前置放大器原理及应用
1.1 概述
1.1.1 前置放大器的作用
前置放大器的主要作用如下:
第一、提高系统的信噪比。
第二、减小信号经电缆传送时外界干扰的影响。
图1-l-l 核辐射测量中探测器一放大器系统的连接方式
(a )前置放大器与主放大器之间用一般电缆连接(b )前置放大器与主放大器
之间用双芯电缆连接。
图中Z 0为电缆的特性阻抗,R =Z 0
1.1.2 前置放大器的分类
大致可以分为两类。一类是积分型放大器,包括电压灵敏前置放大器和电荷灵敏前置放大器,它的输出信号幅度正比于输入电流对时间的积分,即输出信号的幅度和探测器输出的总电荷量成正比。
另一类是电流型放大器,亦即电流灵敏前置放大器,它的输出信号波形应与探测器输出电流信号的波形保持一致;
电压灵敏前置放大器实际上就是电压放大器,如图1-1-2所示。图中i i 为探测器输出的电流信号,w t 为信号持续时间,?=w
t i dt i Q 0为每个电流信号携带的总电荷量,D C 、
A C 、s C 分别为探测器的极间电容、放大器的输入电容和输入端的分布电容,输入端总电容s A D i C C C C ++=。假设放大
器是输入电阻极大的电压放大器,则输
入电流信号i i 在输入端总电容i C 上积分
为电压信号i v ,其幅度iM V 等于i C Q /与Q
成正比。输入电压信号i v ,由电压放大
器进行放大,因此;输出电压信号的幅
度oM V 也与Q 成正比。
图1-1-2电路中,输入端总电容i C 决
定于D C 、A C 和s C 它们不是稳定不变的。
例如,放大器输入电容A C 可能由于输入
级增益不稳定而变化,使用P-N 结半导
体探测器时,如偏压不稳定,则其结电
容D C 将发生变化等等,这时i C 也就随之
变化。当i C 不稳定时,输出电压幅度oM V 也不稳定。所以图1-1-2这种电压灵敏前置放大器一般只适于稳定性要求不高
的低能量分辨率系统。
图1-1-3是利用密勒积分器构成的前置放大器。其输出电压幅度oM V 有很好的稳定性,同时有较高的信噪比。图中f C 为反馈积分电容,i C 是不考虑f C 时输入端总电容。当输入电流信号)(t i i 时,输出电压0v 上升。设电压放大器的低频增益0A 足够大,使得f C 对
输入电容的贡献)1(0A +f C 远
大于i C ,则输入电荷Q 主要累
积在f C 上。注意10>>A 时输
出信号电压幅度近似等于f
C 上的电压f V ,则
f
f oM C Q V V ≈≈ 实际上反馈电容f C 可以足够稳定,所以输出幅度oM V 反映了输入电荷Q 的大小且与i C 无关。鉴于这一特点,我们将这种前置放大器称为电荷灵敏前置放大器。
图1-1-2 电压灵敏前置放大器 图1-1-3 电荷灵敏前置放大器
电流灵敏前置放大器通常是一个并联反馈电流放大器,如图1-1-4所示,其输出电流(或电压)与输入电流成正比。 1.2 电荷灵敏前置放大器
1.2.1 电荷灵敏前置放大器的工作原理 对于图1-1-3所示电荷灵敏前置放大器,不难看出,输出信号电压稳定值
)()(00∞-=∞i v A v (1.2.1)
式中)(∞i v 为输入信号电压稳定值。输入电荷
?=W
t i dt i Q 0 (1.2.2)
考虑到
f i i i C v v C v Q )]()([)(0∞-∞+∞-=
将(1.2.1)式代入上式,可得输出信号电压稳定值)(0∞v ,亦即输出信号电压幅度
f i if oM C A C Q A C Q A v V )1()(00000++==∞=
(1.3.2) 其中 f i if C A C C )1(00++=
(1.2.4)
是电荷灵敏前置放大器低频等效输入电容。如果满足
f i f C G G A +>>0 (1.2.5)
则
f oM C Q V ≈ (1.2.6)
上式表明,当f i f C C G A +>>0时,只要f C 保持恒定不变,不论i C 、0A 是否稳定,输出电压幅度对输入电荷的“放大倍数”都是稳定的。
图1-1-4 电流灵敏前置放大器
图1-2-1 电荷灵敏前置电放大器
(a )交流耦合电路 (b )直流耦合电路
图1-2-1(a )是电荷灵敏前置放大器的一种典型电路。半导体探测器D 经过负载电阻D R 由高压电源H.V.供电。C 为隔直流电容。f R 用来释放f C 上积累的信号电荷,并提供直流负反馈以稳定电路的直流工作点。a R 表示2T 管的等效动态负载电阻(主要决定于虚线框内恒流源的内阻的2T 管集电极输出电阻)。
这种电路的特点是:
(1)1T 管的等效负载小,所以第一级的电压放大倍数、输入电容小,开环输入端总电容i C 也就较小。因此,电路容易满足(1.2.6)式f oM C Q V /≈所要求的条件:f i f C C C A +>>0。
(2)上升时间小,反馈深度大,稳定性好。
1.2.3 电荷灵敏前置放大器的电路
一、阻容反馈电荷灵敏前置放大器
图1-2-1中f f R C -构成反馈网络,这种型式的前置放大器称为阻容反馈或f f R C -反馈电荷灵敏前置放大器。
图1-2-5是上述前置放大器构一种实际电路。第一级1T 采用三个并联的场效应管,可降低噪声斜率,按大电容探测器时总噪声小。接小电容探测器则用单个场效应管为宜。2T 是共基极放大管,3T 及有关电路为恒流负载。末级4T 至7T 组成两级互补射极输出器,用它来驱动后接负载时可改善输出正负信号(或正负沿)的过渡特性,并且减小负载对前置放大器开环放大倍数的影响。电路对正负信号均有较大的动态范围,可工作于较高的计数率。四个串联二设管和
330Ω电阻设置末级静态工作点,并对4T 至7T 的基极一发射极电压进行温变补偿。6T 、7T 两管发射设通过电容2C 交流耦合。但是,当电路通过脉冲序列时,耦合电容2C 上会累积电荷而产生压降。若2C 的电压方向与图示的正方向相反,则累积电荷可通过6T 、7T 两管泄放;若2C 的电压方向与图示的正方向相同,而且很大,则6T 、7T 截止,2C 降通过两管发射极电阻(5.2k )缓慢放电。在2C 两端并联一个二极管D 可限制2C 的正向电压,使电路迅速恢复。图中隔直流电容1C 接在f C 之右,比接在f C 之左要好。因为,1C 接在f C 之左时,探测器输出电荷由1C 和(01A )f C 串联后再与探测器电容D C 按比例分配,欲增加分配给f C 的电荷比例,1C 的容量要大。而大容量电容器对地的分布电备也大,使信噪比降低。电路的静态工作点由电位器RV 1和RV 调整。先调节RV ,使场效应管工作
于合适的漏极电压,然后调节RV 1,改变管的漏极电流,从而改变输出电压,通
过反馈改变1T 的栅极电位g V 。通常使Vg 接近于零而小于零(如-0.1V ),这时场效应管的跨导大,噪声性能好。特别注意,调整必须在第一级高阻抗部分屏蔽良好的条件下进行,Vg 不能用电压表直接测量,而量输出电压。因1T 管栅流
很小,静态时输出电压和Vg 是相等的。
图1-2-5 阻容反馈电荷灵敏前置放大器的电路
二、光反馈电荷灵敏前置放大器
对于阻容反馈电荷灵敏前置放大器,反馈电阻f R 是产生噪声的主要因素之一,其噪声贡献比理论值还要大。可以考虑除去f R 以提高系统的能量分辨率,但这时必须设法释放反馈电容f C 上不断积累的信号电荷。否则f C 上的电压不断增加,前置放大器将进入非线性区而不能正常工作。
使f C 放电的一种方法是利用脉冲光电反馈,如图1-2-6所示。探测器每输出一个电流脉冲)(t Q δ时,前置放大器的输出电压将增加f C Q /。因为∞→f R ,所以每一个电压增量上升至最大值后基本上不变。这样,输出电压瞬时值o V 不断增加,当o V 达到施密特触发器上阈u V 时,触发器输出低电平,使原来截止的发光二极管LED 导电发光。剥去外壳的场效应管在光的作用下,栅—沟道结反向电阻下降,栅流g I 增加,f C 遂通过这个电阻放电。f C 放电期间输出电压o V 下降。o V 降至施密特触发器下阈L V 时,触发器复原,输出高电平,LED 截止,前置放大器重新进入工作状态。
电压o V 经微分和信号选通电路后,取出工作时间内的信号o V 。恢复期间场效应管的栅流噪声对信号不产生影响。
这种电路的缺点很多,已较少使用。
三、漏反馈电荷灵敏前置放大器[2]
这种电荷灵敏前置放大器也是利用场效应管的栅流g I 使反馈电容f C 放电,与光电反馈系统不同的是,栅流的大小由场效应管源、漏之间的电压ds V 控制。
如图1-2-7所示,N 沟道场效应管栅极电流g I 与漏源间电压ds V 有关,当ds V 山超过某一数值后,g I 随ds V 增加而很快增加。因此,可以通过ds V 控制g I 的大小。图1-2-8是利用结型场效应管这一特性构成的漏反馈电荷灵敏前置放大器方框图[1]。
图1-2-6 脉冲光反馈电荷灵敏
前置放大器
图1-2-7 场效应管的栅流与漏源间电压的关系曲线
[
图1-2-8 漏反馈电荷灵敏的置放大器方框图
探测器输出的电流脉冲D i 在反馈电容f C 上不断积累电荷,放大器输出电压逐渐增长,此电压经积分后加至场效应管漏极上,使栅流g I 增加,从而使f C 上积累的电荷减少。当单位时间内f C 上积累的与释放的电荷平衡时,电路为动平衡状态。在计数率低时,栅流很小,因此分辨率可较高。
在计数率高时,栅流增加,电路的分辨率变坏。可以用类似脉冲光反馈的方法,以脉冲形式释放f C 上不断积累的信号电荷[1]。在工作期间,漏反馈电路断开,此时漏极电压较低,栅流很小,在射线作用下输出电压不断上升,当输出电压达到一定数值时,漏反馈电路接通,这时漏极电压压较高,栅流较大,使f C 迅速放电,然后电路恢复至起始状态。与脉冲光反馈一样,这种脉冲漏反馈电路仅仅在工作期间取出信号,恢复期间内的栅流噪声对信号不产生影响。因此在计数率较高时,仍可获得良好的分辨率。
光反馈或漏反馈前置放大器的固有噪声线宽可以小到阻容反馈的几分之一。
1.2.4 电荷灵敏前置放大器的主要特性
一、噪声
CR -RC 成形,时间常数10μs ,噪声线宽为200eV (Si )。
二、变换增益
当电荷灵敏前置放大器输入一定的电荷Q 时,希望输出电压幅度oM V 较大,即Q V oM /高。Q V oM /称为变换增益或电荷灵敏度,以cQ A 表示, Q V A oM cQ = (1.2.31)
由(1.2.3)式,当f i f o C C C A +>>时,得到
f oM cQ C Q V A 1≈=[伏/库伦] (1.3.32)
由此可知0A 。大时f C 可小,从而得到较大的变换增益,但f C 要有良好的稳定
[1] C. Bussolati et al., Nucl, Instr , and Meth., 156, 533 (1978)
性。从噪声考虑也要求f C 小,在低噪声前置放大器中,这一点特别重要。
变换增益cE A 也可以定义为oM V 与给定探测器入射粒子能量E 的比值,即
E V A oM cE = (1.2.33)
因为W eE Q C Q V f oM /,/=≈,其中W 为探测器的电离能,e 为电子电荷,则由上式得
f cE WC e A = (1.2.34)
对于硅半导体探测器eV 6.3=W ,当f C 为1pF 和0.1pF 时,cE A 分别等于44mV/MeV 和440mV/MeV 。
三、电压增益和输出电压稳定性
(1.2.3)式表明,为了保证电荷灵敏前置放大器输出电压幅度oM V 正比于探测器的输出电荷Q ,而与增益0A 以及无反馈输入电容i C 无关,0A 必须足够大。考虑到(1.2.3)式中如f i f C C C A +>>0以及f i C C >>,则在0A 、i C 分别变化时可得
001A dA F A V dV oM oM = (1.2.35) i i oM oM C dC F A V dV 01-= (1.2.36)
其中
i f f i f
C C C C C F ≈+= (1.2.37)
为反馈系数,F A 0为反馈深度。
为了改善oM V 的稳定性,F A 0应足够大。从噪声性能考虑,f C 取得很小,这时F 也很小,所以0A 必须较高。例如,设00/A dA 或i i C dC /为5%,pF 1.0=f C 、pF 5=i C ,要求oM oM V dV /为1/1000,则25000=A 。当探测器的固有电容较大,即i C 较大时,若其他条件不变,0A 应更高,通常0A 不小于几千。
对于图1-2-1(a )所示电路,如认为源极输出器3T 的传输系数为1,而且输入电阻足够大,并考虑2T 的输入电阻远小于1T 的漏极负载电阻,则在不计电路的过渡过程(即o C 开路)时,输出电压
a i m a d o c g o R v g R i R i v v -=-===123
或
iM a m oM V R g V =
式中m g 为场效应管1T 的跨导,a R 为2T 的等效负载,iM V 、oM V 分别为输入、输出电压的幅度。由上式得电压增益
a m iM
oM R g V V A ==0 为了获得高的电压增益,a R 必须很大。实际上a R 往往是图1-2-1(a )这种动态电阻很大的晶体管恒流负载,或是由自举电路构成的等效高欧姆负载,其值可达几十千欧。此外,可以在电路中再加入电流或电压放大级。
四、上升时间
在能量测量系统中,前置放大器输出信号的上升时间RO t 变化时,经成形电路后,信号幅度也发生变化,因而使系统的能量分辨率降低。
Ro t 与前置放大器本身的上长时间R t 、探测器的电流脉冲持续时间以及探测器的极间电容有关。R t 定义为前置放大器输入冲击电流)(t Q δ时,输出电压的上升时间。在一般情况下其值不超过几十毫微秒。
在实际测量中,通常利用电压信号经过一个小容量的检验电容来近似获得冲击电流信号)(t Q δ。例如在图1-2-5中,将幅度为M V 、快速上升、缓慢下降的电压信号加至检验输入端,考虑到放大器输入电容远大于检验电容c C ,则近似在信号端注入电荷量等于c M C V 的冲击电流信号。
下面分析图1-2-1(a )中前置放大器的上升时间,即不考虑探测器及负载D R 情况下,输入)(t Q δ时输出电压的上升时间。实际上f R 一般大于109Ω,f C 不小于0.1pF ,所以在几十毫微秒或更短的上升时间内,f R 可视为开路。反馈系数i f f i f C C C C C F /)/(≈+=。不考虑反馈时,上升时间为2.2a a C R ,对于图示电路,当输入为冲击电流时,负反馈使输出电压上升时间减小至开环时的)1/(10F A +,所以上升时间
F A C R t a a R 012.2+= (1.2.38)
实际上反馈深度10>>F A ,而a m R g A =0,则
f m f i a R C
g C C C t )
(2.2+= (1.2.39)
设pF 5=a C ,pF 5=i C ,pF 5.0=f C ,mA/V 5=m g ,Ωk 600=a R ,则
ns 2233001.0/300000=======R a a i f a m t s C R F A C C F R g A μ
根据以上分析可以看出,图1-2-1(a )电路中的共基放大级虽然并不增大放大器的开环增益1),但加入共基放大级后,减小了开环输入电容i C 的数值,增大了反馈深度F A 0,从而改善了放大器输出电压的上升时间和输出电压幅度的稳定性。
输出信号上升时间的稳定性可由(1.2.39)式导出。例如分别考虑i C 和m g 变化时有
1) 图1-2-1(a )电路的开环增益a m R g A =0。如果在图中除去共基放大级,第一级以a R 为负载,其开环增益仍为a m R g 。
i i R R C dC t dt =
(1.2.40) m
m R R g dg t dt -= (1.2.41) i i C dC /、m m g dg /远小于1,只要R t 适当小,就可以保证R t 变化不大。例如ns 200 由(1.2.39)式可知,i C 越大则R t 越大,因此前置放大器接入探测器时,其极间电容将使放大器输出电压的上升时间增加。通常用上升时间斜率衡量这一影响,其定义为:放大器输入端电容每增加1pF 时,上升时间增加多少,单位为ns/pF 。 对于图1-2-1(a )这种电路,由于受到m g 和a R 的限制,上升时间及其斜率一般不小于几十ns 和几ns/pF 。为进一步减小它们的数值,可在电路中加入中间放大级。 五、输入阻抗 对于图1-2-1所示阻容反馈前置放大器,前已说明,其低频输入阻抗决定于f C 、f R 和0A : 低频输入电阻为 01A R f + 低频输入电容为 f i f C A C A C 00)1(≈++ 设Ω100=f R 、pF 1=f C 和30000=A ,则低频输入电阻约330k Ω,输入电容约3000pF 。我们曾经论述了这种电荷灵敏前置放大器的电荷灵敏受探测器电容变化的影响甚小,但是这是在假设前置放大器为频带无限的理想放大器时得出的结论。实际上,前置放大器开环时的高频增益远小于低频增益,而且不为实数;输入的又是很窄的电流脉冲。在信号输入的短时间内,并不能用上两式来表示输入阻抗。假设输入电流是强度为Q 的冲击,在冲击输入瞬间,前置放大器输出电压还来不及变化,这时的输入电容应是f C 和i C 并联。通常f i C C >,所以电流冲击输入时,电荷主要贮存于i C 上。随后前置放大器输出电压以上升时间R t 变化,f C 上的电压降逐渐增大,电荷才逐渐从i C 转入f C ,直到输入端电压小到)/(0A C Q f 时为止,输出电压才达到稳态值f C Q /(暂不考虑f R 的放电作用)。以上的分析表明,在前置放大器存在一定上升时间时,就稳态情况下输出电压和输入和电荷的关系而言,可以用低频输入阻抗来计算。但是,在输出电压信号的上升时间内,输入阻抗和低频时显然不同。我们来定量计算前置放大器的高频输入阻抗。 如图1-2-9,将前置放大器画为由理想的电压-电流变换器G 、负载)2/1//(a a sC R Z =、理想电压跟随器和反馈电路组成。电压-电流变换器又称跨导放大器,传递函数为G 。前置放大器的低频增益为a GR A =0,开环频带仅决定于2Z 。在求输入阻抗时,i C 并联在输入端,我们先求出去掉i C 的输入阻抗i Z ,然后与i C 并联而得总输入阻抗i Z 。这样,在图1-2-9中i f I I =, ???-==-21GZ V V Z I V V i o i o i 解得 111//12 1++=+=='a a a f f i i t C sR R G sC R GZ Z I V Z (1.2.42) 图1-2-9 用于计算输入阻抗的前置放大器简化电路 如0→a C , 011// A sC R Z f f t +=' 即不计及i C 的低频输入阻抗。在0≠a C 时,为了简化计算,可设∞→f R 。因为f f C R 通常达毫秒量级,在计算窄电流脉冲输入时的输入阻抗,可以这样近似。所以,(1.2.42)式中∞→f R 时, 1 11 0++='a a f t C sR A sC Z 为便于化简,先求t Z '的导纳i Y ' 1 10++=='a a f f C sR C sA sC Z Y f f a a f C sA C A C R sC 0011 ++= (1.2.43a ) 由此可以画出t Y '的(亦即t Z '的)等效电路,如图1-2-10(a )。t Y '并联以i C 即得总输入导纳 1)(0+++=a a f f i i C sR C sA C C s Y (1.2.43b ) 输入阻抗i i Y Z /1=。 当输入电流为)(t Q i i δ=时,输入端的电压为 ???? ??+++???? ??+=++++==a a f i a a f a a f i a a i i C R F A s s C C C R s Q C sA C sR C C s C sR Q Y Q V 001)(1)1)(()1( (1.2.44) 其中f i f C C C F +=,则由附录一公式11, ????????++++=+-t C R F A f i i a a e F A F A F A C C Q v 01000111 (1.2.45) i v 的波形(不计及f R 的放电作用)画于图1-2-10中。 f i i C C Q v t +==,0 这是电流冲击)(t Q δ在i C 和f C 上产生的电压。 f f i i C A C C Q v t 0,++=∞→ 这是稳态时的i v 值,即Q 在图1-2-10(a )的三个电容上产生的电压。在f i f C C C A +>>0时,i v 的稳态值近似为)/(0f C A Q 。 (1.2.45)式在10>>F A 时,可近似为 ???? ? ??++≈t C R F A f i i a a e F A C C Q v 001 在F A C R t a a 03 .2≤时,上式指数项的数值大于0.1,如果F A 0大于几百,i v 还可近似为 )(1 00f i f a a a C C C A C R f i t Ca R F A f i i e C C Q e C C Q v +--+=+= (1.2.46) 相当于将图1-2-10(a )中的f C A 0看作短路时得到的输入电压波形。在此条件下,高频输入阻抗可近似为阻容并联电路;即高频输入电阻 f a f a a if GC C C A C R R =≈0 (1.2.47) 高频输入电容 f i if C C C +≈ (1.2.48) 在1>>a a C sR 时,从(1.2.43b )式也可得到if R 和if C 的上两近似式。高频时的输入电路时间常数 GF C F A C R C R a a a if if i =≈=0τ (1.2.49) 得到以上三式的近似条件是10>>F A ,i t τ3.2≤和a a C R 1>>ω。实际电路中i τ约为毫微秒量级,对于宽度为几十ns 的输入电流信号,可这样近似计算输入阻抗。(1.2.46)式用虚线画于图1-2-10( b )中,它是i v 高频成分的主要部分。上式在∞→t 时0→i v ;实际上,∞→t 时f C A 0不能视为短路。在f i C C +通过电阻f a a C A C R 0放电时,电荷储于电容f C A 0上。故由图亦可看出i v 的稳态值应为)/()/(00f f f i C A Q C A C C Q ≈++,其值通常远小于)/(f i C C Q +;但不为零。 )(t Q i i δ=时的0v 波形, (1.2.38)式已经指出为上升的时间等于R t 的指数前沿脉冲;其稳态值为f f f i C Q C A C C Q A /)/(00≈++,这里不再推导o v 的表示式。 当输入电流为宽度等于W t 、面积等于Q 的矩形脉冲时,根据卷积概念或阶跃响应是冲击响应的积分的概念,可以画出i v 和o v (图1-2-10b 中的细线波形);i v 的上升时间常数近似为i τ,i τ相对于W t 的大小表示输入电流时间信息畸变的程度。o v 前沿不是i i 的积分,表示输出信号前沿“携带”的时间信息同样有畸变;对o v 进行微分不能得到形状和i i 同样的输出信号。 设pF 5=a C ,pF 5=i C ,pF 5.0=f C 和mA/V 5=g ,则ns 11=i τ,)(t Q i i δ=时o v 的上升时间ns 24=R t 。要使i τ、R t 更小,需有增益更大的跨导放大器,而且其 过渡过程必须比所需的R t 更小。以上分析中都假设G 为理想跨导放大器,如G 本身频带有限,时间信息的畸变还要大。 应当说明,在只测量粒子能量的系统中,只要求o v 的稳态值正比于Q 和R t 远小于系统中所用滤波器的时间常数,对输入阻抗无特殊要求。这种系统的前置放大器通常紧靠探测器,信号不用电缆传送,不要求前置放大器有合适的输入阻抗匹配。但是,当前置放大器用于多丝室等位置灵敏探测器时,对输入阻抗就有要求,对i τ也要求更小。这将在电流灵敏前置放大器一节中进一步说明。 x c p p Nc x x C V V FWHM ??)(FWHM 1212--= (1.2.57) 探测器输出电荷Q 与入射粒子能量E 之间满足W eE Q /=,因此以能量为单位的噪声线宽 NC NE e W FWHM FWHM = (1.2.58) 式中e 为电子电荷,W 为平均电离能。 六、用示波器和宽频带电压表测量噪声 将图1-2-12中幅度分析器代之以宽频带均方根电压表,在无信号输入时测量系统输出电压的均方根值为no V ,则以电压为单位的噪声线宽 no NV V 355.2FWHM = (1.2.59) 为了得到以电荷为单位的噪声线宽,可用以下方法进行换算。在图1-2-12中,由脉冲发生器输入已知幅度p V 的信号,用示波器测量系统的输出电压幅度o V ,因这时输入电荷为c p C V ,则 c p o Nc NV C V V =FWHM FWHM 代入上式得 nc c o p Nc V C V V 355.2FWHM = (1.2.60) 也可由(1.2.58)式将FWHM Nc 。换算为FWHM NE 。 测量用电压表的上限频率至少要为成形网络频率特性中心频率的10倍,以保证把放大器输出端各种噪声分量都包括在内。电压表的3dB 带宽一般应在10MHz 以上。应当注意,一般电压表响应于输入信号的整流平均值,并按纯正弦输入信号刻度为有效值。用这种电压表测量噪声时,其读数乘以1.13才是所测噪声电压的有效值。 当系统内有偏置放大器(或称阈放大器、切割放大器),只放大超过偏置电压的那部分信号时;或者系统内有基线恢复器,改变了噪声特性时,无信号输出时的输出噪声不同于有信号输出时叠加在输出信号峰值附近的噪声,所以不 能用电压表方法而只能用多道分析器方法测量噪声。 1.3 电压灵敏和电流灵敏前置放大器 1.3.1 电压灵敏前置放大器 电压和电荷灵敏前置放大器都用以提供探测器输出的电荷信息。一般说,后者的性能好但电路复杂。本节讨论电压灵敏前置放大器,这种结构的一个优点是,在要求不高的情况下,电路比较简单。 一、噪声 图1-3-1(a )是典型电压灵敏前置放大器的简化电路。与无反馈情况比较,反馈电阻1R 、2R 使系统的噪声增加。作为一个例子,我们比较电阻1R 的噪声21R v d 。与场效应管沟道热噪声2C T v d 的相对贡献。 图1-3-1(b )的考虑2C T v d 和21R v d 时的等效电路。对噪声源2C T v d ,电路相应的频率响应 图1-3-1 电压灵敏前置放大器 (a )简化电路 (b )沟道热噪声2C T v d 和电阻1R 热噪声21 R v d 的等效电路 ) ()()(1ωωωg g o V V H '= 由串联负反馈放大器的特性可知,当开环增益gs o V V /,足够大时,输入电压与反馈电压近似相等。因此,在电压源)(ωg g V '单独作用时 2 11)()(R R R V V o g g +='ωω 1211)()()(R R R V V H g g o +=='ωωω (1.3.1) 只考虑噪声源21 R v d 时,传输函数 )()()(2ωωωs s o V V H '= 同上所述 )]()([)(2 11ωωωs s o s s V V R R R V ''++= 实验上1)/(211<<+R R R ,所以 121 2)()()(R R R V V H s s o +=='ωωω (1.3.2) 因此,)()(21ωωH H =,而 df g kT d m T C 382= (1.3.3) df kTR v d R 1241 = (1.3.4) 当)3/(21m g R =时,这两个噪声源对输出噪声的贡献相等。设mA/V 10=m g ,则电阻Ω70)2/(21≈< 从理论上说,无反馈放大器可获得最低的噪声,实际上反馈对噪声的影响可以很小,并能有效地改善放大器稳定性等方面的性能,所以通常总是使用具有反馈的前置放大器。 二、电路 考虑到目前实际直用情况,仅结合一个具体例子作简单介绍。 图1-3-2所示是一种用于闪烁 探测器的、跟随器形式的电压灵敏 前置放大器,称为怀特射极输出 器。与一般跟随器比较,这种电路 加入了2T ,放大级,所以它的传 输系数更接近于1。此外,2T 、1 T 可相应对正向和负向信号提供较 大的输出电流,故对任意极性的信号都有较好的过渡特性。 1.3.2 电流灵敏前置放大器 一、应用 电流灵敏前置放大器对探测器输出的电流进行放大,实际上就是一个电流放大器。其应用举例如下: ① 获取精确的时间信息 在核辐射测量中,常常要确定核事件产生的时刻。可以利用探测器输出电 图1-3-2 电压灵敏前置放大器一例 ——怀特射极输出器 流信号的前沿提供这种时间信息。由于信号一般很弱,需要先加以放大,这时往往使用电流灵敏前置放大器。与普通的电压放大器比较,电流放大器输出信号的前沿快,因而定时比较精确。 ② 用于高计数率或高本底情况下的强度测量系统 电流放大器输出信号的宽度窄,所以可工作在高计数率情况。如使用电压放大器,因其输入阻抗大,电流信号常被积分为宽度较大的电压信号,在计数率高时,堆积效应将使放大器过载。 ③ 用于能谱测量系统 在能谱测量中,应对探测器输出的电流信号进行积分,这种积分通常直接由电荷或电压灵敏前置放大器完成。但有时希望先将电流信号放大,然后积分。例如,在高幅度本底脉冲下测信号能谱时,为了避免本底脉冲使放大器产生幅度过载,可在电流脉冲积分前利用选通技术选出有用信号。由于选通时要求信号有足够大的幅度,因此,往往要先对探测器输出的电流脉冲进行放大。此外,在高计数率小幅度本底脉冲情况下测能谱时,为了改善本底脉冲堆积对分辨率的影响,有时也在本底脉冲堆积前对电流信号放大、选通。 ④ 其他 如利用带电粒子作探测器中产生的电流脉冲形状不同来鉴别粒子种类(例如鉴别质子与电子),以及研究探测器电流脉冲的形状等。 二、基本要求 由上一节对于前置放大器输入阻抗的分析(图1-2-10)可以看出,要使放大后的输出信号较好地保持输入电流信号的形状,前置放大器输入端高频等效电路的时间常数必须足够小。即前置放大器的过渡过程要足够快。 另外,在信号经电缆或传输线输入时,还要求前置放大器的输入端能与电缆特性阻抗匹配。 在允许噪声比较大时,以上两要求都可以在输入端并联或串联合适的小阻值电阻器来实现。但是小阻值电阻并联噪声电流很大。因此需要能满足以上两要求的低噪声电流灵敏前置放大器。 三、低噪声电流灵敏前置放大器 低噪声电流灵敏前置放大器目前常做成能同时提取时间信息和能量信息的。一种是以低噪声电荷灵敏前置放大器为基本电路,然后设法从其输出电压中用成形网络分离出时间信息。一种是以低噪声电压——电流变换器为基础得到输出电流,同时经过积分又可得到正比于输入电荷的信号幅度,即同时得到能量信息。 ① 电荷灵敏——成形网络 电荷灵敏前置放大器噪声小,高频输入电阻可以通过改变(1.2.46)式的参数来调节,输出电压信号近似于输入电流的积分。可以如图1-3-3所示,将输出信号口:通过成形网络(sh R 、sh C )的sh C 和下级输入电阻r 组成的微分电 路,得到形状和输入电流相近的输出电流o i 。r 通常很小(下一级也是电流放大器),不考虑sh R 时,sh o sC V I 2=即o I 的时域波形o i 是2V 时域波形2v 的微分。 实际上,由于前置放大器输入电路有一定时间常数,i v 的形状不完全和i i 相同,2v 的前沿就不完全是i i 的积分(参看图1-2-10中细线波形)。在图1-3-3中,G A g I m =,设1>>a a C sR ,则 ???? ? ?+-=???? ??+-=-=-==if if f sh i if if if a sh i a sh i sh a C sh o C sR C C I C sR R C C G I C C G V sC C I sC V I a 11112 在i i 是幅度为iM I 的阶跃电流时, )1(/1if i fC R f sh iM o e C C I i ---= (1.3.5) 可知这种电荷灵敏一成形网络结构的低噪声电流灵敏前置放大器,以o i 稳态值计的电流增益为 f sh I C C K -= (1.3.6) o i 不为阶跃而以时间常数if if C R 过渡到稳态值,表示时间信息的畸变。对于一般电荷灵敏前置放大器,按前面例举过的参数,if if C R 约一、二十毫微秒。用作电流灵敏前置放大器还应做得更快些。 以上分析的是图1-3-3的高频特性。就低频特性而言,输入的窄电流脉冲可近似为电流冲击。在输入电流脉冲结束后,输入电荷几乎全贮于f C ;对于阻容反馈,f C 上的电荷将经f R 缓慢放电,2v 以大时间常数f f C R 恢复到零。2v 的变化又将通过sh C 在r 上产生输出电流。但是输入电流已经结束,此时的输出电流对于电流放大器来说是一种畸变。如果输入的是正电流脉冲,2v 为负脉冲。在2v 的前沿,输出所需的负电流脉冲。在2v 的后沿,输出的是不需要的正电流。这一正电流可以通过和sh C 并联一个电阻sh R 来消除,因为负的2v 通过sh R 可以给r 送入一个负电流。这一作用就是下一章要仔细分析的极零相消。这里仅从物理概念进行解释。当2v 处于峰值时,f C 上的电压和sh C 上的电压大小相等(i v 、r i o 都远小于2v );如果f C 经f R 放电时2v 变化的速度和sh C 经sh R 放电时sh v 的变化速度相等,回路sh sh C R 将不会有电流流过2v 节点和负载r ,o i 为零。所以,为克服此电路低频过程中输出畸变电流,应取 f f sh sh C R C R = (1.3.7) 图1-3-3电路的输入阻抗和一般电荷灵敏前置放大器一样,与后接成形网络sh R sh C 无关。即在输入信号电流的宽度小于2.3if if C R 时, f o if GC C R ≈ (即5.2.47式) f i if C C C +≈ (即5.2.48式) ② 电压-电流变换-成形网络 图1-3-3的电路是由I A 的输出电流流过阻容并联电路a a C R 产生电压,此电压一方面通过f f C R 反馈,另一方面又加到另一阻容并联电路sh sh C R 得到输出电流o i 。显然,这一过程可以简化:令I A 的输出电路直接流过Csh R sh ,得图1-3-4所示之电压-电流变换-成形网络结构。和图1-3-3不同,2v 不仅决定于I A 的输出电流,还与f i 有关。但实际电路中为了有足够的电流增益,常取f sh C C >>(1.3.6式),则I A 的输出电流主要流过sh C ,f i 对2v 的影响可以忽略。i v 、2v 、o i 和i i 的关系大致和图1-3-3相同。以上是对图1-3-4所示电路的近似分析,在f f sh sh C R C R =时,仔细计算图1-3-4所示电路可得到很有意思的结果。因为图1-3-4中 图1-3-3 电荷灵敏-成形网络结构的低噪声电流灵敏前置放大器 图1-3-4 电压-电流变换-成形网络结构的低噪声电流灵敏前置放大器 221 2)(Z G V I V Z I V V i f f i -==- 式中I m sh sh sh f f f A g G C sR R Z C sR R Z =+=+=),1/(),1/(21,m g 是场效应管的跨导。在不考虑i C 时,i f I I =,则 2 2111GZ Z Z I V Z i i ++==' )1(1) 1()1(+++++=sh sh sh sh sh sh f f f C sR R G C sR R C sR R (1.3.8) 令sh GR A =0,当f f sh sh C R C R =时, ??? ? ??++???? ??+=+++='sh sh sh f sh sh sh f i C R A s C C A C sR R R Z 001111) 1( (1.3.9) 考虑到i i i sC Z Z 1// '=,则 输入电容为 i sh f sh f if C C C C C C ++= (1.3.10) 输入电阻为 f sh f sh if C A C C R R )1() (0++= (1.3.11) 值得注意的是,以上计算我们仅设f f sh sh C R C R =,没有对频率范围作任何限制,因而所求得的i Z '适用于任何频率。也就是说,图1-3-4电路无论是在高频或是低频范围内,只要f f sh sh C R C R =,其输入阻抗都是简单的阻容并联电路if if C R 。