输入端。但是，在输入级中使用双极结晶体管(BJT)的真实运放需要一些工作电流，该电流称为偏置电流(IB)。通常有两个偏置电流：IB+和IB-，它们分别流入两个输入端。IB值的范围很大，特殊类型运放的偏置电流低至60fA(大约每3μs通过一个电子)，而一些高速运放的偏置电流可高达几十mA。 单片运放的制造工艺趋于使电压反馈运放的两个偏置电流相等，但不能保证两个偏置电流相等。在电流反馈运放中，输入端的不对称特性意味着两个偏置电流几乎总是不相等的。这两个偏置电流之差为输入失调电流IOS，通常情况下IOS很小。

电流反馈运放的一些问题

电流反馈运放大器工作原理的问题 问：与普通运放相比，我不太明白电流反馈运放如何工作?我听说电流反馈运放带宽恒定，不随增益变化而改变，那是怎么实现的?它与互阻放大器是否一样? 答：在考察电路之前，我们先给电压反馈运放(VFA)、电流反馈运放(CFA)和互阻放大器这三个概念下定义。顾名思义，电压反馈是指一种误差信号为电压形式的闭环结构。传统运放都用电压反馈，即它们的输入对电压变化有响应，从而产生一个相应的输出电压。电流反馈是指用作反馈的误差信号为电流形式的闭环结构。CFA其中一个输入端对误差电流有响应，而不是对误差电压有响应，最后产生相应的输出电压。应该注意的是两种运放的开环结构具有相同的闭环结果：差动输入电压为0，输入电流为0。理想的电压反馈运放有两个高阻抗输入端，从而使输入电流为0，用电压反馈来保持输入电压为0。相反，CFA 有一个低阻抗输入端，从而使输入电压为0，用电流反馈来保持输入电流为0。互阻放大器的传递函数表示为输出电压对输入电流之比，从而表明开环增益 Vo/Iin用欧姆(Ω)表示。因此，CFA可称作互阻放大器。有趣的是，利用VFA 闭环结构也可构成互阻特性，只要用电流(如来自光电二极管的电流)驱动低阻求和节点，就可产生一个电压输出，其输出电压等于输入电流与反馈电阻的乘积。更有趣的是，既然理想情况下，任何一个运放应用电路都可以用电压反馈或电流反馈来实现，那么用电流反馈也能实现上面的I V变换。所以在用互阻放大器这一概念时，要理解电流反馈运放与普通运放闭环I V变换电路之间的差别，因为后者也可表现出类似的互阻特性先看VFA的简化模型(见图1)，同相增益放大器电路以开环增益A(s)放大同相放大原理图 波特图图1 VFA的简化模型差模电压(VIN+-VIN-)，通过RF和RG构成的分压电路把输出电压的一部分反馈到反相输入端。为推导出该电路的闭环传递函数VO/VIN+，假设流入运放输入端的电流为0(输入阻抗无穷大)；两个输入端民位近似相等(接成负反馈且开环增益很高)。这样可得： VO=(VIN+-VIN-)A(s)，

运放差分放大电路原理知识介绍精编

运放差分放大电路原理 知识介绍精编 Document number：WTT-LKK-GBB-08921-EIGG-22986

差分放大电路 （1）对共模信号的抑制作用 差分放大电路如图所示。 特点：左右电路完全对称。 原理：温度变化时，两集电极电流增量相等，即 C2C1I I ?=?，使集电极电压变化量相等，CQ2CQ1V V ?=?，则输出电压变化量0C2C1O =?-?=?V V V ，电路有效地抑制了零点漂移。若电源电压升高时，仍有0C2C1O =?-?=?V V V ，因此，该电路能有效抑制零漂。 共模信号：大小相等，极性相同的输入信号称为共模信号。 共模输入：输入共模信号的输入方式称为共模输入。 （2）对差模信号的放大作用 基本差分放大电路如图。 差模信号：大小相等，极性相反的信号称为差模信号。 差模输入：输入差模信号的输入方式称为差模输入。 在图中， I 2I 1I 2 1 v v v = -=，

= -=C21C v v I 2 1 v A v 放大器双端输出电压 o v I v I v I v C2C1)2 1(2 1v A v A v A v v =--=- 差分放大电路的电压放大倍数为 be c I I I O v d r R A v v A v v A V v β-==== 可见它的放大倍数与单级放大电路相同。 （3）共模抑制比 共模抑制比CMR K ：差模放大倍数d v A 与共模放大倍数c v A 的比值称为共模抑制比。 c d CMR v v A A K = 缺点：第一，要做到电路完全对称是十分困难的。第二，若需要单端输出，输出端的零点漂移仍能存在，因而该电路抑制零漂的优点就荡然无存了。 改进电路如图（b ）所示。在两管发射极接入稳流电阻e R 。使其即有高的差模放大 倍数，又保持了对共模信号或零漂强抑制能力的优点。 在实际电路中，一般都采用正负两个电源供电，如图所示（c ）所示。

差分放大器的工作原理

差分放大器的工作原理 差分放大器也叫差动放大器是一种将两个输入端电压的差以一固定增益放大的电子放大器，有时简称为“差放”。差分放大器通常被用作功率放大器（简称“功放”）和发射极耦合逻辑电路 (ECL, Emitter Coupled Logic) 的输入级。 如果Q1 Q2的特性很相似，则V a,V b将同样变化。例如，V a变化+1V，V b也变化+1V，因为输出电压VOUT=V a-V b=0V,即V a的 变化与V b的变化相互抵消。这就是差动放大器可以作直流信号放大的原因。若差放的两个输入为，则它的输出V out为： 其中Ad是差模增益 (differential-mode gain)，Ac是共模增益 (common-mode gain)。 因此为了提高信/噪比，应提高差动放大倍数，降低共模放大倍数。二者之比称做共模仰制比（CMRR, common-mode rejection ratio）。共模放大倍数AC可用下式求出： A c=2R l/2R e 通常以差模增益和共模增益的比值共模抑制比 (CMRR, common-mode rejection ratio) 衡量差分放大器消除共模信号的能力： 由上式可知，当共模增益Ac→0时，CMRR→∞。Re越大，Ac就越低，因此共模抑制比也就越大。因此对于完全对称的差分放大器来说，其Ac = 0，故输出电压可以表示为： 所谓共模放大倍数，就是V a，V b输入相同信号时的放大倍数。如果共模放大倍数为0，则输入噪声对输出没有影响。 要减小共模放大倍数，加大R E就行通常使用内阻大的恒流电路来带替R E

差分放大器是普通的单端输入放大器的一种推广，只要将差放的一个输入端接地，即可得到单端输入的放大器。很多系统在差分放大器的一个输入端输入反馈信号，另一个输入端输入反馈信号，从而实现负反馈。常用于电机或者伺服电机控制，稳压电源，测量仪器以及信号放大。在离散电子学中，实现差分放大器的一个常用手段是差动放大，见于多数运算放大器集成电路中的差分电路。 单端输出的差动放大电路 (不平衡输出) 称为单端Single ended或不平衡输出Unbalance Output。 单端较差动输出之幅度小一倍，使用单端输出时，共模讯号不能被抑制，因Vi1与Vi2同时增加，VC1与VC2则减少，而且VC1=VC2，但Vo =VC2，并非于零(产生零点漂移)。 但是加大RE阻值可以增大负回输而抑制输出，并且抑制共模讯号，因Vi1=Vi2时， Ii1及Ii2也同时增加，IE亦上升而令VE升高，这对Q1和Q2产生负回输， 令Q1和Q2之增益减少，即Vo减少。 当差动讯号输入时，Vi1 = -Vi2，IC1增加而IC2减少，总电流IE = IC1 + IC2便不变， 因此VE也不变，加大RE电阻值之电路会将差动讯号放大，不会对Q1及Q2产生负回输 及抑制。 。 b)减低功率消耗(相对纯电阻来说)。 c)提高差动放大之输出电压。 d)提高共模抑制比CMRR。 即差动输入，则IC1升而IC2下降(并且，ΔIC1 = ΔIC2) 因电流镜像原理，IC4 = IC1 故此，Io = IC4 IC2 = IC1 IC2 (ΔIo = 2ΔIC1或2ΔIC2) 这说明了输出电流是IC1和IC2的相差，即将输出变为具有双端差动输出性能的单端输出 (故对共模讯号之抑制有改善因双端差动输出才能产生消除共模讯号作用)。

最新运算放大器设计总结

运算放大器的基本参数 1. 开环电压增益A OL 不带负反馈的状态下，运算放大器对直流信号的放大倍数。电压反馈运算放大器采用电 压输入/电压输出方式工作，其开环增益为无量纲比，所以不需要单位。但是，数值较小时，为方便起见，数据手册会以V/mV或V/ yV代替V/V表示增益，电压增益也可以dB形式表示，换算关系为dB = 20 xiogAVOL。因此，1V/ ^V的开环增益相当于120 dB，以此类推。该参数与频率密切相关，随着频率的增加而减小，相位也会发生偏移。 对于反向比例放大电路，只有当AOL >> R+Rf时，Vo=-Rf/RVi才能够成立。 Frequency (Hz) 2. 单位增益带宽B1 (Gain-Bandwidth Product) 开环电压增益大于等于 1 (OdB )时的那个频率范围，以Hz为单位。它将告诉你将小 信号(?土100mV )送入运放并且不失真的最高频率。在滤波器设计电路中，假定运放滤波器增益为 1V/V，则单位增益带宽大于等于滤波器截止频率f cut-off x 100。 3.共模抑制比CMRR 差分电压放大倍数与共模电压放大倍数之比，CMRR=|Ad/Ac|。共模输入电压会影响到 输入差分对的偏置点。由于输入电路内部固有的不匹配，偏置点的改变会引起失调电压改变， 进而引起输出电压改变。其实际的计算方法是失调电压变化量比共模电压变化量，一般来说CMRR= △ Vos/ △ Vcom , TI及越来越多的公司将其定义为CMRR= △ Vcom/ △ Vos。在datasheet中该参数一般为直流参数，随着频率的增加而降低。

CCMMDN-MODE REJECTION RATIO vt. FREQUENCY 4. 输入偏置电流Ibias 输入偏置电流被定义为：运放的输入为规定电位时，流入两个输入端的电流平均值。记为IB。为了运放能正常的工作，运放都需要一定的偏置电流。IB=(IN+IP)/2。 当信号源阻抗很高时，就必须关注输入偏流，因为如果运放有很大的输入偏流，就会对信号源构成负载，因而会看到一个比预想要低的信号源输出电压，如果信号源阻抗很高，那 么最好使用一个以CMOS或者JFET作为输入级的运放，也可以采用降低信号源输出阻抗的方法，就是使用一个缓冲器，然后用缓冲器来驱动具有很大输入偏流的运放。 在双级输入级的情况下，可以使用对失调电流进行调零的方法，就是使从两个输入端看到的阻抗相互匹配。在CMOS和JFET输入电路的情况下，一般来说，失调电流不是问题，也没有必要进行阻抗匹配了。 5. 输入失调电流Ios 当运放的输出端置于规定电位时，流入运放两个输入端的电流之差的绝对值。 I OS=|IN-IP| 6. 电源抑制比PSRR 电源电压的改变量与由此引起的输入失调电压改变量之比的绝对值，单位是dB。对于双电源运放，PSSR= △ V cc士/ △ V os士。PSSR随着频率的增加而下降。开关电源产生的噪声频率从50kHz到500kHz或更高，在这些高频下，PSSR的值几乎为零，所以，电源上的 噪声会引起运放输出端上的噪声，对此必须使用恰当的旁路技术。

运算放大器的工作原理

运算放大器的工作原理 放大器的作用：1、能把输入讯号的电压或功率放大的装置，由电子管或晶体管、电源变压器和其他电器元件组成。用在通讯、广播、雷达、电视、自动控制等各种装置中。原理:高频功率放大器用于发射机的末级，作用是将高频已调波信号进行功率放大，以满足发送功率的要求，然后经过天线将其辐射到空间，保证在一定区域内的接收机可以接收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。高频功率放大器是通信系统中发送装置的重要组件。按其工作频带的宽窄划分为窄带高频功率放大器和宽带高频功率放大器两种，窄带高频功率放大器通常以具有选频滤波作用的选频电路作为输出回路，故又称为调谐功率放大器或谐振功率放大器；宽带高频功率放大器的输出电路则是传输线变压器或其他宽带匹配电路，因此又称为非调谐功率放大器。高频功率放大器是一种能量转换器件，它将电源供给的直流能量转换成为高频交流输出在“低频电子线路”课程中已知，放大器可以按照电流导通角的不同， 运算放大器原理 运算放大器（Operational Amplifier,简称OP、OPA、OPAMP）是一种直流耦合﹐差模（差动模式）输入、通常为单端输出（Differential-in, single-ended output）的高增益（gain）电压放大器，因为刚开始主要用于加法，乘法等运算电路中，因而得名。一个理想的运算放大器必须具备下列特性：无限大的输入阻抗、等于零的输出阻抗、无限大的开回路增益、无限大的共模排斥比的部分、无限大的频宽。最基本的运算放大器如图1-1。一个运算放大器模组一般包括一个正输入端(OP_P)、一个负输入端(OP_N)和一个输出端(OP_O)。 图1-1 通常使用运算放大器时，会将其输出端与其反相输入端（inverting input node）连接，形成一负反馈（negative feedback）组态。原因是运算放大器的电压增益非常大，范围从数百至数万倍不等，使用负反馈方可保证电路的稳定运作。但是这并不代表运算放大器不能连接成正

电流反馈运算放大器

资料_电流反馈运算放大器的原理及应用 电流反馈运算放大器的原理及应用 北京航空航天大学1—12信箱(100083) 郭荣祥郭吉祥 北京市英赛尔器件集团(100044)高工 摘要：介绍了电流反馈运算放大器(CFA)的原理、特性、应用考虑及典型器件。 关键词：电流反馈运算放大器(CFA) 电压反馈运算放大器(VFA) 1 概述 世纪之交，随着通信和多媒体技术的迅猛发展，对高速集成电路的要求不断提高。用电流模技术制造的电流反馈运算放大器(CFA)应运而生，以其独特的性能，赢得了电子工程师们的极大关注。CFA与传统的电压反馈运算放大器(VFA)相比具有许多优点，最主要的特点是CFA的输入级抛弃了差动电路，而采用互补跟随电路，提高了输入级转换速率；CFA的闭环带宽与增益无关，不存在增益带宽积的限制。除了结构设计考虑之外，制造工艺的改进也是十分重要的。目前高速CFA和VFA一般都采用流行的互补双极型(CB)工艺。近年来美国ADI公司推出了最新专利技术——介质隔离超高速互补双极型(XFCB)工艺，促使CFA 器件和应用发展到一个新阶段。XFCB与CB工艺相比，器件速度更快，是CB工艺的5倍，供电电源低，仅要求± 6V。功率为CB工艺的1/8，高集成度、小尺寸使XFCB工艺生产的芯片成本与CB工艺相当。用XFCB 工艺生产的CFA(AD8009)转换速率(SR)达到4500V/μs，-3dB单位增益带宽(fu)最小为1000MHz，而用X FCB生产的VFA(AD9632)SR为1200V/μs，-3dB单位增带宽为250MHz，可见 用XFCB工艺制造的CFA可以获得比VFA高得多的性能。对转换速率、大信号带宽要求较高的场合，通常用CFA代替VFA。 2 CFA的工作原理及特性 CFA的工作原理图如图1所示，同相输入端具有很高的输入阻抗，其输入信号通过互补射极 跟随器Q1和Q2，直接缓冲输出到反相输入端。由于发射极电阻很小，所以反相输入端阻抗很低(一般为1 0～100Ω)。 图1 CFA的工作原理图 Q1与Q2的集电极驱动电流镜Q3和Q4，该电流镜把反相输入的电流传输给高阻节点T(s)，该 高阻节点特性用RT和CP表示。假设给CFA同相输入端加一个阶跃信号，Q1立即把相应的电流输出供给外部反馈电阻，产生一个误差电流I，Q3同时把I加到高阻节点上。高阻节点电压等于电流I乘以等效阻抗RT‖ZC。可见CFA的开环增益T(s)是一个阻抗，而不是VFA中无量纲的开环电压增益A(s)，所以CFA也可称为互阻放大器。因为误差电流I不受输入极偏置电流限制，所以理想CFA的SR不受限制，可以非常高。电流镜从电源上取得电流，供给高阻节点。负反馈环路迫使输出达到某个电压值，该电压值使反相输入的误差电流为0。CFA的等效模型和相应的波特图如图2所示。 输入缓冲单元的输出阻抗为RO，输入误差电流为I，运用负反馈原理列出节点方程，可 求得： V OUT V IN =1+R2/R11+jωCPR2(1+R0/R1+R0/R2) 在闭环-3dB带宽f CL 处满足下式：

电流反馈型运放

电流反馈型运放之【1】 刚开始使用电流反馈型运放时，总会从资料上看到这样的信息：电流反馈型运放直流特性不好，适合放大高频的交流信号；带宽不因频率增加而减小，也就是没有增益带宽积的概念；再深一点，CFB运放的反馈电阻需为恒定的值。为了弄清楚这些问题，我看过很多英文应用手册。但看完之后，总觉得云里雾里，不知所云。终有一天，认真推导了电流反馈运放传递函数后恍然大悟，从理论上明白了电流反馈运放的原理。现在整理总结一下我的学习过程，希望对大家有用。 我们开始研究电流反馈型CFB运放就从下面这个原理框图开始。 首先，CFB运放的输入端不是电压反馈型放大电路的差分输入端，而是一个从V+到V-输入端的一个增益为的跟随电路，这个增益非常接近于1，实际约为0.996或更高的值，但肯定小于1.00。（如下图 所示的CFB与VFB输入级的对比）这个跟随输入极有一个输出电阻

Ri,理论上这个电阻应该等于0，但实际上为几欧到几十欧的水平。用于反馈的误差电流信号就从Ri上流过从V-端口流出或流入。关于CFB运放的输入级以后会专门拿出一小节来分析，且耐心等待。这里只要理解为电流反馈运放的输入级是一个从V+至V-的跟随器就好了。 (a)VFB运放输入级 (b)CFB运放输入级 误差电流通过镜像到第二级的增益阻抗Z(s)上形成电压。注意，CFB运放的第二级不是电压增益G，而是互阻增益Z(s)。这是因为运放的输出是电压，而误差信号是个电流，只有通过互阻抗来实现I－V 变换。Rg和Rf是用于设定增益的反馈网络电阻。与VFB运放很相似，很好理解。 电流反馈型CFB运放之【２】

上一小节从CFB运放的原理框图解释了CFB的内部原理。这一小节我们就来用简单的数学公式推导一下CFB运放的传递函数，从而揭示为什么CFB运放为什么需要固定反馈电阻的值。 还是看着下面的图，请拿出笔来纸来，如果想真正搞明白电流反馈运放的传递函数公式，明白的像电压反馈运放那样的话，一定拿出笔来，一步一步的推导。 (1)对V-输入端建立KCL方程，可得下式，这一步很容易理解。 对方程进行整以，乘以Rf，并移相把V-移到右边，得到方程式1： （方程式1）