一种精准的升压型DC-DC转换器自调节斜坡补偿电路
收稿日期:2006205229; 定稿日期:2006208225基金项目:国家自然科学基金重点项目资助(60436030)
一种精准的升压型DC 2DC 转换器
自调节斜坡补偿电路
刘永根,游 剑,罗 萍,张 波,李肇基
(电子科技大学电子薄膜与集成器件国家重点实验室,四川成都 610054)
摘 要: 设计了一种精准的升压型DC 2DC 转换器自调节斜坡补偿电路,包括反馈信号产生电路,固定斜率的斜坡信号产生电路,反馈信号转移电路和自调节斜坡信号产生电路四部分。其产生的斜坡信号斜率随输入电压变化而自动精确调节,消除了欠补偿和过补偿现象。与传统的设计相比,该结构具有精度高、电路结构相对简单等特点。最后,给出了具体的仿真结果。关键词: 升压型DC/DC 转换器;斜坡补偿;自调节
中图分类号: TN432 文献标识码: A 文章编号:100423365(2007)0120076204
A Precise Self 2R egulation Slope Compensation Circuit
for DC 2DC Boost Converter
L IU Y ong 2gen ,YOU Jian ,L UO Ping ,ZHAN G Bo ,L I Zhao 2ji
(S tate Key L ab.of Elect ronic T hin Fil ms and I nteg rated Devices ,
Univ.of Elec.S ci.and Technol.of China ,Cheng du ,S ichuan 610054,P.R.Chi na )
Abstract : A precise self 2regulation slope compensation circuit for DC 2DC boost converter is proposed ,which
contains a feedback signal generator ,a defined slope signal generator ,a feedback signal transfer circuit and a self 2regulation slope signal generator.The slope compensation signal can be self 2regulated as the input voltage changes ,which eliminates under 2compensation and over https://www.wendangku.net/doc/4d13352512.html,pared with other designs of slope compensator ,this circuit is accurate and simple.Finally ,simulation results are also provided.
K ey w ords : Boost DC/DC converter ;Slope compensation ;Self 2regulation
EEACC :
2570F
1 引 言
开关电源因体积小、重量轻、效率高、性能稳定等优点在电子、电器设备和家电领域得到了广泛的应用,进入了快速发展期[1]。开关电源反馈控制电路可分为电流模式和电压模式,电流模式又可分为峰值电流模式和平均电流模式。峰值电流模式因动态响应快、补偿电路简单、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点而被广泛应用[2]。但是,当占空比大于50%时,峰值电流模式会引起开环不稳定、次谐波振荡和振铃电流等问题。研究表明,引入斜坡
补偿能有效地解决上述问题[3]。升压型转换器电路
中,为了保证系统稳定,补偿斜坡应大于电感电流下降斜率的1/2,但此时可能存在振铃电流。为消除振铃电流,补偿斜坡一般取电感电流下降斜率,即
(V out -V in )/L [3]。由于升压型转换器补偿斜坡为输入电压的函数,而输入电压随电网变化,所以,补偿斜坡也应随输入电压的变化而变化,即自调节斜坡补偿。否则,就可能出现斜坡过补偿或补偿不足,降低电路性能并导致波形畸变。但是,自调节斜坡补偿的具体电路实现比较困难,当今大部分升压型电路通常采用平均电流控制模式代替峰值电流控制模式,以避免需要斜坡补偿,减小芯片面积。目前,国
第37卷第1期
2007年2月
微电子学
Microelect ronics
Vol 137,№1Feb 12007
内外关于升压型转换器斜坡补偿电路具体实现的文献报道也比较少。但是,峰值电流模式具有不可替代的优点。如果能设计出一种电路结构简单、精度较高的自调节斜坡补偿电路,则能采用峰值电流模式提高升压型转换器的性能。
本文针对升压型转换器,研究设计补偿斜坡随输入电压变化的自调节斜坡补偿电路。传统的自调节斜坡补偿电路结构比较复杂,精确度不高,并且在具体的电路设计中,许多地方没有考虑实际的工程应用情况[4,5]。因此,在文献[5]所提出的结构基础上,本文设计出一种改进的结构相对简单、精确度高的自调节斜坡补偿电路。
2 结构及原理
斜坡补偿可分为上斜坡补偿和下斜坡补偿,上斜坡补偿因其电路实现相对简单而得到广泛的应用。图1给出了升压型转换器采用上斜坡补偿的基本原理。其用检测电阻对电感的峰值电流进行检测,然后与自调节的斜坡信号相加,并转化为电压信号送到比较器。本文采用图2所示的自调节斜坡补偿电路结构框架,包括反馈信号产生电路,反馈信号转移电路,斜率固定的斜坡信号产生电路和自调节的斜坡信号产生电路四部分。在此框架的基础上,
设计出如图3所示的具体电路。下面分别介绍组成图3自调节斜坡补偿电路四个部分的工作原理及具体电路实现
。
图1 升压型转换器上斜坡补偿的基本原理
Fig.1 Basic principle of slope compensation for boost
converter
图2 自调节斜坡补偿电路的结构框架
Fig.2 Structure of the self 2regulation slop compensation
circuit
图3 补偿斜坡随输入电压变化的自调节斜坡补偿电路
Fig.3 Detailed implementation of self 2regulation slop compensation circuit
2.1 反馈信号产生电路
电阻R 1和MOS 管M F 1～M F 9构成反馈信号产生电路,流过M F 8中的电流即为反馈信号。为了实现自调节的功能,首先检测输入输出电压,然后通过电位平移,将其电压差作用到电阻上,转化为电流信号。图3中,M F 1～M F 4和M F 5～M F 8分别构
成Cascode 电流镜,保证电流的精确匹配。由于通过M F 3的电流与通过M F 4的电流精确相等,从而有V sg (MF 3)=V sg (M F 4),电阻R 1上的电流为:
I =
V out -V in
R 1
(1)
此电流即为反馈信号,其大小会随输入电压的
变化而变化,呈线性关系。然后,反馈电流信号经
M F 9部分镜像到M F 5～M F 8组成的Cascode 电流
镜,再送到反馈信号转移电路中。由于反馈信号只
有一部分传到反馈信号转移电路,在此设比例系数为K 1,则相对于文献[5],此电路结构大大减少了系统电路的功耗。另外,该电路模块比文献[5]中对应部分精度要高。这是因为文献[5]中没有考虑MOS 管的栅源电压随流过的电流变化而变化,导致加在电阻上的电压不能精确等于输入输出电压差,特别是当输入电压变化范围较大时,文献[5]中的反馈信号会产生很大的误差。2.2 反馈信号转移电路
图3中,三极管Q 8、MOS 管M 9、M C 0、M C 1和运放组成了反馈信号转移电路。反馈信号即流过M F 8中的电流经Q 8流入M 9,运放的一端接基准源电压1.2V ,另一端经三极管Q 8,使M 9的漏源电压始终保持0.6V 。Q 8在此起电压降低的作用,保证M 9工作在线性区。虽然三极管Q 8的V b e 随流过的电流变化呈对数关系变化,但由于只有反馈信号的一部分流过Q 8,并且M 9的漏源电压比较高,因此,V b e 的微小变化,在此可以忽略。M 9工作在线性区,且漏源电压保持不变,则当反馈电流信号变化时,强迫M 9的栅源电压发生变化,从而反馈电流信号的变化转移为工作在线性区的M 9栅源电压的变化,M 9的过驱动电压为:
V gs -V th =
1
μC ox (W /L )30.6(V out -V in R 3K 1
)(2)图4给出了本文所设计的反馈信号转移电路的具体实现。该电路非常简单,很适合工程应用
。
图4 反馈信号转移电路的具体实现
Fig.4 Implementation of the feedback signal transfer circuit
M 1～M 6构成差分运放,M 4～M 6组成Cascode
电流镜,M 2和M 3为运放的输入管。当M 9中的电
流变化引起M 9的栅极(即M 7的漏极)变化时,改变的只是M 4的漏源电压,只要保证其始终工作在饱和区,漏源电压变化对其工作情况基本没有影响,始终能保证运放正常工作。
在文献[5]中,由于CMOS 工艺下运算放大器的失调电压一般约为40mV ,而其运放输入端只接0.2V 的基准电压,实际工作中,失调电压会严重影响其斜坡补偿的精度。另外,文献[5]中也没有给出运放的具体结构和仿真结果。本文设计的运算放大器输入电压为1V 以上,M 9的漏源电压也相对比较大,所以,运放的失调电压和电路的噪声可以忽略,保证了斜坡补偿的精度。2.3 斜率固定的斜坡信号产生电路
图3中,三极管Q 0、电容C 和一个恒流源I 组成了斜率固定的斜坡信号产生电路。开关电源中,振荡器产生的锯齿波信号V OS C 经三极管Q 0电位平移,然后由交流耦合电容C 将交流分量耦合到M 2的栅极,从而在M 2的栅极产生了斜率固定的斜坡信号V OS CA 。Q 0是为了减少斜坡补偿电路对振荡器分流产生的影响。此电路结构比文献[5]相应部分实现相对简单,不需要非常大的源极负反馈电阻,精确度也有所提高。
2.4 自调节的斜坡信号产生电路
图3中,M C 0～M C 7和电阻R 2构成自调节的斜坡信号产生电路,电阻R 和电流源I 2为其提供偏置。M C 0～M C 6构成带源极负反馈的差分运放,作为单端输入单端输出结构。其输入端一端接斜率固定的斜坡信号V OS CA 和偏置电压的叠加,另一端只接偏置电压;运放输出端接M C 6的漏极。M C 0和
M C 1的栅极接M 9的栅极,其工作在线性区。这样,
反馈信号就转移到M C 0的栅极。当输入信号从0慢慢增大时,M C 2中的电流也随之增大,而M C 1中的电流保持不变,从而M C 5中的电流也保持不变,使得M C 4中的电流始终保持不变。因此,M C 6的电流从0开始慢慢增大,给M C 0提供电流。也就是说,V OS CA 使M C 2中的电流增大,其所增加的电流全部由M C 6提供。下面具体推导M C 6中的电流与斜率固定的斜坡信号V OS CA 及(V out -V in )之间的关系。
M C 0和M C 1工作在线性电阻区,其导通电阻近似
为[6,7]:
R on =
1
μ3C ox 3(W /L )3(V gs -V th )
(3)
因M C 0和M C 1与M 9的V gs 相等,设M 9的宽长比为M C 0和M C 1宽长比的K 2倍,将(2)式代入
(3)式,可得:
R on =K 13K 23
0.6
V out -V in
R
(4)
对于带源极负反馈的运放,当源极负反馈电阻,即R on ,满足R on μ1/g m (c 2)时,M C 2在负反馈作用下可视为一个源随器,则斜率固定的斜坡信号完全作用于M C 0,控制其电流大小。因此,在斜率固定的斜坡信号作用下,M C 2中所增加的电流,即流过M C 6中的电流为:
I slope =V OS CA R on =V out -V in
0.6R 3K 13K 2
V OS CA
(5)该电流即斜坡补偿电流。可以看出,其与(V out
-V in )成正比,当输入电压变化时,斜坡电流自动改变其大小,对开关电源进行斜坡补偿。M C 6和M C 7构成电流镜结构,设M C 7的宽长比是M C 6的宽长比的K 3倍,则补偿电阻R 2上的压降为:
V slope =
K 3K 1K R 2R 1V OS CA (V out -V in )
0.6
(6)该电压即斜坡补偿电压。从(6)式可以看出,只需合理选择K 、K 1、R 1、R 2的值,使其满足:
K 1K 3R 2R 13V OS CA 0.6=1
L
(7)
即可在任何(V out -V in )情况下,保证补偿斜坡始终
等于电感电流下斜坡的绝对值,实现电流环稳定性设计,消除振铃电流,且防止欠补偿和过补偿现象。该斜坡补偿电压与电感上的峰值电流流过检测电阻所产生的电压叠加,然后送到比较器,即完成自调节的斜坡补偿。
3 仿真结果
本文采用TSMC 0.25μm 工艺模型,对图3设
定参数进行仿真。
设正常工作下输入电压为3V ,输出电压为5V ,图5给出了反馈信号转移电路的仿真波形。从图5可以看出,当输入电压从2V 变化到4V 时,反馈信号,即流过M 9的电流,从3μA 减小到1μA 。运放一输入端电压用V m 3,gate 表示,其始终等于基准电压1.2V ,表示运放始终正常工作。运放输出端从3.4V 变化到1.9V ,保证M 9一直工作在线性区。M 9
漏源电压始终保持0.6V 不变,M 9的栅源电压随反馈信号的变化呈线性变化。仿真结果说明,该电路设计完全满足要求。
图
6给出总体电路的仿真波形。从图6可以看出,不同的输入电压对应不同的补偿斜坡,并且斜坡变化与(V out -V in )的变化成正比,说明本文设计的
电路实现了自调节的斜坡补偿。图6中,V sense 表示电感上的峰值电流流过检测电阻所产生的电压。
图5 反馈信号转移电路的仿真波形
Fig.5 Simulation results of the feedback signal transfer circuit
图6 总体电路的仿真波形
Fig.6 Simulation results of the whole circuit
4 结束语
本文设计了一个精准的升压型DC 2DC 转换器自调节斜坡补偿电路,包括反馈信号产生电路、固定斜率的斜坡信号产生电路、反馈信号转移电路和自调节斜坡信号产生电路四部分。仿真结果表明,产生的斜坡信号斜率随输入输出电压变化而自动精确调节,消除了欠补偿和过补偿的现象。与传统的设计相比,该结构具有精度高、电路结构相对简单等特点,能为采用峰值电流模式的升压型转换器中的斜坡补偿提供参考。参考文献:
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(下转第84页)
相当于有效位数下降至12.3位。采用新结构,SNDR 仍有89.5dB ,相当于有效位数14.6位。图8给出了V out 动态性能参数随输入信号变化的曲线。
表1 采样输出电压的动态仿真结果
T able 1 Simulation results of dynamic perform ance (f s =100MH z ,f in =49MH z ,V pp =0.6V,single 2end ed input)Parameters
Typical (T T )Proposed (T T )Typical (SS )Proposed (SS )SNR/dB 100.8102.9102.6110.3SNDR/dB 75.689.571.987.8SFDR/dB 75.689.771.988.0ENOB/bits 12.314.611.714.3T HD/dB -75.6-89.7-71.9-87.9HD2/dB -75.6-89.7-71.9-88.0HD3/dB
-103.5
-110.4
-102.6
-108.6
图8 V out 动态性能参数随输入信号变化曲线
Fig.8 Variation of the V o ut dynam ic performance with input signal
5 结 论
本文实现了一个结构新颖的CMOS 栅压自举采样电路。采用P 型自举开关补偿技术,在不引入非线性失真的同时,减小了采样管的导通电阻,增加了输入带宽。较之传统的N 型结构,该电路可获得更好的线性度,更低的谐波失真和更高的采样精度。
随着输入信号频率的升高,其动态性能无明显下降,完全可用于高速高精度的流水线A/D 转换器。参考文献:
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作者简介:王 磊(1980-),男(汉族),山西临汾人,硕士研究生,2003年毕业于同济大学材料科学与工程专业,获学士学位,主要研究方向为低电压、低功耗、CMOS 流水线高速A/D 转换器与高精度模拟开关电路。
(上接第79页)
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作者简介:刘永根(1982-),男(汉族),湖南娄底人,电子科技大学微电子专业硕士研究生,研究方向为开关电源,数模混合集成电路设计。
84王 磊等:一种用于高速高精度A/D 转换器的自举采样电路2007年
DSP电机控制中的斜坡计数器产生方法
Description This module implements a ramp up and ramp down function. The output flag variable s_eq_t_flg is set to 7FFFFFFFh when the output variable setpt_value equals the input variable target_value. Availability This IQ module is available in one interface format: 1) The C interface version Module Properties Type: Target Independent, Application Independent Target Devices: x28x C Version File Names: rmp_cntl.c, rmp_cntl.h IQmath library files for C: IQmathLib.h, IQmath.lib Item C version Comments Code Size?51 words Data RAM 0 words? xDAIS ready No XDAIS component No IALG layer not implemented Multiple instances Yes Reentrancy Yes ? Each pre-initialized “_iq” RMPCNTL structure consumes 16 words in the data memory ? Code size mentioned here is the size of the calc() function
斜坡补偿技术
电流控制技术的斜坡补偿分析 当占空比大于50%时，采用电流控制技术容易发生不稳定现象，主要原因为：(1)占空比大于50%时，电路容易发生次谐振荡，其原理如图5-2所示，设△I n 为第n次开通前电流扰动信号，m1和m2分别为电流上升下降率，实线为稳定情况，虚线为加入扰动后的情况，可以推出：第n+1个开关周期电流扰动量为△I n+1=-△I n （m2/m1） ，当D>0.5时，即m2>m1时，扰动会在随后一个周期加大，造成不稳定或性能下降；(2)占空比大于50%时，电流的下降率大于上升率，平坦的上升率使电感电流出现一个干扰而被放大，最终导致电路不稳定。因此占空比大于50%时，必须采用斜坡补偿的方法来改善其工作特性。斜坡补偿可采用下列两种方法： Δ Δ 图5-2 电流控制中的次谐振荡 图5-3 Ue 处加上斜坡补偿 (1) 误差电压U e 处加上斜坡补偿 补偿原理波形，如图5-3所示。在Ue 处加入斜坡补偿后，将不再发生次斜振荡。补偿斜坡的斜率m 等于或略大于m2/2，此时△I n+1=-△I n （m2-m）/(m1-m），在随后的周期电流扰动会减小到零，系统得以真正的电流模式运行，而不影响电流模式优越性的发挥。补偿斜坡可以由振荡器获得。 (2) 采样电压Us 处加上斜坡补偿 斜坡补偿电路 器振荡波形 控制电路振荡原边电流波形 流反馈信号波形斜坡补偿后的电 图5-4 采样电压Us 处加上斜坡补偿 补偿原理波形，如图5-4所示。将补偿斜坡加在采样电阻R S 的感应电压上，使反馈信号电压变化率增大，再与平滑的误差电压进行比较。这种补偿同样能有效地防止谐波振荡现象，使电路工作稳定。补偿斜坡也由振荡器获得。
三角波产生电路
实验9 a 集成信号发生电路
1.了解用集成运算放大器构成的RC正弦波振荡电路的工作原理及调试方法。 2.了解用集成运算放大器及电压比较器构成的矩形波、三角波发生器电路的工作原理 及调试方法。 *3. 了解脉冲波、锯齿波发生器电路的构成。
利用集成运算放大器的优良特性，接上少量的外部元件，可以方便地构成性能良好的正弦波振荡器和各种波形发生器电路。由于集成运算放大器本身高频特性的限制，一般只能构成频率较低的RC 振荡器，在集成电压比较器电路中引入正反馈，构成滞回比较器，就能产生方波、三角波、脉冲波和锯齿波。 1. RC 振荡电路 集成运算放大器输入端接上具有选频特性的可以构成文氏电桥振荡器,产生正弦波信号。RC 文氏电桥的RC 串并联电路如图3.9a.1（a）所示。一般取R 1=R 2=R ，C 1=C 2=C 时，RC 串并联电路有对称的选频特性曲线见图 3.9a.1（b）。当频率01 2f RC π=时，可在R 、C 并联 的两端得到最大的电压值O 3 f U U += ,把这个电压输入运算放大器的同相端作为正反馈信 号，把电阻R 3、R 4的分压电压f U ?作为负反馈信号-输入运算放大器的反相端。调节电阻R 3使负反馈电压f U ?接近正反馈电压f U +,但又稍小于正反馈电压f U +,这时电路满足振荡的幅值和相位条件，而且输出波形失真最小。如果负反馈电压远小于正反馈电压，电路满足振荡条件，但因正反馈过强，使输出波形严重失真。如果负反馈电压大于正反馈电压f f U U ?+>,则电路不满足振荡条件，不能起振。因为RC 串并联电路在振荡频率f O 时的输出电压f U +是输入电压U O （即运算放大器的输出电压U O ）的1/3，所以为了得到不失真的振荡波形，产生负反馈电压f U ?的电阻R 3、R 4的分压比也应是1/3，即R 4/（R 3+R 4）=1/3。 O 1 3 U o 图3.9a.1文氏电桥
带输出关断的 20V,14A 全集成同步升压转换器
带输出关断的20V,14A 全集成同步升压转换器 HT7178是一款高功率、全集成升压转换器，带有负载关断功能的栅极驱动，集成16mΩ功率开关管和16mΩ同步整流管，为便携式系统提供gao效的小尺寸解决方案。HT7178具有2.7V至20V宽输入电压范围，可为采用单节或两节锂电池，或12V铅酸电池的应用提供支持。该器件具备14A开关电流能力，并且能够提供高达20V的输出电压。HT7178采用自适应恒定关断时间峰值电流控制拓扑结构来调节输出电压。在中等到重负载条件下，HT7178 工作在PWM 模式。在轻负载条件下，该器件可通过MODE引脚选择下列两种工作模式之一。一种是可提gao效率的PFM模式；另一种是可避免因开关频率较低而引发应用问题的强制PWM模式。PWM模式下，HT7178的开关频率可通过外部电阻调节，支持200kHz至1.4MHz的范围。HT7178还支持可编程的软启动，以及可调节的开关峰值电流限制。另外，HT7178集成了输出关断功能的栅极驱动，在SD状态，可完全断开输入电源。此外，该器件还提供有22V输出过压保护、逐周期过流保护和热关断保护。 加扣1165357467 ?特点 ?输入电压范围V PIN ：2.7V-20V ?输出电压范围V OUT ：4.5V-20V ?可编程峰值电流：14A ?高转换效率： 95% (V PIN = 7.2V, V OUT =16V, I OUT =3A) 94% (V PIN = 12V, V OUT =18V, I OUT =4A) 90% (V PIN = 3.3, V OUT =9V, I OUT =3A) ?轻载条件下两种调制方式：脉频调制（PFM）和
lm5117 buck电路分析
lm5117 buck电路分析 LM5117是一款同步降压控制器，适用于高电压或各种输入电源的降压型稳压器应用。其控制方法基于采用仿真电流斜坡的电流模式控制。电流模式控制具有固有的输入电压前馈、逐周期电流限制和简化环路补偿的功能。使用仿真控制斜坡可降低脉宽调制电路对噪声的敏感度，有助于实现高输入电压应用所必需的极小占空比的可靠控制。LM5117的工作频率可以在50kHz至750kHz范围内设定。LM5117可利用自适应死区时间控制来驱动外部高边和低边NMOS功率开关管。用户可选的二极管仿真模式可实现非连续模式操作，提高轻负载条件下的效率。高电压偏置稳压器可利用外部偏置电源进一步提高效率。LM5117独特的模拟遥测功能可提供平均输出电流信息。其他功能还包括热关断、频率同步、断续（hiccup）模式电流限制和可调输入欠压锁定。今天讲讲LM5117的buck 电路。 BUCK电路是基本的DC-DC电路之一，其驱动电压一般为PWM（PulsewidthmodulaTIon 脉宽调制）信号，信号周期为Ts，则信号频率为f=1/Ts，导通时间为Ton，关断时间为Toff，则周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy=Ton/Ts。 UVLO：从VIN至AGND可使用一个外部UVLO设定点分压器RUV2来设置稳压器的最小输入工作电压。分压器的设计必须是当输入电压处在所需工作范围时。UVLO引脚可以用一个齐纳二极管来钳位，UVLO迟滞是通过一个内部20A 或关闭进入UVLO设定点分压器的阻抗。当UVLO引脚的电压超过1.25V阈值时，灌电流被启用，迅速提高UVLO引脚的电压。当UVLO引脚电压降至低于1.25V阈值时，灌电流被禁用，导致UVLO引脚的电压迅速下降。将CFT电容器与RUV1并联，有助于最大限度地降低注入到UVLO引脚的开关噪声。 DEMB引脚：在二极管仿真模式下，在检测到反向电流流过（电流从输出到地流经低边NMOS）后，低边NMOS在PWM周期的其余部分被锁断。该引脚浮置，LM5117内部的
14位Single―slope ADC行为级建模与仿真
14位Single―slope ADC行为级建模与仿真 摘要：单斜率型模/数转换器以其简单的结构、较高的分辨率和易于集成的优势，在红外焦平面读出电路设计中被广泛应用。基于Matlab软件环境下的Simulink工具，建立了一个14位Single?slope ADC的系统模型。其充分讨论Simulink工具下电路各单元模块的具体实现和信号间的时序关系，给出电路的行为级仿真结果，为Single?slope ADC的集成电路设计与实现提供参考。 关键词：单斜模/数转换器；行为级建模；红外焦平面；Simulink；集成电路设计；功能仿真 中?D分类号：TN492?34 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2018）16?0104?04 Abstract：As the single?slope ADC has the advantages of simple structure，high resolution，and easy integration，it has been widely used in the design of the infrared focal plane read?out circuit. Based on the Simulink tool in the Matlab software environment，a 14?bit single?slope ADC system model is built. The specific implementation utilizing the Simulink tool for each unit module of the circuit and the time sequence relationship among signals are fully discussed. The behavioral simulation results of the circuit are given，which
SY7208互换的升压型DC-DC转换器MXT7515
2.3V to 6V input voltage Rangel Efficiency up to 96% 26V Boost converter with 2.8A switch current 1.2Mhz fixed Switching Frequency Integrated soft-start Thermal Shutdown Under voltage Lockout SOT23-6 Package is a high frequency, high efficien cy DC to DC converter with an integrated 2.8A, 0.1Ω power switch capable of providing an output voltage up to 26V.The fixed 1.2MHz allows the use of small external inducti ons and capacitors and provides fast transien t response. It integrates Soft start, Comp. On ly need few components outside. Handheld Devices GPS Receiver Digital Still Camera Portable Applications DSL Modem PCMCIA Card TFT LCD Bias Supply Figure 1 Typical Application Circuit 5 1 2 3 6 IN EN GND SW FB NC 4 2.3V to 6V Cbv 16V １μＦMXT75151.2MHZ,26V Step-up DC/DC Converter Features GENERAL DESCRIPTION APPLICATIONS MXT7515The
升压型 DC-DC 中的动态斜坡补偿电路设计
升压型DC-DC 中的动态斜坡补偿电路设计 周丽霞1 来新泉 陈富吉 （西安电子科技大学CAD 所 西安 710071） 摘要：本文给出一种用于升压型DC-DC 转换器的动态斜坡补偿电路。该设计引入输入、输出电压反馈控制电路，利用工作于线性区的MOS 管压控电阻特性，实现动态的、优化的斜坡补偿。与传统的设计相比，这一设计使引入的斜坡补偿对系统带载能力、瞬态响应的负面影响有效减小。论文最后给出仿真结果。 关键词：DC-DC ；斜坡补偿；反馈控制；压控电阻 The Design of A Dynamic Slope Compensation Circuit for BOOST DC-DC Converter Zhou Lixia Lai Xinquan Chen Fuji (Institute of Electronic CAD Xidian University Xi’an 710071 P. R. China) Abstract ： This paper presents the design of a dynamic slope compensation circuit for Boost DC －DC converter. With the utilization of the voltage controlled resistor characteristics of MOS transistor and the introduction of a feedback circuit controlled by input and output voltages, a dynamic and optimum slope compensation circuit is realized. Compared with the traditional design, the negative effects on the system’s output current capability and transient response are effectively reduced. Finally, the simulation results are provided. Key words: DC-DC; slope compensation; feedback control; voltage controlled resistor 1 引言 电流模PWM （Pulse Width Modulation ）开关电源由于其优越的电源电压和负载调整特性，得到越来越广泛的应用。但随之而来的是：电流反馈环在占空比大于50％时的开环不稳定现象、可能出现的亚谐波振荡、非理想的环路响应、以及容易受噪声影响。幸运的是通过斜坡补偿技术可以有效的解决或使上述问题最小化[4-6]。本文基于升压型DC-DC ，首先介绍了开关电源中斜坡补偿原理，在此基础上提出了一种动态的斜坡补偿思想。 2 设计思想 2.1 DC-DC 的斜坡补偿技术回顾[5,6] 电流模PWM 升压型DC-DC 在占空比大于 50％时存在固有的开环不稳定现象。 图1为引入了斜坡补偿信号后的示意图，经简单的数学推导，可得下式： m m m m I I ++?=?1201 (1) 由式（1）可知，引入具有适当斜率m 的补偿斜坡，使下式成立： 1周丽霞，（1979~ ），女，山西省绛县人，现为西安电子科技大学电路与系统专业硕士研究生，主要从事电源管理类集成电路的设计与研发工作。 图1 引入斜坡补偿后的开环稳定性示意图 Fig.1. Open loop Stability with slop compensation
200款Prius的升压转换器
Development of Hybrid Electric Drive System Using a Boost Converter Masaki Okamura Eiji Sato Shoichi Sasaki TOYOTA MOTOR CORPORATION 1, Toyota-cho, Toyota, Aichi, 471-8572, Japan Phone/ Fax : +81-565-72-9071/9147 Abstract Toyota introduced a new generation of hybrid vehicle to the market in September of 2003. The new Prius, equipped with a new Toyota-developed inverter system, is capable of outputting more power than the conventional systems. One of the strong points of this new system is that a Boost Converter has been placed between the inverter and the battery. The Boost Converter is capable of raising the voltage from the battery, enabling the inverter to drive a high power output motor. The Toyota Hybrid System (THS), consists of a high power motor, generator, and a battery of relatively lower power. When the Boost Converter was adopted in the THS, it was possible to keep bulk and cost of the additional unit in the system to a minimum, by letting the Boost Converter function to the same power level as the battery. The control system of the Boost Converter consists simply of a PI controller. By using existing sensors and microprocessors, it was possible to develop a new system at no additional costs. The Boost Converter’s control system achieves high efficiency by optimizing its output voltage according to the relative state of the motor and the generator. Toyota was able to achieve a 50% improvement in the motor power output with the new Boost Converter, while keeping a similar complexity of the conventional system. As of now, Toyota plans to spread the development to other new hybrid vehicles.__ Keywords: Hybrid, Electric Drive, Converter, Inverter, Control System Figure1: TOYOTA NEW PRIUS
输出高压的小型升压转换器
输出高压的小型升压转换器 输出高压的小型升压转换器 有许多器件需要高压电源，如雪崩二极管(APD)的偏置电源、压电传感器(PZT)、真空荧光屏(VFD)以及微机电系统(MEMS)等。本应用笔记介绍了三种从低输入电压产生高压输出的结构(图1a、图1b和图1c)。下面将针对其功率密度和电路尺寸，分别讨论这些结构的优点和缺点。在应用笔记结尾部分，列举了一些实验数据，以对比基于变压器和基于电感的解决方案。 图1a-1c. 从低输入电压产生高压输出的高压DC-DC转换器的三种结构 在许多APD应用(75V)中，高压偏置电源要求从3V电源产生。这种需求将面临以下难点： 高压MOSFET在3V低压栅极驱动下无法工作。 高压MOSFET较大的漏源电容需要消耗电感中的能量，将其漏极电压提升至输出电压。导致的能损会高达1/2 fswitch×CDSVOUT 2。 高压MOSFET比低电压型号的体积更大、价格更高。在开关电源IC中，很少具有内置的高压功率MOSFET。 极端情况下的占空比会导致过短的关断时间或很低的开关频率。较低的开关频率又会造成更高的纹波，并需要较大的磁性元件。 图1c的电路通过采用一个自耦变压器，解决了上述难题。由于MOSFET上的峰值电压降低了，从而能够采用MAX1605内部的28V MOSFET。整个电路(比8引脚的DIP封装还小)能 够装配在一块6mm x 8.5mm的双面板上(图2)。 图2. 采用MAX1605，该6mm x 8.5mm的DC-DC转换器将2.5V升压至75V。顶层和底层的电路布局如图所示。
工作原理 工作原理 将标准的升压和回扫DC-DC转换器结合起来，就构成了图1c所示的混合电路。这种组合结构将次级绕组的回扫电压叠加到输入电压和初级绕组的回扫电压之上(标准的回扫转换器仅利用了次级端产生的回扫电压)。与标准的升压转换器相比，这种结构通过限制LX端电压，利用低压MOSFET产生了较高的输出电压。 变压器提供了下列优点： 更高的输出电压 较小的工作占空比 MOSFET上承受的电压更低 当变压器工作在非连续模式下，且MOSFET的峰值电流恒定时，还具有以下优点： 更高的开关频率产生的输出纹波更小 更高的纹波频率 较小的磁性元件 MAX1605以及其它许多升压转换器都能够采用这种结构。最高输出电压受限于变压器的匝数比、变压器和二极管的额定电压、MOSFET的额定电压和漏极电容、以及二极管的反向恢复时间。 标准升压电路 标准升压电路 标准的升压转换器如图1a所示。当MOSFET闭合时，电感电流线性上升；而当MOSFET 关断时，LX端电压飞升至VOUT + VD，同时电感电流线性下降。直观地，如果电感花费1/n 的时间向输出传输能量，则输出电压(VOUT)是输入电压(VIN)的n倍，由此导出下列关系式： 其中D为占空比。通过图3能够找出理论上的分析证明。这个证明的关键之处在于稳态工作，即电流向下的变化量等于电流向上的变化量： 图3. 分析图1a电路的电感电流将有助于确定占空比 这样，最终的电感电流等于起始的电感电流：
6ra70原理图
6RA70 入门指南 Hudson2007-6-8 6RA70 SIMOREG DC MASTER 系列整流器为全数字紧凑型整流器，输入为三相电源，可向直流驱动用的电枢和励磁供电，额定电枢电流从15A至2200A。紧凑型整流器可以并联使用，提供高至12000A的电流，励磁电路可以提供最大85A的电流(此电流取决于电枢额定电流)。 (1) 恢复缺省值设置以及优化调试/Resuming defaults and optimization P051=21；恢复缺省值，操作后P051=40 –参数可改； P052=3；显示所有参数（恢复缺省值后默认就是3）； P076.001=50；设置电枢回路额定直流电流百分比； P076.002=10；设置励磁回路额定直流电流百分比； P078.001=380；设置电枢回路供电电压； P078.002=380；设置励磁回路供电电压； P100=5.6；设置电枢额定电流（A）； P101=420；设置电枢额定电压（V）； P102=0.32；设置励磁额定电流（A）； P104、P105、P106、P107、P108、P109、P114；默认 值（P100~P102由电机铭牌读出） P083=2 选择速度实际值由脉冲编码器提供； P140=1 选择编码器类型1 是相位差90度的二脉冲通道编码器； P141=1024 选择编码器脉冲数是1024； P142=1 选择编码器输出15V信号电压； P143=3000 设置编码器最大运行速度3000转； P051=25 开始电枢和励磁的预控制以及电流调节器的优化运行 P051=26 开始速度调节器的优化运行 Note：修改P051参数前，首先“分闸”，修改完P051参数后整流器转换到运行状态o7.4几秒，然后进入状态o7.0，此时“合闸”并“运行使能”，开始优化。值得注意的是：端子38脉冲使能（本实验装置中的第二个开关，DIN2），必须为1电机才能启动。端子37起停信号（本实验装置中的第一个开关，DIN1），必须有上升沿电机才能启动。即按照如下顺序：OFF P051=25 ON OFF。以后在电机运行时也是如此，需要端子 38 的高电平和端子 37 的上升沿才能起动电机。
一种精准的升压型DC_DC转换器自调节斜坡补偿电路
收稿日期:2006205229; 定稿日期:2006208225基金项目:国家自然科学基金重点项目资助(60436030) 一种精准的升压型DC 2DC 转换器 自调节斜坡补偿电路 刘永根,游 剑,罗 萍,张 波,李肇基 (电子科技大学电子薄膜与集成器件国家重点实验室,四川成都 610054) 摘 要: 设计了一种精准的升压型DC 2DC 转换器自调节斜坡补偿电路,包括反馈信号产生电路,固定斜率的斜坡信号产生电路,反馈信号转移电路和自调节斜坡信号产生电路四部分。其产生的斜坡信号斜率随输入电压变化而自动精确调节,消除了欠补偿和过补偿现象。与传统的设计相比,该结构具有精度高、电路结构相对简单等特点。最后,给出了具体的仿真结果。关键词: 升压型DC/DC 转换器;斜坡补偿;自调节 中图分类号: TN432 文献标识码: A 文章编号:100423365(2007)0120076204 A Precise Self 2R egulation Slope Compensation Circuit for DC 2DC Boost Converter L IU Y ong 2gen ,YOU Jian ,L UO Ping ,ZHAN G Bo ,L I Zhao 2ji (S tate Key L ab.of Elect ronic T hin Fil ms and I nteg rated Devices , Univ.of Elec.S ci.and Technol.of China ,Cheng du ,S ichuan 610054,P.R.Chi na ) Abstract : A precise self 2regulation slope compensation circuit for DC 2DC boost converter is proposed ,which contains a feedback signal generator ,a defined slope signal generator ,a feedback signal transfer circuit and a self 2regulation slope signal generator.The slope compensation signal can be self 2regulated as the input voltage changes ,which eliminates under 2compensation and over https://www.wendangku.net/doc/4d13352512.html,pared with other designs of slope compensator ,this circuit is accurate and simple.Finally ,simulation results are also provided. K ey w ords : Boost DC/DC converter ;Slope compensation ;Self 2regulation EEACC : 2570F 1 引 言 开关电源因体积小、重量轻、效率高、性能稳定等优点在电子、电器设备和家电领域得到了广泛的应用,进入了快速发展期[1]。开关电源反馈控制电路可分为电流模式和电压模式,电流模式又可分为峰值电流模式和平均电流模式。峰值电流模式因动态响应快、补偿电路简单、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点而被广泛应用[2]。但是,当占空比大于50%时,峰值电流模式会引起开环不稳定、次谐波振荡和振铃电流等问题。研究表明,引入斜坡 补偿能有效地解决上述问题[3]。升压型转换器电路 中,为了保证系统稳定,补偿斜坡应大于电感电流下降斜率的1/2,但此时可能存在振铃电流。为消除振铃电流,补偿斜坡一般取电感电流下降斜率,即 (V out -V in )/L [3]。由于升压型转换器补偿斜坡为输入电压的函数,而输入电压随电网变化,所以,补偿斜坡也应随输入电压的变化而变化,即自调节斜坡补偿。否则,就可能出现斜坡过补偿或补偿不足,降低电路性能并导致波形畸变。但是,自调节斜坡补偿的具体电路实现比较困难,当今大部分升压型电路通常采用平均电流控制模式代替峰值电流控制模式,以避免需要斜坡补偿,减小芯片面积。目前,国 第37卷第1期 2007年2月 微电子学 Microelect ronics Vol 137,№1Feb 12007
10种运算放大器
各种不同类型的运算放大器介绍董婷 076112班 一．uA741M，uA741I，uA741C（单运放）高增益运算放大器 用于军事，工业和商业应用.这类单片硅集成电路器件提供输出短路保护和闭锁自由运作。这些类型还具有广泛的共同模式，差模信号范围和低失调电压调零能力与使用适当的电位。目前价格1元/个。 uA741主要参数 ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS最大额定值
ELECTRICAL CHARACTERISTICS VCC = ±15V, Tamb = +25°C (unless otherwise specified) 电气特性
二．CA3140 高输入阻抗运算放大器 CA3140高输入阻抗运算放大器,是美国无线电公司研制开发的一种BiMOS高电压的运算放大器在一片集成芯片上，该CA3140A和CA3140 BiMOS运算放大器功能保护MOSFET的栅极（PMOS上）中的晶体管输入电路提供非常高的输入阻抗，极低输入电流和高速性能。操作电源电压从4V至36V（无论单或双电源),它结合了压电PMOS晶体管工艺和高电压双授晶体管的优点.(互补对称金属氧化物半导体)卓越性能的运放。主要运用于单电源放大器在汽车和便携式仪表，有源滤波器，比较器，采样保持放大器，长期定时器，光电仪表，探测器，TTL接口，入侵报警系统，函数发生器，音调控制，电源，便携式仪器。工作范围为-55 oC —125 oC。目前生产厂家主要是INTERSIL公司和HARRIS公司，报价为：2.7—3元/个。 引脚图
三．OP07C运算放大器 OP07C是一款低失调低漂移运算放大器。生产厂家主要有德州仪器公司和AD公司。这款运算放大器具有非常低的输入失调电压，所以OP07在很多应用场合不需要额外的调零措施。OP07同时具有输入偏置电流低和开环增益高的特点，这种低失调、高开环增益的特性使得OP07特别适用于高增益的测量设备和放大传感器的微弱信号等方面。目前价格为0.35元/个—2元/个。 特点： 1）低噪音 2）没有外部组件要求 3）输出电压范围广. . . 0 to ±14 V Typ 4）供电电压范围广. . . ±3 V to ±18 V 5）超低偏移：150μV最大 6）低输入偏置电流：1.8nA 。 7）超稳定，时间：2μV/month最大 8）高电源电压范围：±3V至±18V 相关参数介绍：
电流控制技术和斜坡补偿
电流控制技术和斜坡补偿 一、电流型控制原理及特点 原理： 电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。控制原理框图如下图（图1）所示。 图 1 双环电流型控制器原理图 从图 1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器Ａ,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs 上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差 信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca 上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt 下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM 占空比加大,起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。 特点： a)由于输入电压Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到0.01%V, 能够与线性移压器相比。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。 ｃ)由于Rs 上感应出峰值电感电流,只要Rs 上电平达到1V,PWM 控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。
电流型脉宽调制及斜坡补偿
电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。控制原理框图如下图（图1）所示。 图 1 双环电流型控制器原理图 从图 1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器Ａ,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs 上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差 信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca 上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt 下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM 占空比加大,起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。 特点： a)由于输入电压Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到0.01%V, 能够与线性移压器相比。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。 ｃ)由于Rs 上感应出峰值电感电流,只要Rs 上电平达到1V,PWM 控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。 d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小,明显改善了负载调整率。