LM3404中文资料
凡是涉及到图表，典型应用的，请大家在TI 官网下载原英文资料自行参考。
应用信息
操作方法
LM3404/LM3404HV 是BUCK 调整器，具有宽电压输入范围，低的电压参考，快速的输出 使能/除能 功能。这使得它可以非常理想的运用于驱动LED 的连续电流源，并可输出正向电流高达1.2A 。COT （controlled on-time ，开启时间控制）结构由迟滞控制模式和与输入电压变化相反的一次开启时间构成。迟滞控制使得小信号控制回路补偿不再需要。具有快速的瞬态响应，PWM 调光，低电压关断，输出过压保护。
COT 概述
Figure19 显示了用于控制LED 阵列电流的反馈系统。电压信号Vsns 是LED 电流流过Rsns 产生的。Vsns 反馈到CS 引脚和内部200mV 的参考电压Vref 比较。当Vsns 低于200mV 时，会打开内部的MOSFET ，该功率MOSFET 会在O N t 时间内导电，O N t 由外部电阻ON R 和输入电压IN V 决定，且满足以下关系：
O N t 这段时间结束后，
MOSFET 会关断一个最小时间M IN O FF t -，300ns 。等M IN O FF t -结束后，CS comparator 会再次比较Vsns 和Vref 并开始下次循环。
LM3404/LM3404HV 必须工作在连续导电模式（CCM ，continuous conduction mode ，有兴趣具体参见开关电源有关书籍）。在CCM 稳定状态下，转换器维持连续的开关频率，且由下式决定
F V 代表每个LED 的正向压降，n 表示串联的LED 数目。
可见，开关频率有ON R 和LED 的正向压降和LED 数目决定。
平均LED 电流
COT 结构调整Vsns ?，就是Vsns 的交流分量。LED 的平均电流也就是电感的平均电流，电感电流的最低值可由下式计算
式中，SNS t 是CS 比较器的延迟时间，大约为220ns ，平均电流等于MIN L I -加上电感纹波电流L i ?的一半
关于L i ?的计算在设计考虑一部分讲解。
最大输出电压
300ns 最小的关断时间限制了转换器的最大占空比MAX D ，因此也限制了最大输出电压)(MAX O V ，下列式子
LED 最大数目MAX n 也被限制了
)(MAX F V 为LED 的最大正向电压。
在低的开关频率下最大占空比和输出电压会更高，允许LM3404/LM3404HV 调整输出电压最高达输入电压，下列式子描述了最大输出电压和开关频率的关系，并且在典型性能图表部分有图表显示。
最小输出电压
建议LM3404/LM3404HV 最小的开启时间为300ns ，这个O N t 的下限决定了占空比的最小值，输出电压由输入电压和开关频率决定。下式表示了它们之间的关系，且在典型性能图表部分有图表显示。
高电压偏置调整器
LM3404/LM3404HV 内部包含一个具有7V 输出的线性调整器，这个线性调整器连接在VIN 引脚和VCC 引脚之间。VCC 引脚应该用一个0.1uF 的陶瓷电容旁路接GND ，且该电容应尽量靠近IC 引脚连接。只有当VIN 达到8.8V 时线性调整器才将VCC 调整在7V 并且当VIN 再增加时VCC 保持不变。
内部MOSFET 和驱动器
LM3404/LM3404HV 内部包含一个功率MOSFET 和一个连接在SW 引脚和BOOT 引脚之间的浮置驱动器。驱动器上升和下降时间都是20ns 且栅极充电大概需要6nC （6*10^-9库伦）。 驱动器的高端电压由内部二极管和外部电容B C ，10nF ，构成的自举电路提供。
快速关断和PWM调光
DIM引脚具有TTL输入逻辑兼容性，可用较低频率的PWM来对LED调光。DIM引脚逻辑低（小于0.8V）会除能内部MOSFET且关断LED电流。DIM引脚逻辑高大于2.2.V。一个75uA电流源使得当DIM开路时LM3404/LM3404HV处于开启状态，因此不用上拉电阻。
f应该至少比稳定开关频率少一个数量级。
DIM
峰值电流限制
无论什么情况，只要MOSFET电流超过1.5A，那么LM3404/LM3404HV内部的峰值电流限制比较器就会起作用，然后MOSFET会被除能一个冷却时间大概是稳定状态的开启时间的75倍。当冷却时间结束时系统又重新开始工作，如果仍超过电流限制则继续冷却时间。
过压过电流比较器
CS引脚有一个过压过电流比较器。当Vsns超过300mV时会除能MOSFET，这个阈值电压给输出电流提供了硬保护，输出电流过冲最大为300mV/Rsns。
V。由这个比较器称为OVP/OCP，也可以用于防止当输出开路的情况下输出电压达到)
(MAX
O
于内部邦定线的断开，开路是LED最可能出现的失效模式。当输出开路时，Vsns会变为0，这使得占空比会变得最大值。Figure 20显示了一种用齐纳二极管Z1和齐纳限流电阻Rz来限制输出电压在二极管Z1反向击穿电压+200mV。齐纳二极管反向击穿电压Vz必须必LED 串联后最大正向压降大，Rz建议最大值为1kΩ。
在讨论最大输出电压部分，我们知道即便输出开路Vo也不会超过Vin。但是如果没有输出电容，在电感输出结束时会有震荡这会导致电压超过Vin或低于0V。一个小电容（典型值10nF）可以防止振荡。
低电压关断
Figure21显示了一种低电压关断的方法，三极管可以2n7000,2n3904或其他等效的器件，或用逻辑门（前提是逻辑低电平小于0.3V）。
过热关断
内部有过热保护电路，当结温超过165℃时会关断且有25摄氏度的迟滞（也就是说关断后只有当结温低于165-25=140度时才会重新打开）。在关断期间MOSFET和驱动电路都被除能了。
设计考虑
开关频率
开关频率的选择要在效率（低频率比较好），电路尺寸（高频率会比较小），和输出电压范围（低频输出范围更宽）之间综合考虑。许多应用会因为电磁干扰问题（EMI）限制开关频率。开关频率可在数十kHz和1点几MHz之间选择。最大开关频率被最小开启时间和最小关断时间限制。
LED纹波电流
纹波电流的选择，F i?，和标准的电压调整器的输出纹波电压的选择类似。通常的直流电压调整器的直流输出电压的纹波是±1%—±5%，LED制造商通常建议F i?的范围在F I的±5%—±20%之间。允许的纹波比较高的话则允许使用比较小的电感和输出电容，因此可以减小电路尺寸和电路成本。允许的纹波低则要求大的电感，大的电容和高开关频率，但是其优点是减少了LED的热能消耗且增大了平均电流的允许误差。
无输出电容的BUCK转换器
Buck转换器在非隔离式拓扑结构是很独特的，因为电感在整个开关周期内都和负载直接连接。通过定义电感可以控制通过电感的电流变化率。这种电流纹波的控制形成了在电压或电流调整器中元件选择的基础。电流调整器如LM3404/LM3404HV构成的LED驱动器目标在于调整通过负载的电流而非电压，输出电容是没有必要的。当没有输出电容时，纹波电流可由下式计算。
为了给CS引脚提供一个良好的信噪比（SNR），建议该引脚上最小的纹波电压应该小于
25mV，所以，最小的纹波电流可以用下式计算
有输出电容的BUCK转换器
并联在LED串并联阵列两端的电容是为了减小LED电流纹波。这样的话输出的电感可以小
一些，可以使磁场更小且更便宜。或者，在使用同样电感的条件下可以使用更低的频率，从而提高效率和扩展输出电压范围。Figure 22显示了对电感纹波电流的等效阻抗
LED 的动态电阻D r 并不会总是在制造商的数据手册里提供，但是可以这样估算，用Vf 除以If ，其值大概就是5倍或10倍的动态电阻。串联的总动态电阻可以认为是D r 乘以串联数目n 。电感电流的纹波依然按照无输出电容BUCK 转换器的公式计算，下面的式子显示了并联电容是如何减小LED 的纹波电流F i ?的。
小的输出电容O C 对F i ?没有明显的减小，但是依然对EMI 的减小有作用。减小EMI 当连接LED 的线比较长是显得尤为重要。
输入电容
输入电容提供脉冲电流，当MOSFET 打开时大概等于If ，当MOSFET 关断时由输入电压充电。开关转换器具有负性阻抗因为电压增大时会使电流减小。这种电压电流反比的关系，在负性阻抗的绝对值大于输入滤波器阻抗时会造成振荡。比较输入阻抗和转换器的负阻可以确定最小的输入电容值。但是这需要精确计算输入电压源的电阻和感抗，而这些值往往很难确定。另一种选择最小电容(min)in C 的方法是确定输入电压纹波的最大容差。该值)(MAX IN V ?等于转换器开通期间也就是电容提供负载电流期间Cin 两端的电压。最小输入电容可由下式确定
可以假定输入电压的纹波在5%—10%之间，建议输入电容为Cin （min ）的两倍。为了计算输入电流的均方根值，可用以下方程：
陶瓷电容是最好的输入电容选择，这种电容ESR 比较小，体积小，便宜。注意，陶瓷电容可能会在其耐压等级内，容量会减小一半甚至以上，在极端温度下，其容量也会减小。所以，
至少选用耐压等级在输入电压两倍以上的陶瓷电容。对于开关电源的输入电容，最好选用介质材料为X5R，X7R或更好的材料。
续流二极管
LM3404/LM3404HV是非同步的BUCK转换器，当MOSFET关断时需要续流二极管D1来接通电感电流。D1最好的选择是肖特基二极管，因其具有低的正向压降和几乎为0的开通时间。D1的耐压要比最大输入电压加上任一开关节点的振铃电压。经验上说所有的开关转换器在开关节点上都有振铃电压，因为二极管有寄生电容和引线电感。D1的平均电流D I可以由下式计算
这种计算应该在有可能的最大输入电压下来计算。总体上说，在低占空比下，效率会越来越依赖于D1的选择，因为续流二极管有电流流通的时间比重在增加。二极管功耗计算可以查
V。二极管的热阻和二极管允许的最大结温会在二极管手册上查看该种二极管的典型压降D
到，这样可以计算结温是否满足要求。
调光模式下的LED电流
LM3402包含高速的MOSFET驱动电路用于驱动内部MOSFET于‘on’和‘off’状态。该驱动电路的驱动MOSFET的驱动电流来自于VCC。UVLO会使MOSFET在VCC电压不足的情况下关断。这个看门狗电路在DIM模式和关断模式仍在运行，并且有很少量的电流从VCC流到SW。因为SW是连接到LED的，所以电流会流过LED到地。该电流和SW的电压有关，其关系如Figure 23所示。
尽管大多数功率LED都工作在几百毫安的电流下，但在极低电流下可能会发出微弱的偏红的光。在实验室测试中，在这种低电流下，led要发出可见的光线其正向压降大约为2V。要使其不发光，其电压在900mV左右，记住正向压降是随温度变化的，且随温度增加而减少。要解决这一问题（就是关断时发光）可以在SW引脚上接入一个电阻到地，其阻值如表所示
瞬态保护
考虑ESD和EOS可能会对IC造成损害。芯片所有的引脚都包含齐纳钳位保护。事实上一般所有芯片都有这种保护，非独LM3404有这种保护。ESD是能量非常低的事件，通常小于5uJ（微焦耳）。超过这一能量的事件可能会损坏ESD结构。
CS引脚保护
CS引脚内部保护如图所示
其中，齐纳二极管可以流过25mA的电流。通常在CS引脚增加1kΩ的电阻
这样，可以吸收的电流电压就变成了
注意，串联电阻后，会使得LED电流有轻微的偏移。原因有两点
一）CS引脚有大约20nF的固有电容会造成轻微的延迟（当电阻1kΩ时大约20ns）
二）比较器监视CS引脚的电压是使用的双极性输入，这样会使得npn管有100nA的偏置电流，使得阈值电压偏离0.1mV。这是非常小的偏移，实际使用中可以忽略不计或者微调一下Rsns。
带OVP的CS引脚保护
当使用齐纳二极管来设计OVP（输出过压保护）时，cs引脚上的瞬态保护需要另外考虑。如Figure 26所示，瞬态能量会通过齐纳二极管输入的CS引脚。再增加一个串联电阻可以让瞬态能量主要从Rsns通过，以保护LM3404如Figure 27所示。
VIN引脚保护
不多说了，直接上图