数字微波接力系统中的交叉极化鉴别率
数字微波接力系统中的交叉极化鉴别率
摘要：本文论述了在数字微波接力系统中交叉极化鉴别率(XPD)性能劣化的机理和传播模型，提供了在多径传播条件下XPD性能的计算机模拟计算结果和实际测得的典型天线的XPD的统计分布。
关键词：微波接力系统XPD 传播
一、概述
为了增加通信容量，而不增加所使用的带宽，在数字微波接力系统中除了采用多状态调制方式外，还广泛采用交叉极化频率重复使用技术，即在同一路由中在同一频率上利用两个正交极化独立传输不同的数字信号。显然，为了使一个极化(如垂直极化)上传输的信号不致严重干扰另一个极化(如水平极化)上传输的
信号，要求传输系统的XPD(俗称极化去耦)足够高。XPD是指当发射天线发射一个极化a时，在同极化上接收到的信号电平ac与在交叉极化上接收到的信号电平ax之比。在许多场合，我们还经常遇到交叉极化隔离(XPI)的概念，它是指两个信号以同一电平在正交极化a和b上发射时在给定的接收信道上的同极化信号(ac或bc)与在该信道中的交叉极化信号(bx或ax)之比。
在实际测试中一般测量XPD时，同极化信号ac和交叉极化信号ax是独立测试的，测试时不存在正交叉极化的发射信号b。在实用上，XPD和XPI都用分贝来表示，而且常常看作同义词。
电磁波在通过大气传播的过程中，在一个极化状态中传输的某些能量可能会转换成正交极化的能量，即XPD的劣化，造成所传输的两个极化信号之间的干扰。产生XPD劣化的原因有两类：一类是沉降物效应，如降雨、冰晶或沙暴、尘暴的影响；另一类是多径传播效应。
降雨所造成XPD劣化是由于雨滴呈扁园形，并且底部凹陷而造成的。其它沉降物对XPD的效应都与它们的形状有关，这里不再详述，可参考ITU-R P.722-3报告(1990)。
对采用正交极化频率复用技术的大容量数字微波系统特别是SDH微波系统
而言，主要工作于10GHz以下频段。在这些频段沉降物的效应不太显著，造成XPD劣化的主要原因是多径传播。下面着重讨论净空条件下多径传播引起的XPD 劣化。
在多径衰落条件下，可把造成XPD劣化的机理分为两组，一组与天线交叉极化方向性图无关，另一组与天线交叉极化方向图有关。
第一组的主要机理是散射或反射的传输媒质除了同极化波外，还产生交叉极化散射波。这里有三种可能性：(1) 由于沿传输路径上的湍流的不均匀性产生的同极化信号的去极化；(2) 由于从倾斜的大气层上的反射产生的同极化信号的间接分量的去极化；(3) 由于沿传输路径上地面或水表面的散射或反射引起的同极化的间接分量的去极化。第二组机理中的交叉极化不是仅仅由传播媒质所产生的，而是由天线的交叉极化方向图的附加效应一起产生的，有四种可能性：(1) 从大气层反射的信号或通过大气层折射的信号经天线的交叉极化方向性图的间接分量的耦合；(2) 除了从地面或水表面反射外，与(1)相同；(3) 除了在大气和地面之间的多次反射外，与(1)相同；(4)直接波以偏离轴向的角度向接收天线方
向折射弯曲。
所有这些机理在某种程度上都会产生，但是可以得到的证据证明，在XPD
严重下降的时候，只有一种或二种机理起主要作用。在所有情况下，XPD的最严重的降低都与同极化信号的多径衰落联系在一起。根据具有不同交叉极化方向性图的两个或更多个接收天线的测量结果表明，主要的交叉极化机理似乎是两种多径机理(大气或表面)，它们与收发天线的交叉极化方向性图互相起作用。其中哪一个多径起主要作用仍不清楚，在跨越陆地和跨越水面的路径上可能是不同的。而且，在同一路径上，这些机理可能有近似相等的作用，并且表面和大气层之间的相互作用(极端情况下以地面为基础的管道效应)可能是重要的。
二、信道模型
如上所述，在净空条件下，XPD的劣化与大气和天线的交叉极化方向性图有关。我们用一般化的公式来表示：
E o=R.S.T.E i=M.E i
E i为发射天线输入口的场强，E o为接收天线输出口的场强；T和R分别为发射天线和接收天线的传输矩阵；S为传播媒质的传输矩阵；M为总的传输矩阵；分别表示如下：
一般情况下：XPD V XPI V，XPD H XPI H。
在正常接收场情况下，传播的影响如下：
S VV=S HH=1，S VH=S HV=0
设
天线对准时，有g R=g T=1，则
X RN=-20log(x R)
X TN=-20log(x T)
在多径传播条件下，频率选择性效应是最重要的因素。计算机模拟分析的结果如图 1和图 2所示。图 1和图 2分别表示天线本身的XPD为48dB和35dB
时同极化衰减(CPA)与XPD的关系。
图中粗线表示统计的中值，虚线表示90%和10%值。由图可以看出，曲线的形状与交叉极化天线方向图有相当大的关系，也与接力段情况有关。即使没有衰落或出现上衰落时，XPD都会围绕中值有一个变化范围。同时，在深衰落时，中值的曲线几乎为一直线，而且两个图几乎相同。这就是说，在深衰落传播期间，决定双极化信道特性主要是传播媒质，而不是天线。而在无衰落期间或上衰落期间，XPD的中值接近天线的静态的XPD。天线的XPD越好，XPD的中值越高。出现XPD劣化的原因是在多径传播条件下，同极化信号和正交极化信号发生多径干涉过程的不相关性，即若两径传播是由直接波和地面反射波形成，则同极化信号的直接射线和反射射线之间的振幅和相位关系与正交极化信号的直接射线和反射线之间的振幅和相位关系是不一致的，因此即使采用同样一对天线，在同一衰落深度下，XPD也不可能是相同的。图 1和图 2清楚地表明了这一点。
图 1 XPD与CPA之间的联合分布
(天线XPD=48dB)
图 2 XPD与CPA之间的联合分布
(天线XPD=35dB)
三、典型测试结果
在一条7GHz微波接力段实际测得的XPD与衰落深度F的关系如图3所示。
图 3 实测的XPD与衰落深度的关系
由图可以看出，XPD的分布曲线与计算机模拟计算结果非常相似，即在没有衰落时，XPD的中值接近XPD0。但深衰落时，XPD的中值随同极化信号衰落深度几乎成线性下降，即以1dB/1dB的比例下降(注：该接力段使用了ANT生产的高极化去耦的贝壳形天线)。由计算机模拟结果和实测结果都可以得出结论；在实际微波电路上，测得的XPD的中值可用下式近似表示：
XPD=XPD0+Q-F (12)
式中，XPD0为天线静态的XPD；F为衰落深度；Q为与垂直面内交叉极化天线方向性图的斜率成反比的一个系数。
图 4给出了使用具有不同的垂直面方向性图(图 4(a))的天线时，实测的XPD的劣化量的平均值随衰落深度变化曲线(图 4(b))。由图可以看出，在天线主瓣的轴向附近，交叉极化方向性图形状越陡峭，在出现衰落时，XPD的中值的劣化越严重。所以，我们希望天线的交叉极化方向性图在轴向附近比较平坦。
大量测试结果还表明，实测结果偏离中值的范围与地理气候条件关系相当大。在地面反射系数比较小，多径传播发生概率比较小的地区(如山区或高低型电路)，变化范围比较小。相反，在地面反射系数比较大，多径传播发生概率比较大的地区(如平原及跨越水面的地区)，变化范围比较大。根据两径理论，这是很容易理解的。
从图 1、图 2和图 3都可以看出，衰落深度不同，XPD偏离其中值的范围是不同的。衰落深度越大，变化范围越宽。
在原邮电部四所承担的太原—大同SDH微波工程中XPD的测试结果基本上符合图 1，2和3中所得到的结果。以测试次数最多的山阴—北辛庄段得到的XPD 测试数据可以得出如下结论：
1. 在同一时间，不同的频率上测得的XPD是不同的，这可由反射射线相对于主射线的相位在不同频率上不一致来解释。
2. 在同一频率上，不同时间测得的XPD是不同的，这可由不同时间的多径射线的相位和振幅关系不同来解释。
图 4 天线方向性引起的XPD的变化
3. 在无衰落或上衰落时，XPD有一个变化范围，一般不大于±6dB。
4. 分集天线和主天线的XPD是不一致的，而且往往一个天线上XPD比较高，另一个天线上XPD比较低。在另一时间上测试时，可能会得到相反的结果。这说明了这一接力段上存在典型的多径传播现象，而且分集高差的设计是合理的。
在测试结果中发现在高低型接力段中XPD的变化范围比在平原接力段中的变化范围要小。测试中还发现，在同一接力段上，用XPD0比较好的天线代替XPD0比较差的天线以后，在无衰落或浅衰落的情况下，尽管XPD的测试结果都围绕各自的XPD0变化，但其XPD的统计平均值有明显的提高。
在山西太原—大同SDH微波电路XPD的测试结果都与前面的理论分析相一致。下面讨论一下分集结构中XPD随衰落深度的变化问题。
在第三部分中已提到，在无分集的结构中XPD的中值与衰落深度F d有如下关系：
XPD=XPD0+Q-F d
而在分集结构中，大量传播测试结果都证明，由于分集合成的效果，XPD随F d的变化约为每衰落1 dB，XPD的中值变化1/2dB。
四、结论
根据上面的分析和实测结果，可以得出如下结论：
1. 在10GHz以下，造成XPD劣化主要是由于多径效应所引起，也与天线垂直面内的交叉极化方向性图的形状有关。多径传播的来源可能是地
面反射波，也可能是天空中的折射波或其组合。
2. 与天线测试场的测试结果不同，在实际微波电路上测出的XPD是变化的，即使在无衰落的情况下，XPD值也会在其XPD0周围发生变化，变化范围与地理气候条件有关。在多径传输比较严重的地区，变化范围大，在多径传输不严重的地区变化范围小。XPD的统计分布规律服从对数正态分布。
但无衰落或浅衰落时实测的XPD的中值比较真实地反映了被测天线本身的交叉极化鉴别率，即被测天线的质量。因此在实际电路上XPD的中值是一个很重要的参数。
++++
cross polarization isolation(of two electromagnetic waves)
对两个以相同功率和正交极化发射的无线电波而言，在接收点从一个波收到的功率与从另一个波在第一个波的预期极化上收到的功率之比。注：交叉极化隔离度随天线特性和传播媒质两者而定。
天线各指标对网络的影响
一、天线各指标对网络的影响 （一）互调 互调信号是两个或多个信号通过天线发射时，由于材料的非线性原因将产生三阶或更高阶的调制信号，并可能落在上行频带内，对上行信号造成干扰。互调指标是天线的内部工艺水平和所用材质的集中表现，该指标会在天线长期使用过程中由于材料表面氧化、脱焊等原因逐渐恶化。 （二）驻波比 驻波比（SWR）全称为电压驻波比（VSWR）。在无线电通信中，天线与馈线的阻抗不匹配或天线与发信机的阻抗不匹配，高频能量就会在天线产生反射波，反射波和入射波在天馈系统汇合产生驻波。电压驻波比过大，将缩短通信距离，反射功率将返回发射机功放部分，容易烧坏功放管，影响通信系统正常工作。 （三）增益 相同的条件下，增益越高，信号覆盖的距离约远。理论上天线增益下降1dB,覆盖距离将缩小12.2%；增益过低会造成覆盖不足，增益过高会造成越区覆盖。 （四）前后比指标 前后比指标不达标的天线，天线的后瓣有可能产生越区覆盖，导致切换关系混乱、同邻频干扰，产生掉话，并增加了频率规划的难度和准确度。
（五）上旁瓣抑制 上旁瓣抑制不达标，会导致高层信号混乱，同邻频干扰的几率大大增加；另外目前城区高楼较多，会对天线上旁瓣信号造成反射，增加了越区覆盖、异常覆盖情况出现的几率。（六）交叉极化比指标 交叉极化比指标反映的是正交振子的不相关性，该参数的好坏直接影响天线极化分集的效果，对改善上行信号质量有非常重要的作用。 二、天馈故障分析 广西现阶段测试的主要工具为驻波比测试仪和互调测试仪，能够对驻波比、互调值和隔离度进行测试。 三阶互调指标是业界公认的无源器件综合性指标，它直接影响了产品的性能，是生产厂家在产品设计、生产、用料、工艺方面的集中体现。同时，除天线外，还有三类因素会影响系统互调指标：一是射频器件原因，如滤波器、耦合器等器件自身互调指标不合格；二是馈线原因，如馈线进水、弯折；三是工程质量原因，如接头制作及连接不牢，接头内有金属屑等。 天线的驻波比表示天馈线与基站（收发信机）匹配程度的指标，不匹配时，发射机发射的电波将有一部分反射回来，在馈线中产生反射波，反射波到达发射机，最终产生为热量消耗掉。接收时，也会因为不匹配，造成接收信号不好，因
圆极化天线交叉极化隔离度与轴比间的关系
对于圆极化或线极化通信制式的地面站天线来说，国际卫星（INTELSAT)组织有一些强制性技术要求。 例如，其中要求线极化地面站天线交叉极化隔离度XPD >=30dB； 而对于圆极化地面站天线： 1. 当地面站天线口径D>=4.5m时，要求天线交叉极化隔离度XPD不低于30.7dB（相当于天线轴比AR不大于1.06或0.5dB）； 2.当地面站天线口径 2.5m<= D <=4.5m时，要求天线交叉极化隔离度XPD 不低于27.3dB（相当于天线轴比AR不大于1.09或0.75dB）； 3.当地面站天线口径 D <=2.5m时，要求天线交叉极化隔离度XPD不低于17.7dB（相当于天线轴比AR不大于1.3或2.28dB）。 上面讲到了天线交叉极化隔离度XPD，天线轴比AR，以及轴比AR的两种表达形式。对于线极化地面站天线，由于天线是发射或接受线极化电磁波，没有轴比问题，所以只提交叉极化隔离度； 而圆极化地面站天线是发射或接受圆极化电磁波，所以既要用交叉极化隔离度，还可以用天线轴比。实际上轴比和交叉极化隔离度是相关的，知道了轴比就可以求出交叉极化隔离度，当然知道了交叉极化隔离度也可以求出轴比。如以下公式： (1) 其中R表示以dB为单位的轴比。 天线轴比一般用的最多有两种表示（还有用角度表示，但用的很少），一种是以dB 为单位的R表示，或者一种是无单位的b表示。前者一般在试验室测试很方便，所以研制生产人员用的较多。二者换算关系如下： (2) 轴比还可以用角度表示： R=20lg{ ( 1+sin Δ )/（ 1-sin Δ） } （3） b= ( 1+sin Δ )/（ 1-sin Δ） (4) 其中Δ = 0～90°(要用弧度表示) 由（1），（2）,)式可以算出常用的几种数据： 轴比 b 1.06 1.09 1.3 轴比 R(dB） 0.506124 0.7485 2.2788
天线的极化
天线的极化 天线的极化，其实说的是天线发射出的电磁波的极化，下面介绍一下波的情况。 横波与纵波：一、横波质点振动方向和波的传播方向垂直 二、纵波质点振动方向和波的传播方向平行 （上面为横波，下面为纵波） （如果不明白可以附件里那个Flash。） 而我们要计论的电磁波是横波。为了方便说，下面，我先以光为
例说明。因为光也是电磁波。而在光里，一般说的是偏振，与极化有相同的意思。 光的偏振 横波的质点振动方向与传播方向垂直。在垂直于传播方向的面上，有无数个方向，为无数个方向各种特殊的性质，就构成以下不同的偏振光。 自然光：太阳光或电灯发出的光是自然光，是垂直面各个方向出 现机率都相等，各个方面强度都相等。 部分偏振光:部分偏振光在各个方向上出现在机率都相等，但不会也现各个方向强度都相等的情况了，会有一个最强的方向。
线偏振光（也叫平面偏振光）：在垂直于光传播的平面内，光矢量只沿一个固定方向振动的光。 椭圆偏振光（圆偏振光）：在传播过程中，光矢量围绕传播方向旋转，其末端在垂直于传播方向的平面上的投影是一椭圆（或圆）。 椭圆偏振光与圆偏振光有一个重要的概念是：存在左旋与右旋。 右旋椭圆（圆）偏振光：迎着光的前进方向看时，光矢量顺时针旋转。 左旋椭圆（圆）偏振光：迎着光的前进方向看时，光矢量逆时针旋转。 由于光也是电磁波，所以我们可以直接对比，电磁波也存在上述偏振情况。但电磁波一般不叫偏振，而叫极化。所以天线的极化，也是天线发出电磁波的极化，就与上述光的偏振光相同了。
一般来说，半波振子等直型天线发出的平面极化波，螺旋天线发出的圆偏振光。 对于圆偏振光，一定要注意匹配。发射用左旋的，接收最好用左旋的，不然，接收效果很差；对于右旋也一样。 由于水平有限，写的很粗糙，希望大家提出批评意见。
不同馈电方式对微带天线阵+交叉极化影响的研究
不同馈电方式对微带天线阵 交叉极化影响的研究 张洪涛汪伟张智慧 （华东电子工程研究所，合肥，230031） Email: zhangfan0826@https://www.wendangku.net/doc/7f6188335.html, 摘要：对于微带天线阵，其微带馈电网络的不同，对其方向图的影响也不一样。在这篇文章中，对于水平极化的微带天线阵进行研究，给出了不同馈电网络方式对微带天线阵交叉极化及方向图的影响。 关键字：微带天线，微带馈电网络，交叉极化 A Research of Effects of Different Feeding Network to the Cross-Polarization of Microstrip Antenna Array Hongtao Zhang, Wei Wang, and Zhihui Zhang （East China Research Institute of Electronic Engineering, Hefei, Anhui, 230031） Abstract: in this paper, the effect of different feeding network to the cross-polarization of microstrip antenna array is studied. For different feeding network, the effects to the cross-polarization and the radiation pattern of the horizontal-polarized microstrip antenna array is presented. Keywords: microstrip antenna, microstrip feeding network, cross-polarization 1 前言 微带贴片天线由于其低轮廓、重量轻、低损耗、易于加工等特性，受到广泛的应用[1]。并且微带贴片天线在实际应用中，往往是组成具有很多个贴片单元的阵列来应用。而由微带线组成的馈电网络，由于其重量轻、易于和天线集成，受到青睐[2]。但是，对于微带线组成的馈电网络，其不同的组成方式得到不同的馈电方法，对于微带贴片天线阵列的方向图影响也不相同，尤其对于天线阵交叉极化的影响很明显[3]。 本文以水平极化的八单元微带贴片天线阵列为例，介绍了不同的微带线馈电网络对天线阵交叉极化的影响，并给出了仿真结果。仿真软件采用商用仿真软件Ansoft HFSS，对天线阵进行计算优化。 2 微带天线阵列的组成 该微带贴片单元的结构如图1所示，对于这种形式的微带贴片天线，由于其采用微带线馈电，使得这种微带贴片单元在水平面上不对称。因此，在组成水平极化天线阵的时候，其方向图不对称，并且其交叉极化也比较大。所以，采用不同的微带线馈电网络，对抑制天线阵的交叉极化也不相同。 图1 微带贴片单元形式 对于这种微带贴片单元，组成1×8的线阵时，为了获得相同的极化方式，必须对馈电网络进行设计。下面是不同的馈电网络对天线阵交叉极化的影响。 a．两天线单元之间采用反向馈电方式 该种馈电方式如图2所示，这种馈电方式需要 656
低交叉极化高隔离度的C 波段双极化微带天线的设计
低交叉极化高隔离度的C波段双极化微带天线的设计1 孙竹，钟顺时，汤小蓉 上海大学通信与信息工程学院，上海(200072) E-mail: kiddodo@https://www.wendangku.net/doc/7f6188335.html, 摘要：本文介绍了一种混合激励的具有低交叉极化和高端口隔离特性的C波段双极化双层微带贴片单元的设计。该天线单元的10dB反射损失带宽达840MHz，约15.6%，覆盖了整个C波段的雷达频段（5.1GHz-5.9GHz），天线单元的两个极化的交叉极化电平值在整个频段内均低于-37dB，极化端口隔离度在整个频段内低于-43dB，方向图前后比大于20dB，天线增益稳定在9dB以上。此外，该天线还具有结构紧凑的优点，易于拓展成大型天线阵列，适合于作相控阵天线、合成口径雷达(Synthetic Aperture Radar, SAR)天线的阵列单元。关键词：微带贴片天线；双极化；高隔离度；SAR天线 1. 引言 在合成口径雷达系统应用中，数据的后处理算法往往要求雷达天线具有高端口隔离度与低交叉极化的特性，以避免可能产生的成像模糊问题。从天线技术的角度而言，天线阵的端口隔离度取决于每个单元的端口隔离度，而天线阵的交叉极化特性尚可通过排阵中采用“成对等幅反相馈电”技术[1-3]进行改善。因此，设计用于成像雷达的天线阵列单元，首要任务是实现高端口隔离度指标，其次是实现低交叉极化电平。文献[4]中指出，目前的算法一般要求天线的交叉极化电平应当抑制在-30dB以下。 在提高双极化天线单元的端口隔离度及降低交叉极化电平方面，已有不少文章可供参考，文献[5]通过调整口径耦合的两个耦合槽的位置，使之排布成“T”字型，在频带内实现端口隔离度大于36dB。文献[6]通过改变耦合槽形状，将H形槽的“双臂”略微向内弯曲，在带内实现隔离度34dB以上。[7]中采用混合馈电的方法，对两个极化端口分别采用口径耦合和电容性耦合方式馈电(capacitive coupled feed)在两个端口都采用平衡馈电，在频带内的隔离度超过了40dB。 本文首先通过对贴片天线单元形状和馈电技术的分析，提出一种混合馈电的设计，然后由数值分析软件仿真和优化确定天线的参数和特性。 2．天线设计思路 由格林定理可知，天线的辐射可以看成是贴片上分布的电流元在远场的辐射的迭加。因此，想得到好的交叉极化特性需要贴片上的电流分布更规则，也就是希望贴片下能产生规整的场分布。 2.1 辐射单元形状分析 由于希望得到规整的场分布，因此双极化贴片单元常用二维对称的结构，诸如：方形贴片、圆形贴片、方环形贴片、圆环形贴片等。以下以最常用的圆形贴片及方形贴片进行分析。圆形贴片一般工作于TM11模，方形贴片则工作于基模TM01，电流分布如图1所示。 圆贴片中，偏离中轴的电流可分解为平行主极化分量与垂直主极化分量。垂直主极化分量除了在辐射正方向上左右相消，在其余方向上均会抬高交叉极化电平。另外，在探针激励 1本课题得到高等学校博士学科点专项科研基金(20050280016)；国家高技术发展研究(863计划)(2007AA12Z125)的资助。