华 伟 1965年生,1990
年获北京工业大学功率半
导体器件专业工学硕士学位,副教授,从事新型电力电子器件应用及开关功率变换器的教学和科研工作。
设计与研究
30k W 电流模式PWM 控制的
DC DC 功率变换器
北方交通大学(北京100044) 华 伟
摘 要:新型30k W 电流模式P WM 控制的功率变换器采用N PT -IGBT 器件,无需串联隔直防偏磁电容,使用有源斜坡补偿技术,效率达到90%,具有极好的动态响应、过流保护及模块均流并联性能,是一种具有极大功率扩容(可达到100k W )潜力并易于工程化实现的IGBT 功率变换器。
关键词:电流模式 IGBT 全桥拓扑 开关模式整流器 变换器
收修改稿日期:1999203215
30k W curren t m ode P WM con trolled DC DC power converter
N o rthern J iao tong U n iversity (B eijing 100044) Hua W e i
Abstract :P resen ted in the paper is a novel 30k W cu rren t mode P WM con tro lled pow er converter .T he converter ,of w h ich the efficiency reaches 90%,app lies N PT -IGBT device and an active slope compen sati on techno logy w ith no need to series connect a DC b lock ing and b ias 2p roof capacito r .It featu res excellen t dynam ic respon se ,over 2cu rren t p ro tecti on ,parallel modu le cu rren t equalizati on ,very h igh pow er expan si on po ten tial (as h igh as 100k W )as w ell as easy engineering realizati on .
Key words :cu rren t mode ,IGBT ,fu ll 2b ridge topo logy ,S M R ,converter .
近年来,随着新型电力电子器件的飞速发展,
10k W 以上的直流功率变换器已从SCR 的低频相控整流器方式发展为IGB T 的高频DC DC 开关功率变换器方式。国外的DW A 、GEC -AL STON 、AD tranz 、ABB
[1]
等公司也于近年研制出各自的IGB T DC DC 充电机,主要用于高速电气化列车及地铁列车。IGB T
DC DC 充电机的重量、
体积大幅度减小,性能明显改善,但要实现15k W ~200k W 的DC DC 高频开关功率变换,存在许多技术问题需要解决。下面根据30k W IGB T DC DC 充电机的研制情况,对有关技术问题进行分析研究。
1 主电路及控制方案
(1)主电路原理图
不同的DC DC 功率变换器拓扑及PWM 控制方法可以构成许多不同的主电路及控制方案[2]。根据技
术的成熟程度、工程化实现难度、装置的性能要求、系列化功率扩容考虑、长期可靠性要求等,在设计30k W IGB T DC DC 充电机时,选择了电流模式PWM 控制
的全桥拓扑(无隔直电容)功率变换器方案。功率变换器的工作频率约为20kH z 。主电路原理如图1所示。
其中C 2为母线单电容型snubber 电路,CT 为检测一次侧电流用的电流互感器。此一次侧电流信号用作电流模式PWM 反馈控制
。
图1 IGBT DC DC 充电机用功率变换器主电路原理图
(2)控制系统原理方框图
控制系统原理如图2所示。这是一个由110V 输出电压控制的电压外环及电流互感器CT 所检测的一次侧电流内环构成的双闭环反馈系统。斜坡补偿电路是电流模式PWM 控制的大占空比双端开关电源电路是为防止次谐波振荡所必需的。反馈补偿网络用以控制电压反馈闭环的稳定性。A 、B 两路驱动信号分别提供给图1中的两路对角线IGB T V 1、V 3和V 2、V 4。
1999年第5期机 车 电 传 动№5,1999
1999年9月10日EL ECTR I C DR I V E FOR LOCOM O T I V E Sep .10,1999
图2 电流模式PWM 控制系统原理方框图
2 电流模式PWM
斜坡补偿与电路实现原理
(1)电流模式PWM 斜坡补偿的必要性
电流模式PWM 控制方法有自动对称抗偏磁纠正、输入电压波动的前馈自动调节、内在限流、闭环补偿设计简单、负载响应速度快、容易整机均流并联等诸多优点。其主要缺点是当占空比超过0.5时容易发生次谐波振荡及对噪声相对比较敏感,这可通过斜坡补偿(slop e com p en sati on )技术及对二次侧电感L 的调整解决(见图3)。从本质上讲,开关电源要实现一定输入电压及负载条件下的稳定电压输出,必须通过控制脉冲宽度来控制二次侧输出电感的平均电流大小。但是,电流模式PWM 控制的是高频变压器的一次侧峰值电流大小,而一次侧峰值电流大小不仅与输出电感平均电流有关,还与占空比有关,也就是说,电流模式PWM 控制如果仅仅控制一次侧峰值电流大小,那么
当占空比随输入电压及输出负载变化而变化时,输出电压闭环反馈控制因为不具有一一对应关系将发生次谐波振荡。
图3 电流模式PWM 斜坡补偿波形原理示意图
(2)电流模式PWM 斜坡补偿电路原理
电流模式PWM 控制是在控制器的一次侧电流检测处增加适当的斜坡补偿,以有效地防止次谐波振荡。可以证明,当占空比大于0.5时为保证控制系统稳定性,补偿斜坡的斜率一定要大于等于输出电感下斜波斜率的一半。当占空比小于0.5时虽然不发生次谐波
振荡,能够稳定工作,但是一次侧电流的峰值过大,脉冲宽度较小,不能充分利用开关器件IGB T 的电流容量。
3 无隔直电容全桥功率变换器偏磁问题
全桥拓扑是最理想的较大功率DC DC 功率变换器拓扑。但是如果采用电压模式PWM 控制,那么高频变压器的直流偏磁问题就会成为全桥拓扑广泛应用的较大障碍。在高频变压器一次侧串联隔直防偏磁电容虽然较为简单有效,但对此电容性能,尤其对较大功率
DC DC 功率变换器性能要求较高。
电流模式PWM 控制的无隔直电容全桥功率变换器能够有效地解决偏磁问题,但要求控制电路复杂。
(1)全桥功率变换器偏磁来源及危害
由于全桥功率变换器常工作于较高的直流母线电压(例如600V ),两路对角线IGB T 的导通时间只要略有差异(例如0.3Λs ),就会在高频变压器的一次侧形成180V ?Λs 的直流偏磁量。多个脉冲的积累,必然造成高频变压器单向饱和,单向不承受电压,使得偏磁一路上的两个IGB T 处于类似于桥臂短路状态。由于此短路持续时间很短,难于保护,因此,偏磁的最终结果是使得IGB T 过流跳保护甚至短路烧毁。
(2)无隔直电容电流模式PWM 控制全桥功率变换器抗偏磁分析
电流模式PWM 控制具有两道抗偏磁过流防线。第一道由误差电压控制一次侧峰值电流的动态反馈调节实现,能保证误差电压信号变化较小时将两路IGB T 一次侧电流峰值调节为一致,此调节作用经图3所示的斜坡补偿后效果更为显著。第二道是由逐个脉冲非锁定限流关断功能实现,其触发阈值较高,可保证误差电压信号变化较大时对两路IGB T 一次侧电流峰值中的较大值进行抑制调节,并逐步恢复到误差电压信号变化较小调节状态。
4 电流模式PWM 反馈闭环稳定性分析
(1)电流模式PWM 控制全桥功率变换器传递函
数
根据电流连续导通模式状态下电流模式PWM 控制BU CK 型功率变换器“简化小信号等效电路模
型”[3],控制到输出的传递函数
G (s )=R K
(1+K )1+SCR K
(1+K )?M 式中:M =N CT N p N s R sense ,K =2L R T ,R =V OU T I OU T ,T =12?1
f
;
N CT ——一次侧电流互感器CT 的匝数;
N p N s ——高频变压器匝比;R sense ——电流取样电阻;
机 车 电 传 动
1999年
L——输出电感;
R——负载电阻;
f——开关频率。
通过调节图2控制电路中反馈补偿网络的参数可以调整整个电流模式PWM控制全桥功率变换器闭环系统的幅频特性和相频特性,以确保足够的相角裕量和增益裕量,保证闭环控制系统能够稳定工作。
(2)反馈控制信号上的高频噪声对偏磁及闭环稳定性的影响
稳压闭环上的反馈控制信号较容易耦合高频噪声,有可能使得两路开关脉冲峰值电流略微不一致,从而使得两路开关脉冲宽度长期不一致,产生因闭环反馈控制引入高频噪声而引起的偏磁。这种噪声性一次侧偏磁电流上翘又直接影响脉冲宽度的调节,难以通过电流模式PWM控制来快速彻底抑制,因而影响闭环稳定性。试验证明,当反馈因噪声而引起偏磁时,容易使得一次侧电流产生低频包络波动,此时高频变压器会发出响声。所以在取样反馈控制回路里要在保证具有足够高的低频增益的前提下,尽量衰减高频增益,以抑制高频噪声。
5 设计要点
(1)主功率器件及snubber电路选择设计
主功率开关器件选用Siem en s公司的1700V 150A N PT-IGB T半桥模块,主要因为其高温开关性能优越、具有较宽的矩形反偏安全工作区(RB SOA)。而矩形反偏安全工作区使IGB T的snubber电路设计变得更加简单,可采用母线单电容型snubber电路。
(2)过流、过压、直通及短路保护
IGB T DC DC充电机的输出具有过流、短路及过压保护功能,以保护故障及异常状态下的IGB T DC DC充电机及蓄电池。IGB T桥臂的直通及短路保护由5Λs的死区时间及IGB T专用驱动电路M57959L的集电极退饱和检测短路保护实现完成。IGB T的过流保护由电流模式PWM控制本身实现完成,即通过各自的一次侧电流互感器控制各自的一次侧电流大小。
(3)高频变压器及滤波电感设计
高频变压器采用国产铁基超微晶环形磁芯,其饱和磁感应强度B s=1.24T,选取B m ax=0.5T。输出滤波电感主要考虑输出电流的连续性、输出电压纹波、高频大电流下滤波电感不饱和及一定一次侧电流斜坡斜率的获得。采用国产铁粉芯环形磁芯。高频变压器及滤波电感均采用多股漆包线绕制。
(4)辅助多路隔离开关电源
IGB T DC DC充电机的控制、IGB T多路隔离驱动需要辅助多路隔离开关电源。开关电源的输入电压为110V,由IGB T DC DC充电机的输出端,即直流110V蓄电池控制母线提供,采用电流模式PWM控制的VDM O S单端反激开关电源,由单一开关电源提供多路隔离电源。
(5)n+1均流冗余并机设计
当需要将多台IGB T DC DC充电机并联扩大功率容量或通过增加冗余度来提高可靠性时,只需将其中一台充电机作为主机(M aster),其他充电机作为从机(Slave),用主机的同步端(SYN C)同步控制从机的振荡频率,并且共用同一个输出电压的误差控制电压。由于电流模式PWM控制方法是通过控制各自的一次侧电流大小(由各自的一次侧电流互感器测得)来控制脉宽的,因而可较为简单、自然地获得整机均流并联效果,无需专门设计均流电路。这是电流模式PWM控制方法的固有优点之一。
6 试验结果及性能参数
(1)IGB T DC DC充电机模块参数性能
IGB T DC DC充电机设计为可以并联的单元模块形式。每个模块为带轴承的抽屉式结构,安装在高速列车车底,采用强制风冷,具有诊断与监控接口,对蓄电池采用恒压限流充电方式充电。
输入电压600(1±7.5%)V
输出电压110(1±4%)V
最大额定输出电流280A
效率大于90%
工作温度范围-25℃~+45℃
额定输出功率30k W
单元模块体积800mm×600mm×400mm
质量75kg
(2)试验结果及波形
该IGB T DC DC充电机经过满载温升试验、偏磁试验、电磁干扰试验等,性能稳定良好。满载时IGB T 上的一次侧电流及控制补偿电流信号波形如图4所示。此时,输入直流母线电压为600V,输出电压为110 V,输出负载电阻为0.48,输出功率已达到30k W,输出电流达到280A。图4中CH1和CH2的每大格刻度均为500mV。由此可看出控制补偿电流信号是由一次侧电流经过斜坡补偿所得。IGB T上的一次侧电流峰值已接近120A,占空比接近0.6,开关频率为18.66kH z。
第5期 华 伟:30k W电流模式P WM控制的DC DC功率变换器
图4 30k W满载时IGBT上的一次侧电流(CH1)
及控制补偿电流信号(CH2)波形
(CH1:62.5A D I V CH2:0.5A D I V t:10Λs D I V)
7 结论
(1)电流模式PWM控制的IGB T全桥拓扑(无隔直电容)功率变换器具有自动对称抗偏磁纠正、内在限流、容易整机均流并联等显著优点,是技术较成熟、工程实现难度较小、装置的性能极为优越的大功率DC DC功率变换器的理想选择。
(2)电流模式PWM控制的IGB T全桥(无隔直电容)功率变换器技术具有极大的功率扩容潜力,现在已经能够在200k W范围内同传统的SCR的低频相控整流器竞争,并具有明显的性能及价格优势,可广泛应用于地铁、高速列车、电动汽车充电等领域。
(3)电流模式PWM控制的IGB T全桥拓扑(无隔直电容)不仅可以实现稳定电压输出,做恒压限流的DC DC充电机用,而且可以实现稳定电流输出,做恒流限压的焊机用,是630A~1000A恒流焊机的理想选择。
参 考 文 献
1 W o lfgang Buck.新一代铁道车辆辅助电源变流器.电力牵引快报, 1997(3):50~53.
2 华 伟,郝荣泰.30k W DC DC功率变换器主电路及控制方案研究.中国铁道学会牵引动力委员会电力机车电传动学组第十届学术年会论文集,株洲,1998:15~20.
3 Edoardo L.O.Go tti.A N ew Current2M ode Contro lled248V 100A S M R U sing Iso lated Sem iconducto rs.I N T EL EC88,1988.
4 Sh i2P ing H su,A rt B row n,L om an R ensink,M iddlebrook R D.
M odelling and A nalysis of Sw itch ing DC2TO2DC Converters in Constant F requency Current2P rogramm ed M ode.IEEE,PESC79, 1979.
(上接第8页) M VB上的信号交换通过M VB描述文件来定义,AM S总线上外围板的物理通道与内部信号名称的对应关系通过AM S描述文件来定义。一旦这些对应关系(符号化)建立之后,软件的编制可以与硬件完全脱离,从而实现了在M I CTOOL S上编制程序与CPU类型无关、与外围硬件无关,即所谓面向控制工程师的编程思想。
6 结束语
本电动车组微机控制系统是国产微机系统和进口M I CA S—S2微机系统的结合,M I CA S—S2微机系统的硬件全部购买,软件自行开发。M I CA S—S2部分主要实现故障记录、显示和列车重联控制。在我国尚无自己的成熟的网络重联控制系统的情况下,这种结合不失为一种可行的办法。但从资源的利用率和价格因素来考虑,这种系统在批量推广中缺乏竞争力。
就M I CA S—S2微机系统本身来说,其M VB功能十分强大,且TC9制订的列车通信网络标准中的多功能车辆总线就是以M I CA S—S2的M VB为蓝本来制订的,M VB符合技术发展的方向,具有十分广阔的市场前景。M I CA S—S2的FSK列车总线与列车通信网络标准中的W TB有一定的差距,主要是多节点时从节点反馈给主节点的信息延迟时间较长,但从节点在每70m s内都能够收到主节点的命令信号。实用经验表明FSK列车总线有非常高的工作可靠性,因此在节点数不太多或从节点只返回状态信息的场合仍不失为一种可取的实用技术。
我所引进M I CA S—S2系统部分技术的计划已在实施过程中,通过技术引进及硬件的国产化,有望使我国机车动车微机控制技术水平迈上一个新台阶,使整个系统的价格水平更具有竞争力。动力集中式200 km h电动车组微机控制系统的开发成功为技术引进和消化工作创造了有利的条件;M VB和FSK列车总线的系统思想和软硬件基础对开发我国自己的列车控制网络无疑具有十分重要的借鉴作用。
目前,本电动车组已在北京环形铁道试验线上完成试验,并在广深线上进行模拟运行试验,试验运行最高速度达到223km h,各项性能指标达到了设计要求,10月1日将在广深线投入商业运行。
参 考 文 献
1 严云升.TM1型机车的微机控制系统.机车电传动,1997(6).
2 周桂法.SS8型机车的微机控制和部件诊断系统.机车电传动,1995
(4).
3 龚 军.相控交直电力机车微机控制系统的变流控制.机车电传动, 1999(2).
机 车 电 传 动1999年
基于DSP的三相SPWM变频电源的设计 变频电源作为电源系统的重要组成部分,其性能的优劣直接关系到整个系统的安全和可靠性指标。现代变频电源以低功耗、高效率、电路简洁等显著优点而备受青睐。变频电源的整个电路由交流-直流-交流-滤波等部分构成,输出电压和电流波形均为纯正的正弦波,且频率和幅度在一定范围内可调。 本文实现了基于TMS320F28335的变频电源数字控制系统的设计,通过有效利用TMS320F28335丰富的片上硬件资源,实现了SPWM的不规则采样,并采用PID算法使系统产生高品质的正弦波,具有运算速度快、精度高、灵活性好、 系统扩展能力强等优点。 系统总体介绍 根据结构不同,变频电源可分为直接变频电源与间接变频电源两大类。本文所研究的变频电源采用间接变频结构即交-直-交变换过程。首先通过单相全桥整流电路完成交-直变换,然后在DSP控制下把直流电源转换成三相SPWM波形供给后级滤波电路,形成标准的正弦波。变频系统控制器采用TI公司推出的业界首款浮点数字信号控制器TMS320F28 335,它具有150MHz高速处理能力,具备32位浮点处理单元,单指令周期32位累加运算,可满足应用对于更快代码开发与集成高级控制器的浮点处理器性能的要求。与上一代领先的数字信号处理器相比,最新的F2833x浮点控制器不仅可将性能平均提升50%,还具有精度更高、简化软件开发、兼容定点C28x TM控制器软件的特点。系统总体框图如 图1所示。 图1 系统总体框图 (1)整流滤波模块:对电网输入的交流电进行整流滤波,为变换器提供波纹较小的直流电压。 (2)三相桥式逆变器模块:把直流电压变换成交流电。其中功率级采用智能型IPM功率模块,具有电路简单、可 靠性高等特点。 (3)LC滤波模块:滤除干扰和无用信号,使输出信号为标准正弦波。 (4)控制电路模块:检测输出电压、电流信号后,按照一定的控制算法和控制策略产生SPWM控制信号,去控制IPM开关管的通断从而保持输出电压稳定,同时通过SPI接口完成对输入电压信号、电流信号的程控调理。捕获单元完 成对输出信号的测频。 (5)电压、电流检测模块:根据要求,需要实时检测线电压及相电流的变化,所以需要三路电压检测和三路电流检测电路。所有的检测信号都经过电压跟随器隔离后由TMS320F28335的A/D通道输入。
PWM调速的C语言程序编写 关于PWM的原理在上一篇文章中已经说的很详细了,现在就细说一下pwm C语言程序的编写。 C语言中PWM的编写有这么几种方法;一、用普通的I/O 口输出的PWM ,二、使用定时计数器编写,三、就是使用片内PWM了。 1 先说使用普通的I\O口编写PWM程序了。 使用I/O口输出PWM波形你必须首先明白PWM他的实质是:调制占空比,占空比就是波形中高电平的长度与整个波长的比值。我们写C语言的目的是写PWM波形的一个周期。在这个周期内高低电平的比值是可以改变的。这也就符合了PWM的原意脉宽调制。即高电平的宽度的调制。当然了PWM他也可用于改变频率,我们这里只先说他改变脉宽。 一旦我们的C语言程序写完那么他产生的PWM波形的频率就一定了。(也可写频率变化的PWM,难度有点大)一般我们控制使用1K到10K的PWM波进行控制。当然了你也可在要求不是很高的地方使用频率更低的PWM波。比如在飞思卡尔智能车比赛中我们学校使用的PWM波频率只有600HZ. 我们要改变一个PWM波周期内的高电平的宽度显然需要
将一个PWM波的周期分成单片机可以控制的N个小的周期,N的取值越大你的调速等级越高,但产生的PWM频率就越低。我们下面以实现100级调速为例编写PWM程序。 先写出程序再慢慢给大家分析 void pwm (uchar x,uint y) //X 为占空比 Y为函数使用时间 { uint i,j,a,b; for(i=y;i>0;i--) //定时外函数 { for(j=7;j>0;j--) //定时内函数 { for(a=y;a>0;a--) / /PWM波高电平宽度 { PORTA=0X01;
PWM控制技术 主要内容:PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法,PWM逆变电路的谐波分析,PWM整流电路。 重点:PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法。 难点:PWM波形的生成方法,PWM逆变电路的谐波分析。 基本要求:掌握PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法,了解PWM 逆变电路的谐波分析,了解跟踪型PWM逆变电路,了解PWM整流电路。 PWM(Pulse Width Modulation)控制——脉冲宽度调制技术,通过对一系列脉冲的宽度进行调制,来等效地获得所需要波形(含形状和幅值)。第3、4章已涉及这方面内容: 第3章:直流斩波电路采用,第4章有两处:4.1节斩控式交流调压电路,4.4节矩阵式变频电路。 本章内容 PWM控制技术在逆变电路中应用最广,应用的逆变电路绝大部分是PWM型,PWM 控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用,才确定了它在电力电子技术中的重要地位。 本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术,也介绍PWM整流电路 1 PWM控制的基本原理 理论基础: 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。冲量指窄脉冲的面积。效果基本相同,是指环节的输出响应波形基本相同。低频段非常接近,仅在高频段略有差异。 图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 面积等效原理: 分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节(R-L电路)上,如图6-2a所示。其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示。从波形可以看出,在i(t)的上升段,i(t)的形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄,各i(t)响应波形的差异
Pwm电机调速原理 对于电机的转速调整,我们是采用脉宽调制(PWM)办法,控制电机的时候,电源并非连续地向电机供电,而是在一个特定的频率下以方波脉冲的形式提供电能。不同占空比的方波信号能对电机起到调速作用,这是因为电机实际上是一个大电感,它有阻碍输入电流和电压突变的能力,因此脉冲输入信号被平均分配到作用时间上,这样,改变在始能端PE2 和PD5 上输入方波的占空比就能改变加在电机两端的电压大小,从而改变了转速。 此电路中用微处理机来实现脉宽调制,通常的方法有两种: (1)用软件方式来实现,即通过执行软件延时循环程序交替改变端口某个二进制位输出逻 辑状态来产生脉宽调制信号,设置不同的延时时间得到不同的占空比。 (2)硬件实验自动产生PWM 信号,不占用CPU 处理的时间。 这就要用到ATMEGA8515L 的在PWM 模式下的计数器1,具体内容可参考相关书籍。 51单片机PWM程序 产生两个PWM,要求两个PWM波形占空都为80/256,两个波形之间要错开,不能同时为高电平!高电平之间相差48/256, PWM这个功能在PIC单片机上就有,但是如果你就要用51单片机的话,也是可以的,但是比较的麻烦.可以用定时器T0来控制频率,定时器T1来控制占空比:大致的的编程思路是这样的:T0定时器中断是让一个I0口输出高电平,在这个定时器T0的中断当中起动定时器T1,而这个T1是让IO口输出低电平,这样改变定时器T0的初值就可以改变频率,改变定时器T1的初值就可以改变占空比。 *程序思路说明: * * * *关于频率和占空比的确定,对于12M晶振,假定PWM输出频率为1KHZ,这样定时中断次数* *设定为C=10,即0.01MS中断一次,则TH0=FF,TL0=F6;由于设定中断时间为0.01ms,这样* *可以设定占空比可从1-100变化。即0.01ms*100=1ms * ******************************************************************************/ #include
PWM控制电路设计 CYBERNET 应用系统事业部 LED照明作为新一代照明受到了广泛的关注。仅仅依靠LED封装并不能制作出好的照明灯具。本文主要从电子电路、热分析、光学方面阐述了如何运用LED特性进行设计。 在上一期的“LED驱动电路设计-基础篇”中,介绍了LED的电子特性和基本的驱动电路。遗憾的是,阻抗型驱动电路和恒电流源型驱动电路,大围输入电压和大电流中性能并不强,有时并不能发挥出LED的性能。相反,用脉冲调制方法驱动LED电路,能够发挥LED的多个优点。这次主要针对运用脉冲调制的驱动电路进行说明。 PWM是什么? 脉冲调制英文表示是Pulse Width Modulation,简称PWM。PWM是调节脉冲波占空比的一种方式。如图1所示,脉冲的占空比可以用脉冲周期、On-time、Off-time表示,如下公式:占空比=On-time(脉冲的High时间)/ 脉冲的一个周期(On-time + Off-time) Tsw(一周期)可以是开关周期,也可以是Fsw=1/Tsw的开关频率。
图1 Pulse Width Modulation (PWM) 在运用PWM的驱动电路中,可以通过增减占空比,控制脉冲一个周期的平均值。运用该原理,如果能控制电路上的开关设计(半导体管、MOSFET、IGBT等)的打开时间(关闭时间),就能够调节LED电流的效率。这就是接下来要介绍的PWM控制。PWM信号的应用 PWM控制电路的一个特征是只要改变脉冲幅度就能控制各种输出。图2的降压电路帮助理解PWM的控制原理。在这个电路中,将24V的输入电压转换成12V,需要增加负载。负载就是单纯的阻抗。电压转换电路的方法有很多,运用PWM信号的效果如何呢?
PWM控制电路的基本构成及工作原理 于开关器件的高频通断和输出整流二极管反向恢复。很强的电磁骚扰信号通过空间辐射和电源线的传导而干扰邻近的敏感设备。除了功率开关管和高频整流二极管外,产生辐射干扰的主要元器件还有脉冲变压器及滤波电感等。 虽然,功率开关管的快速通断给开关电源带来了更高的效益,但是,也带来了更强的高频辐射。要降低辐射干扰,可应用电压缓冲电路,如在开关管两端并联RCD缓冲电路,或电流缓冲电路,如在开关管的集电极上串联 20~80μH的电感。电感在功率开关管导通时能避免集电极电流突然增大,同时也可以减少整流电路中冲击电流的影响。 功率开关管的集电极是一个强干扰源,开关管的散热片应接到开关管的发射极上,以确保集电极与散热片之间由于分布电容而产生的电流流入主电路中。为减少散热片和机壳的分布电容,散热片应尽量远离机壳,如有条件的话,可采用有屏蔽措施的开关管散热片。 整流二极管应采用恢复电荷小,且反向恢复时间短的,如肖特基管,最好是选用反向恢复呈软特性的。另外在肖特基管两端套磁珠和并联RC吸收网络均可减少干扰,电阻、电容的取值可为几Ω和数千pF,电容引线应尽可能短,以减少引线电感。实际使用中一般采用具有软恢复特性的整流二极管,并在二极管两端并接小电容来消除电路的寄生振荡。 负载电流越大,续流结束时流经整流二极管的电流也越大,二极管反向恢复的时间也越长,则尖峰电流的影响也越大。采用多个整流二极管并联来分担负载电流,可以降低短路尖峰电流的影响。 开关电源必须屏蔽,采用模块式全密封结构,建议用1mm以上厚度的 镀锌钢板,屏蔽层必须良好接地。在高频脉冲变压器初、次级之间加一屏蔽层
PWM 电机驱动系统传导干扰机理分析 摘要:针对实际系统将电机系统的交流电源、整流环节、逆变环节、电机作为整体进行分析,为了分析方便将传导干扰分为共模干扰和差模干扰进行研究,分析了PWM电机驱动系统中存在的主要共模和差模干扰通道,由于传导干扰的路径和上下桥臂 IGBT的开通和关断有很大关系,因此分析了 IGBT不同的开关状态下的共模干扰和差模干扰的传播路径,三种不同的仿真结果得出一致的结论说明本文机理分析的正确性。 1.引言 由于PWM技术应用于电机驱动系统中,功率变换器采用MOSFET、IGBT、可关断晶闸管等开关器件。为了得到更好的电机系统控制性能指标,开关器件的工作频率就越来越高,在开关和关断的瞬间产生很大的电压和电流变化率,这就是强电磁干扰(EMI)产生的原因,远远超出了现在电磁兼容标准规定的答应值。产生的电磁干扰主要是以传导的形式进行传播的,机理分析是数学模型建立的基础,因此机理分析对于PWM电机驱动系统传导干扰的研究具有重要意义。 国内外有很多文献在这方面做了一定的研究,文献[1]针对IGBT的高du/dt 给电力电子装置带来的严重共模电磁干扰题目,深进分析了Buck电路的共模干扰。文献[2]以电路理论为基础,建立了单端正激式变换器中,由功率MOSFET的漏极与接地散热器之间寄生电容所形成的输进端共模干扰分析模型。这里就不逐一先容了,本文的机理分析将电机驱动系统作为一个整体来研究,这在文献中很少发现。
2.传导干扰机理分析 下面分三个部分来分析,首先先容所研究的实际系统的主电路,然后分析共模传导干扰的机理,最后分析差模干扰的机理。 2.1 PWM 驱动电机系统主电路 要研究的系统主电路原理图如图1 所示,现简单说明其工作原理。 三相交流电压经三相不可控整流桥整流产生直流电压Ud,经电容C 滤波后仍有微小的脉动,一般可近似以为其值不变。实际上Ud 上具有高频成分,由此产生了二极管上压降的波动。而二极管与散热片之间具有高频寄生电容,形成了共模电流流通的回路。后续章节会对其机理具体分析。直流电压经逆变器逆变后形成等效正弦波驱动感应电动机,逆变器采用正弦波脉宽调制(SPWM)技术。逆变器期看输出的波形为正弦波,以期看的正弦波作为调制波,以频率比调制波高得多的等腰三角波作为载波,当载波和调制波相交时,它们的交点作为逆变器开关
PWM调速程序 假设在硬件电路已经连接好后,要控制直流电机的转速可以通过在电机驱动电路的使能端输入一PWM波形。改变PWM波的脉宽(占空比)即可改变加在电机两端的有效电压,从而改变电机的转速。注意,此处的PWM波只是相当于电机供电电路开关的作用:高电平对应接通,低电平对应断开。 对于Atmega 16单片机,这里利用T/C1定时器中断来产生PWM波形。在ICC A VR 编译环境下,利用tool 菜单中的application builder生成一个简单的PWM波程序。这段程序以PA0作为PWM波的输出端口。利用T/C1定时器比较匹配和溢出产生两次中断来改变PA0的输出电平。具体过程为:计数器TCNT1从初始值开始不断计数,当发生比较匹配时,把PA0置为低电平,计数器继续计数,当发生溢出中断时,计数器回到初始设定值,并把PA0置为高电平。从而在PA0端口获得一稳定持续的PWM波形,在主程序中改变比较值,即可改变波形占空比,而频率不变。 //ICC-A VR application builder // Target : M16 // Crystal: 8.0000Mhz #include
PWM是什么? 脉冲调制英文表示是Pulse Width Modulation,简称PWM。PWM是调节脉冲波占空比的一种方式。如图1所示,脉冲的占空比可以用脉冲周期、On-time、Off-time 表示,如下公式: 占空比=On-time(脉冲的High时间)/ 脉冲的一个周期(On-time + Off-time) Tsw(一周期)可以是开关周期,也可以是Fsw=1/Tsw的开关频率。 图1 Pulse Width Modulation (PWM) 在运用PWM的驱动电路中,可以通过增减占空比,控制脉冲一个周期的平均值。运用该原理,如果能控制电路上的开关设计(半导体管、MOSFET、IGBT等)的打开时间(关闭时间),就能够调节LED电流的效率。这就是接下来要介绍的PWM控制。PWM信号的应用 PWM控制电路的一个特征是只要改变脉冲幅度就能控制各种输出。图2的降压电路帮助理解PWM的控制原理。在这个电路中,将24V的输入电压转换成12V,需要增加负载。负载就是单纯的阻抗。电压转换电路的方法有很多,运用PWM信号的效果如何呢?
图2 降压电路 在图2的降压电路中取PWM控制电路,如图3所示。MOSFEL作为开关设计使用。当PWM信号的转换频率数为20kHz时,转换周期为50μs。PWM信号为High的时候,开关为On,电流从输入端流经负载。当PWM信号处于Low状态时,开关Off,没有输入和输出,电流也断掉。 这里尝试将PWM信号的占空比固定在50%,施加在开关中。 开关开着的时候电流和电压施加到负载上。开关关着的时候因为没有电流,所以负载的供给电压为零。如图4绿色的波形、V(OUT)可在负载中看到输出电压。 图3 运用PWM信号的降压电路
直流电机调速资料汇总 一. 使用单片机来控制直流电机的变速,一般采用调节电枢电压的方式,通过单片机控制PWM1,PWM2,产生可变的脉冲,这样电机上的电压也为宽度可变的脉冲电压。 C语言代码: #include
} void beep(void) { uchar t; for(t=0;t<100;t++) { delay500us(); FMQ=!FMQ; //产生脉冲 } FMQ=1; //关闭蜂鸣器 delaynms(300); } void main(void) { TR0=0; //关闭定时器0 TMOD=0x01; //定时器0,工作方式1 TH0=(65526-100)/256; TL0=(65526-100)%256; //100us即0.01ms中断一次EA=1; //开总中断 ET0=1; //开定时器0中断 TR0=1; //启动定时器T0 ZKB1=50; //占空比初值设定 ZKB2=50; //占空比初值设定 while(1) { if(!K5) { delaynms(15); //消抖 if(!K5) //确定按键按下 { beep(); ZKB1++; //增加ZKB1 ZKB2=100-ZKB1; //相应的ZKB2就减少 } } if(!K6) { delaynms(15); //消抖 if(!K6) //确定按键按下 { beep();
下面介绍一下单片机PWM控制C语言实例,单片机PWM可以应用在许多方面,如电机调速、温度控制、压力控制等。PWM—脉冲宽度调制,是一种周期一定而高低电平可调的方波信号。广泛使用电机调速的项目中,用了S52单片机的T2定时器产生PWM波信号,用于控制直流电机的转速,虽然电机的平均速度与占空比不是严格的线性关系,但是在调节占空比可以明显的看出电机转速发生了改变,也算是满足了课题的要求。下面复习一下PWM的知识吧: PWM—脉冲宽度调制,当输出脉冲的频率一定时,输出脉冲的占空比越大,相对应的输出有效电压越大。PWM可以应用在许多方面,如电机调速、温度控制、压力控制等。T1为脉冲宽度(就是导通时间),周期为T,则输出电压的平均值为U=VCC*T1/T=a*VCC,a是占空比,变化范围为0≤a≤1。VCC 为电源电压。所以当电源电压不变的情况下,输出电压的平均值U取决于占空比a的大小,改变a的大小就可以改变输出电压的平均值,这就是PWM的工作原理。采用T2定时器产生PWM脉冲极其精确,误差只在几个us。 // 单片机PWM控制C语言实例文件名: T2PWM.c // 单片机PWM控制C语言实例功能: 用T2定时器产生PWM波,频率实调1khz // 单片机PWM控制C语言实例说明: 单片机AT89S52,晶振12MHZ; #include "reg52.h" #define uint unsigned int #define uchar unsigned char sbit PWM = P1^1; uchar pluse; //占空比寄存器 void Timer2() interrupt 5
//T0产生双路PWM信号,L298N为直流电机调速,接L298N时相应的管脚上最好接上10K的上拉电阻。 /* 晶振采用12M,产生的PWM的频率约为100Hz */ #include