20170402-DC-DC功率变换器的两种工作模式

PWM DC-DC 功率变换器的两种工作模式

普高（杭州）科技开发有限公式 张兴柱 博士

任何一个PWM DC-DC 功率变换器，当输入或者负载发生变化时，其在一个开关周期内的工作间隔数量也会发生变化。为了容易理解，先以电流负载下的Buck 变换器为例子，来说明这种变化。

oL

在负载电流比较大时，该变换器的一个开关周期内，只有两种工作间隔，即有源开关AS 导通、无源开关PS 截止的s DT 间隔，和有源开关AS 截止，无源开关PS 导通的s T D ′间隔。这种工作模式下，电感上的电流始终大于零，称为电感电流连续导电模式，简称为CCM 模式。

由于电容C 上满足安秒平衡定律，也即其在一个开关周期内的平均电流为零，所以电感电流在一个开关周期内的平均值必等于负载电流。当负载电流变小时，电感电流在一个开关周期内的平均值也必然变小，当变小到上图中红色波形的负载电流时，如果再继续变小负载电流的话，电感电流在有源开关AS 截止的间隔内，将减小到零。当无源开关采用二极管时，由于二极管的单向导电特性，一旦流过二极管的电流（在本例子中，即为电感电流）降为零时，二极管就会自动关断而截止，因此在这个负载之下的负载，变换器在一个开关周期内，会增加一个工作间隔，即s T D ′′间隔，这个间隔中的有源开关和无源开关均截止，这样的工作模式被称为电感电流不连续导电模式，简称DCM 模式。其电感电流的波形中，有一段时间的电流为零，如下图所示。

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任何PWM DC-DC 功率变换器，只要其无源开关采用二极管，那么在它的稳态工作点范围内，通常均有存在两种不同工作模式工作点的可能。这两种工作模式的转换之处，一般称作CCM/DCM 的边界，如上例中红色电感电流波形所对应的负载，即为CCM/DCM 的边界负载，在这个负载之上的负载，变换器工作于CCM ；在这个负载之下的负载，变换器工作于DCM 。

选择DC-DC功率变换器的工作模式，对于设计出一个性价比最优的开关电源是非常重要的。例如在50W以内的小功率反激开关电源中，将其全部工作点设计成DCM是更加好的设计；而在1KW以上的大功率开关电源中，则必须将大部分工作点设计成CCM，才是更好的设计。另外还可以通过变频控制，将所有工作点均控制在CCM/DCM边界，以便获得更好的性能。

由于功率变换器的特性与其的工作模式有着非常大的关系，所以解析或者了解每一个功率变换器在不同工作模式下的稳态关系和动态小信号关系，并将其用来设计与开发产品，是一件非常重要的事情，也是开关电源开发人员应当努力掌握的东西。

apache两种工作模式

[url=https://www.wendangku.net/doc/555758836.html,/web/host.php][/url] 刚接触这两个配置时很迷糊，全部开启或全部注释没有几多变化。今天搜索到这么一篇讲得还不错的文章，看了几篇，还是不能完全记住，做一个收藏。 空闲子进程：是指没有正在处理请求的子进程。 1、prefork.c模块(一个非线程型的、预派生的MPM) prefork MPM 使用多个子进程，每个子进程只有一个线程。每个进程在某个确定的时间只能维持一个连接。在大多数平台上，Prefork MPM在效率上要比Worker MPM要高，但是内存使用大得多。prefork的无线程设计在某些情况下将比worker更有优势：他能够使用那些没有处理好线程安全的第三方模块，并且对于那些线程调试困难的平台而言，他也更容易调试一些。 ServerLimit 20000 StartServers 5 MinSpareServers 5 MaxSpareServers 10 MaxClients 1000 MaxRequestsPerChild 0 ServerLimit 2000 //默认的MaxClient最大是256个线程,假如想配置更大的值，就的加上ServerLimit这个参数。20000是ServerLimit这个参数的最大值。假如需要更大，则必须编译apache,此前都是无需重新编译Apache。 生效前提：必须放在其他指令的前面 StartServers 5 //指定服务器启动时建立的子进程数量，prefork默认为5。 MinSpareServers 5 //指定空闲子进程的最小数量，默认为5。假如当前空闲子进程数少于MinSpareServers ，那么Apache将以最大每秒一个的速度产生新的子进程。此参数不要设的太大。MaxSpareServers 10 //配置空闲子进程的最大数量，默认为10。假如当前有超过MaxSpareServers数量的空闲子进程，那么父进程将杀死多余的子进程。此参数不要设的太大。假如您将该指令的值配置为比MinSpareServers小，Apache将会自动将其修改成"MinSpareServers+1"。MaxClients 256 //限定同一时间客户端最大接入请求的数量(单个进程并发线程数)，默认为256。任何超过MaxClients限制的请求都将进入等候队列,一旦一个链接被释放，队列中的请求将得到服务。要增大这个值，您必须同时增大ServerLimit 。 MaxRequestsPerChild 10000 //每个子进程在其生存期内允许伺服的最大请求数量，默认为10000.到达MaxRequestsPerChild的限制后，子进程将会结束。假如MaxRequestsPerChild为"0"，子进程将永远不会结束。 将MaxRequestsPerChild配置成非零值有两个好处： 1.能够防止(偶然的)内存泄漏无限进行，从而耗尽内存。 2.给进程一个有限寿命，从而有助于当服务器负载减轻的时候减少活动进程的数量。 工作方式： 一个单独的控制进程(父进程)负责产生子进程，这些子进程用于监听请求并作出应答。Apache总是试图保持一些备用的(spare)或是空闲的子进程用于迎接即将到来的请求。

放大电路原理

放大电路原理 放大器有交流放大器和直流放大器。交流放大器又可按频率分为低频、中源和高频；接输出信号强弱分成电压放大、功率放大等。此外还有用集成运算放大器和特殊晶体管作器件的放大器。它是电子电路中最复杂多变的电路。但初学者经常遇到的也只是少数几种较为典型的放大电路。 读放大电路图时也还是按照“逐级分解、抓住关键、细致分析、全面综合”的原则和步骤进行。首先把整个放大电路按输入、输出逐级分开，然后逐级抓住关键进行分析弄通原理。放大电路有它本身的特点：一是有静态和动态两种工作状态，所以有时往往要画出它的直流通路和交流通路才能进行分析；二是电路往往加有负反馈，这种反馈有时在本级内，有时是从后级反馈到前级，所以在分析这一级时还要能“瞻前顾后”。在弄通每一级的原理之后就可以把整个电路串通起来进行全面综合。 下面我们介绍几种常见的放大电路。 低频电压放大器 低频电压放大器是指工作频率在 20 赫～ 20 千赫之间、输出要求有一定电压值而不要求很强的电流的放大器。 （ 1 ）共发射极放大电路 图 1 （ a ）是共发射极放大电路。 C1 是输入电容， C2 是输出电容，三极管 VT 就是起放大作用的器件， RB 是基极偏置电阻 ,RC 是集电极负载电阻。 1 、 3 端是输入， 2 、3 端是输出。 3 端是公共点，通常是接地的，也称“地”端。静态时的直流通路见图 1 （ b ），动态时交流通路见图 1 （ c ）。电路的特点是电压放大倍数从十几到一百多，输出电压的相位和输入电压是相反的，性能不够稳定，可用于一般场合。

（ 2 ）分压式偏置共发射极放大电路 图 2 比图 1 多用 3 个元件。基极电压是由 RB1 和 RB2 分压取得的，所以称为分压偏置。发射极中增加电阻 RE 和电容 CE ， CE 称交流旁路电容，对交流是短路的； RE 则有直流负反馈作用。所谓反馈是指把输出的变化通过某种方式送到输入端，作为输入的一部分。如果送回部分和原来的输入部分是相减的，就是负反馈。图中基极真正的输入电压是RB2 上电压和 RE 上电压的差值，所以是负反馈。由于采取了上面两个措施，使电路工作稳定性能提高，是应用最广的放大电路。 （ 3 ）射极输出器 图 3 （ a ）是一个射极输出器。它的输出电压是从射极输出的。图 3 （ b ）是它的交流通路图，可以看到它是共集电极放大电路。

三相电压型PWM整流器直接功率控制方法综述

三相电压型PWM整流器直接功率控制方法综述 https://www.wendangku.net/doc/555758836.html,/tech/intro.aspx?id=565 点击数：260 刘永奎，伍文俊 （西安理工大学自动化学院电气工程系，陕西西安710048）摘要首先介绍了三相电压型PWM整流器的拓扑结构，在此基础上，对当前应用于PWM 整流器的直接功率控制策略进行了对比分析，介绍了其实现机理和优缺点，最后，对直接功率控制在三相电压型PWM整流器中的控制技术进行了展望。 关键字 PWM整流器；直接功率控制；综述 Summary about Direct Power Control Scheme of Three-Phase Voltage Source PWM Rectifiers LIU Yongkui，WU Wenjun （Xi'an University of Technology，Xi'an Shannxi 710048 China）Abstract The topological structure of three-phase PWM rectifiers is introduced. On this basis, several DPC methods of three-phase voltage source PWM rectifiers were introduced and compared. At last, the pros原per of the control scheme development trends in three-phase PWM rectifiers is presented. Keywords three-phase PWM rectifiers；direct power control；summary 1 概述 三相电压型PWM整流器具有能量双向流动、网侧电流正弦化、低谐波输入电流、恒定直流电压控制、较小容量滤波器及高功率因数（近似为单位功率因数）等特征，有效地消除了传统整流器输入电流谐波含量大、功率因数低等问题，被广泛应用于四象限交流传动、有源电力滤波、超导储能、新能源发电等工业领域。 PWM 整流器控制策略有多种，现行控制策略中以直接电流、间接电流控制为主，这两种闭环控制策略

运算放大器的工作原理

运算放大器的工作原理-标准化文件发布号：（9556-EUATWK-MWUB-WUNN-INNUL-DDQTY-KII

运算放大器的工作原理 放大器的作用： 1、能把输入讯号的电压或功率放大的装置，由电子管或晶体管、电源变压器和其他电器元件组成。用在通讯、广播、雷达、电视、自动控制等各种装置中。原理:高频功率放大器用于发射机的末级，作用是将高频已调波信号进行功率放大，以满足发送功率的要求，然后经过天线将其辐射到空间，保证在一定区域内的接收机可以接收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。高频功率放大器是通信系统中发送装置的重要组件。按其工作频带的宽窄划分为窄带高频功率放大器和宽带高频功率放大器两种，窄带高频功率放大器通常以具有选频滤波作用的选频电路作为输出回路，故又称为调谐功率放大器或谐振功率放大器；宽带高频功率放大器的输出电路则是传输线变压器或其他宽带匹配电路，因此又称为非调谐功率放大器。高频功率放大器是一种能量转换器件，它将电源供给的直流能量转换成为高频交流输出在“低频电子线路”课程中已知，放大器可以按照电流导通角的不同， 运算放大器原理 运算放大器（Operational Amplifier,简称OP、OPA、OPAMP）是一种直流耦合﹐差模（差动模式）输入、通常为单端输出（Differential-in, single-ended output）的高增益（gain）电压放大器，因为刚开始主要用于加法，乘法等运算电路中，因而得名。一个理想的运算放大器必须具备下列特性：无限大的输入阻抗、等于零的输出阻抗、无限大的开回路增益、无限大的共模排斥比的部分、无限大的频宽。最基本的运算放大器如图1-1。一个运算放大器模组一般包括 一个正输入端(OP_P)、一个负输入端(OP_N)和一个输出端(OP_O)。 图1-1 通常使用运算放大器时，会将其输出端与其反相输入端（inverting input node）连接，形成一负反馈（negative feedback）组态。原因是运算放大器的电压增益非常大，范围从数百至数万倍不等，使用负反馈方可保证电路的稳定运作。但是这并不代表运算放大器不能连接成正回

风电功率预测系统功能要求规范

风电功率预测系统功能规范 （试行） 国家电网公司调度通信中心

目次 前言...................................................................... III 1范围. (1) 2术语和定义 (1) 3数据准备 (2) 4数据采集与处理 (3) 5风电功率预测 (5) 6统计分析 (6) 7界面要求 (7) 8安全防护要求 (8) 9系统输出接口 (8) 10性能要求 (9) 附录A 误差计算方法 (10)

前言 为了规范风电调度技术支持系统的研发、建设及应用，特制订风电功率预测系统功能规范。 本规范制订时参考了调度自动化系统相关国家标准、行业标准和国家电网公司企业标准。制订过程中多次召集国家电网公司科研和生产单位的专家共同讨论，广泛征求意见。 本规范规定了风电功率预测系统的功能，主要包括预测时间尺度、信息要求、功率预测、统计分析、界面要求、安全防护、接口要求及性能指标等。 本规范由国家电网公司国家电力调度通信中心提出并负责解释； 本规范主要起草单位：中国电力科学研究院、吉林省电力有限公司。 本规范主要起草人：刘纯、裴哲义、王勃、董存、石永刚、范国英、郭雷。

风电功率预测系统功能规范 1范围 1.1本规范规定了风电功率预测系统的功能，主要包括预测时间尺度、数据准备、数据采集与处理、功率预测、统计分析、界面要求、安全防护、接口要求及性能指标等。 1.2本规范用于指导电网调度机构和风电场的风电功率预测系统的研发、建设和应用管理。 本规定的适用于国家电网公司经营区域内的各级电网调度机构和风电场。 2术语和定义 2.1 风电场 Wind Farm 由一批风电机组或风电机组群组成的发电站。 2.2 数值天气预报 Numerical Weather Prediction 根据大气实际情况，在一定的初值和边值条件下，通过大型计算机作数值计算，求解描写天气演变过程的流体力学和热力学的方程组，预测未来一定时段的大气运动状态和天气现象的方法。 2.3 风电功率预测 Wind Power Forecasting 以风电场的历史功率、历史风速、地形地貌、数值天气预报、风电机组运行状态等数据建立风电场输出功率的预测模型，以风速、功率或数值天气预报数据作为模型的输入，结合风电场机组的设备状态及运行工况，得到风电场未来的输出功率；预测时间尺度包括短期预测和超短期预测。 2.4 短期风电功率预测 Short term Wind Power Forecasting 未来3天内的风电输出功率预测，时间分辨率不小于15min。 2.5 超短期风电功率预测 ultra-short term Wind Power Forecasting 0h~4h的风电输出功率预测，时间分辨率不小于15min。

基于软开关技术的DCDC功率变换器的设计

基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计 O 引言 基于软开关技术的全桥DC／DC变换器在高频、大功率的直流变换领域，有着广泛的应用前景，它提高了系统的效率，增大了装置的功率密度。本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中，该负载系统要求能有效实现能量回馈电网，且直流高压>540V，低压直流为48~60V，因此，为升压变换。限于篇幅，本文仅对DC／DC变换器的设计进行讨论，该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关，该方案简单、高效、易实现。采用改进型移相控制器UC3879为控制核心，对变换器实现恒流输入控制，文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。 1 基本原理 1.1 DC／DC变换器的电路原理 图1所示的是DC／DC功率变换器的电路原理图，功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器，S1及S3组成超前桥臂，S2及S4组成滞后桥臂，S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振，实现零电压开关。其中C7为隔直电容，可有效地防止高频变压器的直流偏磁。低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较，得到的误差信号经过PI 环节输出，由改进型移相控制器UC3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲；系统实行恒流控制，便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组，同时，也利于根据试验考核系统的功率等级，实现多个相同电子模拟负载模块的并联。

经过实验测试，DC／DC功率变换器工作在软开关状态下，输出高压直流为560V时，高频变压器副边电压的峰值高达1000V。考虑在工程应用中，系统应该有足够的储备裕量，以利于长时间可靠、安全的运行，整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。 1.2 控制策略 对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。双极性控制方式下的功率开关管工作在硬开关状态，开关管的开关损耗很大，限制了开关频率的提高。有限双极性控制方式可使一对开关管是零电压开关，另一对开关管是零电流开关，适合选用IGBT作为开关管，能避免IGBT的电流拖尾。对于功率MOSFET，移相控制方式的拓扑结构简洁，控制方式简单，也有很多优点： 1)开关频率恒定，利于滤波器的优化设计； 2)实现了开关管的零电压开关，减小了开关损耗，可提高开关频率； 3)功率器件的电压和电流应力小。 因此，该DC／DC功率变换器的控制采用移相控制方式实现零电压开关。每个桥臂的两个开关管成180°互补导通(同一桥臂两开关管有一死区时间)，两个桥臂的触发角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压。开关管关断时变压器的原边电流给关断开关管的

一般热线风速仪有两种工作模式

（1）xx流式 通过热线的电流保持不变，温度变化时，热线电阻改变，因而两端电压变化，由此测量流速。 利用风速探头进行测量。风速探头为一敏感部件。当有一恒定电流通过其加热线圈时，探头内的温度升高并于静止空气中达到一定数值。此时，其内测量元件热电偶产生相应的热电势，并被传送到测量指示系统，此热电势与电路中产生的基准反电势相互抵消，使输出信号为零，仪表指针也能相应指于零点或显示零值。若风速探头端部的热敏感部件暴露于外部空气流中时，由于进行热交换，此时将引起热电偶热电势变化，并与基准反电势比较后产生微弱差值信号，此信号被测量仪表系统放大并推动电表指针变化从而指示当前风速或经过单片机处理后通过显示屏显示当前风速数值。 （2）恒温式 热线的温度保持不变，给风速敏感元件电流可调，在不同风速下使处于不同热平衡状态的风速敏感元件的工作温度基本维持不便，即阻值基本恒定，该敏感元件所消耗的功率为风速的函数。 恒温风速仪则是利用反馈电路使风速敏感元件的温度和电阻保持恒定。当风速变化时热敏感元件温度发生变化，电阻也随之变化，从而造成热敏感元件两端电压发生变化，此时反馈电路发挥作用，使流过热敏感元件的电流发生相应的变化，而使系统恢复平衡。上述过程是瞬时发生的，所以速度的增加就好像是电桥输出电压的增加，而速度的降低也等于是电桥输出电压的降低。 三、电路工作原理 现以恒温式热线风速仪为例来说明它的工作原理（如图1）。把探头接在风速仪电路中电桥的一臂，探头的电阻记为R p,其他三臂的电阻分别为R 1，R 2和R

b。其中R 1=R 2，R b为一可调的十进制精密电阻。 此时，要求热线探头的电阻温度系数很高，而相反的却要求R 1，R 2和R b的电阻温度系数很小。 图1- 1热线风速仪电路原理图 在电桥AC两端加上电压E，当电桥平衡时，BD间无电位差，此时，没有信号输出。当探头没有加热时，探头的电阻值R f叫做冷电阻，各个探头有其不同的冷电阻值。测试时，把一个未知电阻值的探头接入桥路中，调节R b使电桥平衡，这时十进位电阻器R b上的数值就是冷电阻的数值，即为R f。按照所选定的过热比调节R b，使它的数值高出R f，一般推荐值为 1.5R f。这是，仪器中的电路能自动回零反馈，使I w增加，从而使热线探头的温度升高、电阻增大，一直达到R

功率控制

开环功控的目的是提供初始发射功率的粗略估计。它是根据测量结果对路径损耗和干扰水平进行估计，从而计算初始发射功率的过程。比如： 上行链路的开环功控的目的是调整物理随机接入信道的发射功率。UE在发射随机接入之前，总要长时间的测量CPICH的接收功率，以去掉多径衰落的影响。 根据系统消息中的导频功率、RTWP和下行导频实际接受功率来计算Preamble的功率 Preamble逐步抬升功率，直到被网络受到并回复 然后手机对最后一次Preamble功率进行一定修正以后在PRACH上发送RRC Connect Reque st网络收到RRC Conne ct Request消息后根据FA CH功率发送RRC Connect Setup 在该消息中SRNC为通知UE上行链路初始使用PCP(Power Control Preamble) 闭环功率控制的目标是使接收信号的SIR达到预先设定的门限值。在WCDMA中，上行链路和下行链路的闭环功率控制都是 由接收方NODEB 或UE 通过RAKE接收机产生的信号估计DPCH的功率，同时估计当前频段的干扰，产生 SIR估计值，与预先设置的门限相比较。如果估计值大于门限就发出TPC命令“1”（升高功率）；如果小于门限就发出TPC命令“0”（降低功率）。接收到TPC命令的一方根据一定的算法决定发射功率的升高或降低。 外环功率控制目的是动态地调整内环功率控制的门限。因为WCDMA系统的内环功率控制是使发射信号的功率到达接收端时保持一定的信干比。然而，在不同的多径环境下，即使平均信干比保持在一定的门限之上，也不一定能满足通信质量的要求（BER或FER或BLER）。因此需要一个外环功率控制机制来动态地调整内环功率控制的门限，使通信质量始终满足要求。RNC或UE的高层通过对信号误码率(BER)或误块率(BLER)的估算，调整快速功率控制中的目标信噪比（SIR tar get），以达到功控的目的。由于这种功控是通过高层参与完成的，所以叫做外环功控。当收到的信号质量变差，即误码率或者误块率上升时，高层就会提高目标信噪比（SIR target）来提高接收信号的质量。常规外环功率控制算法采用与内环功率控制相近似的方式 上行内环功率控制频率为1500次/秒。物理专用控制信道DPCCH采用的无线帧长度为10ms，每帧有15个时隙，每个时隙都有功率控制比特，这样每10ms会对发射功率调整一次，每秒的调整次数为：15次/(10ms/1s)=1500次/秒 外环功控由RNC对基站发送Sir target作为内环功控的参照目标，SIR tar get的改变取决于CRC校验以及Bler tar get（外环功控的参照目标）所以外环工控的最高频率是1/TTI，TTI为10ms时是100。

功率放大器原理功率放大器原理图

袁蒁膃蚇腿肀肃功率放大器原理功率放大器原理 图 芃蚆葿艿袂薇蒆要说功率放大器的原理，我们还是先来看看功率放大器的组成：射频功率放大器（RF PA）是各种无线发射机的重要组成部分。在发射机的前级电路中，调制振荡电路所产生的射频信号功率很小，需要经过一系列的放大一缓冲级、中间放大级、末级功率放大级，获得足够的射频功率以后，才能馈送到天线上辐射出去。为了获得足够大的射频输出功率，必须采用射频功率放大器。 射频功率放大器是发送设备的重要组成部分。射频功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率。除此之外，输出中的谐波分量还应该尽可能地小，以避免对其他频道产生干扰。 螆肇葿蚄蚆芈羁功率放大器原理 衿蚈膂袆袆膁螁高频功率放大器用于发射机的末级，作用是将高频已调波信号进行功率放大，以满足发送功率的要求，然后经过天线将其辐射到空间，保证在一定区域内的接收机可以接收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。高频功率放大器是通信系统中发送装置的重要组件。按其工作频带的宽窄划分为窄带高频功率放大器和宽带高频功率放大器两种，窄带高频功率放大器通常以具有选频滤波作用的选频电路作为输出回路，故又称为调谐功率放大器或谐振功率放大器；宽带高频功率放大器的输出电路则是传输线变压器或其他宽带匹配电路，因此又称为非调谐功率放大器。高频功率放大器是一种能量转换器件，它将电源供给的直流能量转换成为高频交流输出。在“低频电子线路” 课程中已知，放大器可以按照电流导通角的不同，将其分为甲、乙、丙三类工作状态。甲类放大器电流的流通角为360o，适用于小信号低功率放大。乙类放大器电流的流通角约等于180o；丙类放大器电流的流通角则小于180o。乙类和丙类都适用于大功率工作。丙类工作状态的输出功率和效率是三种工作状态中最高者。 高频功率放大器大多工作于丙类。但丙类放大器的电流波形失真太大，因而不能用于低频功率放大，只能用于采用调谐回路作为负载的谐振功率放大。由于调谐回路具有滤波能力，回路电流与电压仍然极近于正弦波形，失真很小。除了以上几种按电流流通角来分类的工作状态外，又有使电子器件工作于开关状态的丁类放大和戊类放大。丁类放大器的效率比丙类放大器的还高，理论上可达100％，但它的最高工作频率受到开关转换瞬间所产生的器件功耗(集电极耗散功率或阳极耗散功率）的限制。如果在电路上加以改进，使电子器件在通断转换瞬间的功耗尽量减小，则工作频率可以提高。这就是戊类放大器。 我们已经知道，在低频放大电路中为了获得足够大的低频输出功率，必须采用低频功率放大器，而且低频功率放大器也是一种将直流电源提供的能量转换为交流输出的能量转换器。高频功率放大器和低频功率放大器的共同特点都是输出功率大和效率高，但二者的工作频率和相对频带宽度却相差很大，决定了他们之间有着本质的区别。低频功率放大器的工作频率低，但相对频带宽度却很宽。例如，自20至20000 Hz，高低频率之比达1000倍。因此它们都是采用无调谐负载，如电阻、变压器等。高频功率放大器的工作频率高（由几百kHz一直到几百、几千甚至几万MHz），但相对频带很窄。例如，调幅广播电台（535－1605 kHz的频段范围）的频带宽度为10 kHz，如中心频率取为1000 kHz，则相对频宽只相当于中心频率的百分之一。中心频率越高，则相对频宽越小。因此，高频功率放大器一般都采用选频网络作为负载回路。由于这后一特点，使得这两种放大器所选用的工作状态不同：低频功率放大器可工作于甲类、甲乙类或乙类（限于推挽电路）状态；高频功率放大器则一般都工作于丙类（某些特殊情况可工作于乙类）。 近年来，宽频带发射机的各中间级还广泛采用一种新型的宽带高频功率放大器，它不采用选频网络作为负载回路，而是以频率

20170402-DC-DC功率变换器的两种工作模式

PWM DC-DC 功率变换器的两种工作模式 普高（杭州）科技开发有限公式 张兴柱 博士 任何一个PWM DC-DC 功率变换器，当输入或者负载发生变化时，其在一个开关周期内的工作间隔数量也会发生变化。为了容易理解，先以电流负载下的Buck 变换器为例子，来说明这种变化。 oL 在负载电流比较大时，该变换器的一个开关周期内，只有两种工作间隔，即有源开关AS 导通、无源开关PS 截止的s DT 间隔，和有源开关AS 截止，无源开关PS 导通的s T D ′间隔。这种工作模式下，电感上的电流始终大于零，称为电感电流连续导电模式，简称为CCM 模式。 由于电容C 上满足安秒平衡定律，也即其在一个开关周期内的平均电流为零，所以电感电流在一个开关周期内的平均值必等于负载电流。当负载电流变小时，电感电流在一个开关周期内的平均值也必然变小，当变小到上图中红色波形的负载电流时，如果再继续变小负载电流的话，电感电流在有源开关AS 截止的间隔内，将减小到零。当无源开关采用二极管时，由于二极管的单向导电特性，一旦流过二极管的电流（在本例子中，即为电感电流）降为零时，二极管就会自动关断而截止，因此在这个负载之下的负载，变换器在一个开关周期内，会增加一个工作间隔，即s T D ′′间隔，这个间隔中的有源开关和无源开关均截止，这样的工作模式被称为电感电流不连续导电模式，简称DCM 模式。其电感电流的波形中，有一段时间的电流为零，如下图所示。 L 任何PWM DC-DC 功率变换器，只要其无源开关采用二极管，那么在它的稳态工作点范围内，通常均有存在两种不同工作模式工作点的可能。这两种工作模式的转换之处，一般称作CCM/DCM 的边界，如上例中红色电感电流波形所对应的负载，即为CCM/DCM 的边界负载，在这个负载之上的负载，变换器工作于CCM ；在这个负载之下的负载，变换器工作于DCM 。

功率放大器的设计

课程设计任务书 学生姓名：专业班级：电子1003班 指导教师：葛华工作单位：信息工程学院 题目: 功率放大器的设计 初始条件： 计算机、Proteus软件、Cadence软件 要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求） 1、课程设计工作量：2周 2、技术要求： （1）学习Proteus软件和Cadence软件。 （2）设计一个功率放大器电路。 （3）利用Cadence软件对该电路设计原理图并进行PCB制版，用Proteus软件对该电路进行仿真。 3、查阅至少5篇参考文献。按《武汉理工大学课程设计工作规范》要求撰写设计报告书。全文用A4纸打印，图纸应符合绘图规范。 时间安排： 2013.11.11做课设具体实施安排和课设报告格式要求说明。 2013.11.11-11.16学习Proteus软件和Cadence软件，查阅相关资料，复习所设计内容的基本理论知识。 2013.11.17-11.21对功率放大器进行设计仿真工作，完成课设报告的撰写。 2013.11.22 提交课程设计报告，进行答辩。 指导教师签名：年月日 系主任（或责任教师）签名：年月日

目录 摘要........................................................................ I Abstract ................................................................... II 1 功放的工作原理及分类 (1) 1.1功放的工作原理 (1) 1.2功放的分类 (1) 2 软件介绍 (2) 2.1 Proteus (2) 2.1.1 Proteus简介 (2) 2.1.2工作界面 (2) 2.1.3 对象的放置和编辑 (3) 2.1.4 连线 (4) 2.2Cadence软件 (4) 2.2.1 Cadence简介 (4) 2.2.2 Cadence软件的特点 (4) 2.2.3电路PCB的设计步骤 (4) 3 设计方案 (6) 3.1 运算放大电路的设计 (6) 3.2 功率放大电路的设计 (7) 3.3 音频功率放大电路 (9) 3.4方案总结及仿真 (10) 4 Candence软件操作 (11) 4.1 Cadence画电路原理图 (11) 4.2 布线及PCB图 (11) 4.2.1布线注意事项 (11) 4.2.2 PCB制作 (12) 5.心得体会 (14) 6.参考文献 (15)

FTP有两种工作模式

今天从公网的服务器连接本地内网的FTP server copy文件时，系统老是提示227 Entering Passive Mode (xxx,xxx,,xxx,xxx,x)，很是奇怪，于是上网找资料仔细研究了一下，原来FTP有两种工作模式，PORT方式和PASV方式，中文意思为主动式和被动式，详细介绍如下： 主动FTP ： 命令连接：客户端>1024 端口→服务器21 端口 数据连接：客户端>1024 端口←服务器20 端口 被动FTP ： 命令连接：客户端>1024 端口→服务器21 端口 数据连接：客户端>1024 端口←服务器>1024 端口 PORT（主动）方式的连接过程是：客户端向服务器的FTP端口（默认是21）发送连接请求，服务器接受连接，建立一条命令链路。当需要传送数据时，客户端在命令链路上用PORT命令告诉服务器：“我打开了***X端口，你过来连接我”。于是服务器从20端口向客户端的***X端口发送连接请求，建立一条数据链路来传送数据。 PASV（被动）方式的连接过程是：客户端向服务器的FTP端口（默认是21）发送连接请求，服务器接受连接，建立一条命令链路。当需要传送数据时，服务器在命令链路上用PASV命令告诉客户端：“我打开了***X端口，你过来连接我”。于是客户端向服务器的***X端口发送连接请求，建立一条数据链路来传送数据。 由于我的本地FTP服务器在内网，只是从外网映射了两个端口（20，21），所以无法使用PASV 方式，解决此问题的办法也很简单，关闭客户端的PASV方式，强制其用PORT方式访问服务器，登录FTP服务器后用passive命令关闭客户端的PASV方式，如下： ftp> passive Passive mode off. ftp> passive (再次运行命令可打开） Passive mode on.

三相功率变换器

逆变器并网电流环控制 1连接电抗器设计 图1并网逆变器主电路图 并网逆变器主电路图如图1所示。滤波电感参数的计算过程如下： 假设在t k 时刻起始的一个开关周期内数值近似保持不变为U k ，电感电流平均值为I Lk ，电流纹波增加量为+L I ?和减小量-L I ?相等，均为L I ?，桥式逆变电路输出电压波形为u i ，占空比为D ，直流电压为V DC ，开关周期为T s ，则t k 即刻起始的一个开关周期内逆变器电压和电感电流波形如图2所示。 图 2逆变器电压和电感电流波形 由图可知，当k k s t t t DT <<+时，+-= dc k L s M V U I DT L ???；当+k s k s t DT t t T <<+时，-=(1)k L s U I D T L ??-。 化简得： dc k s s M U U DT T L L ??=? 2(1)()dc dc L s s M V M V I D D T D D T L L ???=-=- 当占空比D=0.5时且V dc 最大时，L I ?达到最大 则 V

max max 4dc s L M V T I L ???= max max 4dc s L M V T L I ??≥ 在本设计中取直流侧输入电压最大值_max 900V dc V =；10KHz s f =；7.58A o I = ； max =15% 1.61L o I A ?=；=6.89mH L ；=7mH L 。 2电流环设计与仿真 同步旋转坐标系下，逆变器的交流侧电压表达式为 d d gd q q q gq d di v L u i dt di v L u i dt ωω? =-++??? ?=-+-?? 考虑到需要对逆变器的有功无功进行解耦控制，因此在本设计中采用基于d 轴电网电压定向的控制策略，则逆变器交流侧电压表达式可变为 d d gd q q q d di v L u i dt di v L i dt ωω? =-++??? ?=--?? 带解耦的电流闭环控制框图如图3所示。可通过电流状态反馈来实现两轴电 流间的解耦控制。 图3电流闭环控制框图 电流环的参数计算 考虑主电路部分d 轴电流解耦后的传递函数和q 轴电流的控制框图如图4所示。

BOOST电路两种工作模式的比较

BOOST 电路两种工作模式的比较 整理者：王伟旭 一、BOOST 电路两种工作模式效率的比较 设BOOST 电路工作于临界状态时算出此时的电感值，当选用电感大于这个值时电路工作于CCM ，当选用电感小于这个值时电路工作于DCM 。实际应用中，多让BOOST 电路工作于CCM ，主要是因为其效率高于DCM 。 对于BOOST 电路电路来说，其电路主要的损耗在于开关管切换过程中，闭合时流过的电流产生的能量。比较CCM 与DCM 的效率就是看哪种模式下开关管消耗的能量多少，这个能量的比较进一步来讲就是比较其流过的电流有效值的大小。 通过计算电路两种模式下的开关管电流有效值大小，进行比较来决定这两种模式的效率高低。 开关管在开关开启的过程中才有电流流过，其值等于电感电流，这个电流在开启到关断这一时刻达到最大值，两种模式下的开关管电流波形分别如图1所示。 图1 开关管电流波形图 首先计算DCM 下流过开关管电流的有效值： ∫=ON T ON rms DCM dt t T I T I 020)()(1 (1.1) 对式1.1化简可得：

0)(3 I D I rms DCM =，其中T T D ON = (1.2) 然后计算CCM 下流过开关管电流的有效值： 21222102221)(3 )(1I I I I D dt I t T I I T I ON T ON rms CCM ++?=+?=∫ (1.3) 对于同样的外部参数的两种模式BOOST 电路(输入、输出电压，功率相同)，其输入与输出电流平均值是相等的。通过这个关系我们可以得出I 0与I 1和I 2的关系，如式1.4所示。 210210)()(2 2I I I I I D I D U P I in avg in +=?→?+=== (1.4) 将式1.4关系带入式1.2可得： 212221)(23 I I I I D I rms DCM ++?= (1.5) 即可得到： )()(rms CCM rms DCM I I > (1.6) 二、BOOST 电路两种模式电感感值的比较 对于一个BOOST 电路，通过改变其电感的大小可以使其从DCM 过渡到CCM ，我们依据DCM 和CCM 两种模式下电感传递的能量是相等的这个概念来推证CCM 电感的感值大于DCM 电感的感值。 对于两种模式的电感电流波形如图2所示。 图2 两种模式下电感电流波形示意图

功率放大器的基本工作原理_共7页

一．功率放大器的基本工作原理 A 类扩音机的输出级中两个（或两组）晶体管永远处于导电状态，也就是说不管有无 讯号输入 它们都保持传导电流，并使这个电流等于交流电的峰值，这时交流在最大讯号情 况下流入负载。当无讯号时，两个晶体管各流通等量的电流，因此在输出中心点上没有不 平衡的电流或电压，故无电流输入扬声器，当讯号趋向正极，线路上方的输出晶体管容许 流入较多的电流，下方的输出晶体管则相对减少电流，由于电流开始不平衡，于是流入扬 声器发声。 A 类放大方式具有最佳的线性，每个输出晶体管均放大讯号全波，完全不存在交越失 真 （ Switching Distortion ），即使不采用负反馈，它的环路失真仍十分低，因此被认为是声 音最理想的放大线路设计。但凡事总是有利亦有弊， A 类放大的缺点是效率低，因为无讯 号时仍有较大电流流入，扩音机产生高热量和浪费功率，这种功率正如输出级的热量一样 完全消散，但却没输到负载，当讯号电平增加时有些功率可进入负载，但许多仍转变为热 量。 A 类放大器是一种最浪费能量的设计，只要一开机它的耗电量最高，播放音乐时，效 率约为百分之50,即一半功率变为热量浪费。如果不计较上述的缺点， A 类扩音机是重播 音乐的理想选择，它能提供非常平滑的音质，音色圆润温暖，高音透明开扬，这些优点足 以补偿它的缺点。为了有效处理散热问题， A 类扩音机必须采用大型沉热器，有些大功率 设计还需要风扇散热。因为它的效率低,供电器一定要能提供充足的电流,一部 25瓦的 A 类扩音机供电器的能力至少够 100瓦AB 类扩音机用。所以 A 类机的体积和重量都比 AB 类大，这令制造成本增加，售价当然较贵，一般而言 A 类扩音标机的售价约为同等功 率A B 类机的两倍或以上。 B 类放大的工作方式是当无讯号输入时，输出晶体管不导电，所以不消耗功率，当有 讯号时每 对输出管各放大一半波形,彼此一开一关轮流工作完成一个全波放大,在两个输 出晶体管转换工作时便发生交越失真，因此形成非线性。纯 B 类扩音机较少，因为在讯号 非常低时失真十分严重，因交越失真令声音变得粗糙。 B 类扩音机的效率平均约为百分之 75,产生的热量较 A 类机低，允许用较小的散热器，这类放大工作当其输出为最大功率的 40.5%,扩音机内消耗的功率最高,这时为百分之 50,输出功率较低和较高时则效率增加, 因此供电器可以比 A 类机小。 AB 类工作达成性能的妥协，大多数 B 类扩音机都不是用纯 B 类工作，通常有两个偏 压，在无讯号时也有少量电流通过输出晶体管，这类扩音机在讯号小时用 A 类工作，获得 最佳线性，当讯号提高到某一个电平时自动转为 B 类工作获得较高的效率。普通机十瓦的 AB 类大约在5瓦以内用 A 类工作，由于聆听音乐时所需要的功率只有几瓦，因此 AB 类 B 类，这种设计可以 AB 类扩音机将偏 A 类 机，但产生的热 可变偏流式扩音机：可变偏流扩音机据知是美国 Threshold 公司最先发展，八十年代 日本厂家却普遍采用并创造出多种不同的名称，这种设计是利用一个线路探测输入讯号电 压，根据电 压的高低自动改变偏流，讯号电压愈低偏流愈高，等于 A 类工作，讯号电压愈 高偏流愈低达成 B 类工作，这种偏流的变化是连续性，可将交越失真减至最少。理论上这 种设计颇为理想，但这类扩音机常因偏流探测线路与伺服控制线路本身工作不准确而导致 额外的失真，能真正达到接近 A 类音质的产品不多。 C 类放大不适合 HI-FI 用，C 类（丙类）放大器较少听闻，因为它是一种失真非常高 的放大 器，只适合在通讯用途上使用。 A 类输出晶体管百分之百时间都在工作， B 类输出 晶HP 曰 扩音机在大部分时间是用 A 类工作，只在出现音乐瞬态强音时才转为 获得优良的音质和提高效率减少热量，是一种颇为合逻辑的设计。有些 流调得甚高，令其在更宽润的功率范围内以 A 类工作，使声音接近纯 量亦相对增加。

PWM整流器预测无差拍直接功率控制_张永昌

第17卷第12期2013年12月电机与控制学报 Electri c Machines and Control Vol.17No.12 Dec．2013 PWM整流器预测无差拍直接功率控制 张永昌，谢伟，李正熙 （北方工业大学电力电子与电气传动北京市工程研究中心，北京100144） 摘要:针对PWM整流器采用直接功率控制时存在的稳态纹波大、采样率高和开关频率低等问 题，结合占空比调制和无差拍控制的概念提出一种改进的直接功率控制方法。通过分析不同电压 矢量对功率变化的影响，提出在每个控制周期内同时作用一个非零矢量和一个零矢量，其中非零矢 量从传统的矢量表直接功率控制获得。该非零矢量的优化作用时间通过对有功功率实行预测无差 拍控制而解析得到。搭建了两电平PWM整流器平台对传统直接功率控制和预测无差拍直接功率 控制进行对比研究。仿真和实验结果表明，相比传统基于矢量表的直接功率控制，预测无差拍直接 功率控制能够显著减小功率脉动和电流谐波，而且动态响应迅速，简单易实现，是一种性能优良的 功率控制方法。 关键词:PWM整流器;直接功率控制;无差拍控制;预测控制 中图分类号：TM46文献标志码：A文章编号：1007－449X（2013）12－0057－07 Predictive deadbeat direct power control of PWM rectifier ZHANG Yong-chang，XIE Wei，LI Zheng-xi （Power Electronics and Motor Drive EngineeringＲesearch Center of Beijing， North China University of Technology，Beijing100144，China） Abstract：To solve the problems of high steady ripple，high sampling frequency and low switching fre- quency for direct power controlled（DPC）pulse width modulation（PWM）rectifier，an improved DPC is proposed by combining the concept of duty cycle control and deadbeat control．After analyzing the influ- ences of various voltage vectors on power slopes，it is suggested to apply one non-zero voltage vector and one zero voltage vector simultaneously during one control period．The non-zero vector was obtained from conventional switching-table-based DPC and its duration was obtained based on the principle of deadbeat control of active power．A two-level PWM rectifier platform was established to comparatively study the performances of conventional DPC and the proposed predictive deadbeat DPC．Both simulation and exper- imental results prove that，compared to conventional DPC，the predictive deadbeat DPC is able to reduce both power ripples and current harmonics significantly and features quick dynamic response with simple implementation．Hence，the proposed predictive deadbeat DPC is an excellent power control method with good performances． Key words：PWM rectifier；direct power control；deadbeat control；predictive control 收稿日期：2013－01－12 基金项目:国家自然科学基金(51207003，51347004);北京市科技新星计划(xx2013001) 作者简介:张永昌(1982—)，男，博士，副教授，研究方向为电力电子与电机控制; 谢伟(1988—)，男，硕士研究生，研究方向为PWM整流器; 李正熙(1955—)，男，博士，教授，研究方向为电气传动和智能交通。 通讯作者:张永昌 DOI:10.15938/j.emc.2013.12.009