移相全桥参数计算
1、介绍
在大功率服务器件中?为满足岛效和绿色标准? 一些供电设讣师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换辭原边获得零切换。这个应用程序的目的是设讣报告审查的60CW移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新VCC28950移相全桥控制器，并基干典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设讣者的努力设讣一个有效的移相全桥变换器。
表1设计规范
描述最小值典型值最大值
输入电压370V 390V 410V
输出电压11.4V 12V 12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加戦步骤90%
输出电压600W
满负荷效率93%
电感器切换频率20OkHZ
3、功率预算
为满足效率的目标.一组功率预算需要设定C
4、原边变压器讣算Tl
变压器匝比Gl):
VREF GND L
EΛ?3D [?
CA-OUTA E
COMP OUTB E
SSlEN OUTC E
DEIAB OUTO [
DtLCD OUTE I
DELEF OUTF [
SYNC I
? FWln
RT CS [
RSUM ADEL [
DCM ADELEF [
a1 =
NP
可
2、功能示意图
5 |
QBd
Il
C a
T4——IF
OurC
DUTO I
QD .
ZZ Ohm
AMI ---- O 12V B -,>√δuτΓ] -O SYNC O~~3忆I H ∣O吓』 JJOpF 估计场效应晶体管电圧降(VRDSON): VRDSON = 0.3 V 基于最小描定的输入电压时70%的占空比选择变压器。 NP NS 基于平均输入电压计算典型匸作周期(DTYP) D = (*jL I V gD 泌)罕 U 0.66 (V IN -2 × V RDSON ) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%. △I _ PClUT ” 0? 2 _[0A v OUT 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数｛fi(LMAG)o 下列方程计算主变斥器(TD 的最低磁化电感,确保变频 器运行在电流型控制C 如果LMAG 太小，磁化电流会导致变换器运行在电斥模式控制代替Peak-CUrrentf^式C 这是伙I 为磁化电流太大,它将作为PWM 坡道淹没RS 上的电流传感信号。 VlN X(I-Dτγp ) ALOUT X °?5 f 图2显示ΓT1J?边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE 和QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注帝I(QE)I(QF) 也 a 〔 _ (VlNMlN 2 X V R DSoN )x D ft4A X VOUT ? VRDSON ≈21 ≈2.76mH 是TI的次级绕组电流。变虽D是转换器占空比。 ? ? FigUre 2? Tl PnlnaFy and QE and QF FET CUrrentS 计算TI 次级均方根电流(ISRMS): IPS =导J 警L = 55 A V OUT 2 P Al I _ " oυτ j ~x τo∪τ I MS I MS2 =I PS- 供；U ' * ≈ 50 A 副边均方根电流(ISRMSI) M l 能虽被传递到副边: 副边均方根电流(ISRMS2), H l 电流通过变压器.QEQF 开通 ≈45A I SRMSl 一 PMAXI 〔2 (IPS j∣US ) ≈ 29.6 A ≈ 20.3 A 1 SRMS 2 — 副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。 副边总均方根电流(ISRMS): 汁算Tl 原边均方根电≡ (IPRMS): ΔI ^G= ‰√?Λ0.47A LMAG X TS , PRMS1 = J(D MAX > I PP X IlP + (PP 3MP ) TI 廉边均方根电^(IPRMSr l I 能虽被传递到次边 TI 廉边均方根电流(IPRMS2)、”I 转换器 总TI 廉边均方根电流(IPRMS) PRMS = VPRMSl 2 , IPRMS22 ≈ 3.1 A 此设汁一个Vitee 变压器被选中?空号75PR8107有?下规范 a1=21 LMAG ^2.8mH 测虽漏原边漏感： LLK= 什H 变圧器廉边直流电阻： DCR P -0.21512 变乐器副边直流电阻： DCRS = O.58(2 I SRMS3 I ≈1.1A SRMS ~ JISRMS/ SRMS2 + ISRMS3? ≈ 36.0 A 1 PP POUT 4 '1 V OUT ×1 1 2 IOUT ^y "L MAG ≈ 3 ? 3 A —≈3.0A I PRMSl = (DMAX)IPP ≈2.5A I PRMS2 一 PP X ∣MP2 * ∣MP2 )2 3 ≈1.7A *L0UT 2 l MP2 ? ? 估计转换损失(PTD 是铜损的两倍。(注懑：这只是一个估汁,基干磁设计总损失可能会有所不同。) PT 产 2 X (IP RMS 2 XDCRP + 2 XI SRMS 2 XDCRS)U 7.0 W 汁算剩余功率预算： PBUDGET = PBUDGET -PTlU 3&1 W 5、QA, QB, QC, QD FET 选择 本设计以满足效率和电压要求,20A 650 V, COoIMOS FETS 英飞凌被选择Qa Qb QC Qd 场效应晶体管漏源电阻： RdS(On)QA ~ 0.220Ω 场效应晶休管输出电容指定： COSS QA SPEC =78OPF 电≡drain -to-source(VdSQA),输出电容测：S,数据表参数: V dSQA = 25 V 计算平均输出电容［2］： ^OSS e QA -AVG = ^OSS -QA e SPEC <∣ X z V V lNMAX QA 场效应晶体管栅极电荷: QAq =15∩C 激活栅场效应晶体管的门级电压: Vg = 12V 计算Qa 损失基于RdS 和门QAg fs PQA - 'pRMS X RdS(On)QA 亠 2×QA g ×V g χ-≈2.1W 重新汁算功率预算： 6、选择LS 讣算(LS)是基于实现零电圧所需的能址切换C 这个电感需要能够消耗的能虽:开关的寄生电容节点。以下方 程选择LS 实现零电压在100%负荷降至50弔负荷的基础上初级场效应晶体管的平均总输出电容开关节点。 注意：可能比估讣的有更女的寄生电容在开关节点.LS 估讣可能需要调整根据实际寄生电容在最后的设计。 VdSQA ? 193pF PBUDGET =^BUDGET _ 4 K PQA ≈ 29.7 W L S ≥(2×C OSS -QA -AVG > V -A × -V L LK≈ 26μH (? Al f Ipp ^1LQUT l. 2 2χa1 , 为此设计一个26-μH ViteC感应器被选为60PR964零件号码C有以下规格C ? ? LS直流电阻: DCR LS=27m￡2 LS估讣功率损耗(PLS)和调整剩氽功率预算: PLS 二2 XIP RMS2× DCR LS≈ 0.5 W 7、LOUT选择 电感器设计为电感纹波电i?20%(ΔIL0UT): I ^ PoUT ×0? 2 = GOOWX0.2 ^lOA LoUT V OUT12V L OUT = VQu；I X(I ~t?TYP)≈2μH AI LOUT XfS 讣算输出迫感均方根电流(ILOuT-RMS): ViteC电感器电子公司2-pH的电感，75PR108被选为这个设讣。电感器有以下规范。 L oUT =2 PH 输出电感的直流电阻： DCRa T = 750 PQ 估计输出电感的损失(PLoUT).重新汁算功率侦算。注总PLOuT是估汁的电感器铜损的两倍的损失。注总基于磁生产可能会有所不同。建议最好仔细检査磁与磁生产损失。 PLoUT = 2 X I L(XJT_RMS2 X DCR LoUT≈ 3.8 W PBUoGET = PBUDGET 一PLOUT = 25.4 W 8、输岀电容COUT 输出电容辭选择基于稳态和瞬态(VTRAN)负载耍求。LOUT改变满载电流的90$的时间 LO(JT X POUT xθ?9 负载瞬变期间?大部分的电流会立即通过电容濡等效串联电阻(ESRCOuT) β下而的方程用于选择ESRCOUT 和COUT,基于90%电流的负载。选择ESR容许瞬变电圧的90%(VTRAN),、"|输出电容(CoUT)由VTRAN的10%所选择C CQD V VTRAN xθ.9 _ [2md tbHCoUT - PO UT XO?9 " 2 ω VoUT POMXO.9 XtHU ≈ 5.6mF L s= 26μH P B U DG ET = PBU DG ET P LS≈29.2W Al1 VOUT 选择所需的输出电容也是前i∣?算输岀电容器均方根电?(ICOUT e RMS) o - MOB T_RMS - 羽 ~J?O∕Λ 满足我们的设讣要求5个1500 -Pf,铝电解电容器的选择从曼联ChemI-Con设讣,零件号 EKY-160ELL152MJ30So 这些电容器的ESR 3imΩo 输出电容的数虽:： n = 5 总的输出电容 C OLJT= 1500 μF × n ≈ 7500 μF 有效输出电容ESR： ESR CoUT= 6.2mΩ 计算输出电容器损耗(PCOUT): PeOUT = ICOUT_RMs2 X ESR CoJT≈ 0.21 W 重新讣算剩余功率预算： PBUDGET =B UDGET - PColrr ;25.2 W 9.选择QE and QF 为设讣选抒FETS总是尝试和错误。我们以满足电力需求的设讣选择75 V, 12OA- FETs,从FairChiId I型号 FDP032N0S。这些FETS的下面特征。 QE g=I 52 ∏C RdS(On)QE =3.2mΩ 讣算场效应晶体管平均输出电容(CoSS_QE_AVG) ?基于数据表参数输出电容(CoSS—SPEC)、从COSS.SPEC上测虽的(Vds.spec)和最大的漏源电压在设计(VdSQE)将被应用到应用程序中的场效应晶体管。 M lQE QF关断时，电压场效应晶体管的电压： 测试数据表上从场效应晶体管输出电容上指定的电压: V dS_SPeC= 25 V 从场效应晶体管数据表上制定的输岀电容： COSSSPEC =18IOPF QE QF上平均输出电容 QE QF均方根电流 IQE RMS Z= ISRMS Z= 36?0 A U ≈19.5V ? ? 为了估计场效应晶体管开关损耗场效应，晶体管的Vg 和Qg 曲线数据表需婆研究。首先是miller PlateaU 开 始时的gate Charge 需要确定(QEMILLERJIH)结束时的 gate Charge (QEMlLLER e MAX)为了给定的VDS 。 FigUre 3. Vg vs. Q g for QE and QF FETS MaXimUm gate Charge at the end Of the miller plateau: Q E MlLLER.MAX S =IoonC MinimUm gate Charge at the beginning Of the miller plateau: QEMlLLER_MIN ~52∏C 这个FETS 设计是为了驱动UCC27324的4-A(IP)门限驱动电流 Ip ≈4A 估计场效应晶休管VdS 上升和下降时间： 估i∣QE QF 的损失 PQE = ∣αe .RMS 2 X RdS(On)OE + 才yL X VdSQe (Λ + tf )肓 + 2 X C OSS Oe AVG × V IJSQe 2 + 2XQ l P OE ≈9.3W 重新il 算功率预算 PBUDGET = PBUDGET - 2 X PQE ≈ 6.5 W 10.输入电容(ClN) 如果这个转换器是设计用來390 V 输入,通常由PFe 的输出增加pre-regulatorc 选择的输入电容通常是基于 IOOnC-52nC 48nC ≈ 24∩s OQE XVgQE 扌 (71) (72) QE MI T ≡ ≈ 52 nC ≡ aβenoA S3oω?o 交通阻塞和纹波的耍求。 注愆：实现零电斥所需的延迟时间可以作为一种责任周期夹(DCLAMP) o 讣算槽频率: f R - r ----------------- -------------------------- 2兀JLS ×(2X C OSS _Q A AVG ) 预汁延迟时间: 2 ?ELAY - f ,4 = 314IIS 有效匸作周期夹(DCLAMP): VDROP 是最低输入电压X 转换辭仍然可以保持输出调节。转换器的输入电压只会拉低电压不足或line-drop 条 件，如果在这转换器是PFC pre-regulator 后。 CINiI ?算基干一种稳态周期循环 汁算商频输入电容器均方根电流(IClNRMS) O 匕十卜SH 芒?卜"A 为满足该设计的输入电容和均方根电流要求，我们选择330 -Pf 电容器从松下EETHC2W33IEA C IN = 330 μF 这个电容器岛频(ESRCIN) 150 mΩ.这是测虽阻抗分析仪在120HZ 和200HZ 下测虽的。 ESR CIN =O.150(2 PBUDGET = PBUDGET -PClN ≈ θ -θ VV 有大约6?0 W 的功率预算离开电流传感网络,和偏宜控制设备和所有电阻支持控制装宜。 DCLAMP 丄 fs t DELAY × fs = 94% ]2X D C LAM PXVRD SON +水 V DCLMP τ+ V RDS C = 276.2 V .2xp ∞τ ? (V lN 2-V DRoP 2 ) ≈364μF 计?算GN 功率损耗 重新H 算剩余功率预算: PCiN = ICINRMS X ESRCN = °?5 VV OP 11、设置电流传感网络CT 5 Rs 5 R RE 5 DA 为这个设讣有一个选择的CT 的IOO: 1比率(a2) a2 = ?- = 100 IS 在VlNMIN 下计算一般峰值电流(IPl): 原边电流峰值： I = 匕UT 十 AlOUT 丄十 VlNMAX X DM AX u 3 3 A ^V oUT x n 2 ；a1 LMAGXfS 峰值电流达到上限时的电压 V p =2V 讣算电流检测电阻(RS)并且预留200 mV 斜坡补偿： R s √p -°? 2v .49.90 a2 选择一个标准电阻RS: R S = 48.7 ￡1 对RS 估计功率损耗: 讣算DA 上的最大反向电压(VDA) VDA=V DtAMP = 29.8 V IJ CLAMP 估计达功率损耗(PDA): P OA = V OljT xη×a2≈ 0 0iw 讣算RS 重宜电阻器RRE: 电阻器RRE 用于U I S MZ I 前变压器CT 。 RRE = 1 °° XRS = 4.87kΩ 电阻器RLF 和电容器CLF 形成一个低通滤波器对、"|前信号(引脚15)。对于这个设讣我们选择以下值。这个过 滤器频率极低(fLFP)在482千赫。这应该工作大幺数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMl 的设讣。 a2 ≈ 0.03 W PRMSl R LF= 1kΩ C LF = 330 PF ------------- =482kHz 2πf X R LF× C LF UCC28950 VREF输出(引脚1)需要商频旁路电容滤除扁频噪音。这个引脚需要至少ipF l?频旁路电容(CBPl) C 请参考图1适半的位鱼。 电圧放大器参考电压(引脚2,EA÷)可以设宜与分斥器(RA, RB),这个设讣实例我们翌设过误差放大器参考电压(Vl)2. 5 V ?选择一个标准电阻RB值,然后计算电PflRA值。 IJCC28950 reference voltage: =5V 设迓电圧放大器参考电压： V1 = 2.5V R B=2.37kΩ 分斥器由电阻器RC和Rl选择?设宜直流输出电压(电压输出)引脚3(EA)O选择一个标准电阻器RC: R c=2.37kΩ 讣算Rl 然后选择一个标准的电阻: R l = RCX( VOUT _W ) N 9 09kQ 补偿反馈回路可以通过适当选择反馈组件 (RF、C2和CP)。这些组件被放迓尽可能接近I； CC28950引脚3和4。 汁算负载阻抗负载(RLOAD) : 10% V 2 R LOAD=—Qyl—= 2.4Ω POUT 心 控制输岀传递函数近似(GCO (f))作为频率的函数： 双极GCo频率(f): -≈t=5OkHZ R BX(V REF-W) Vl 2.37kΩ RJCX(‰τr叭9? Vl VI G∕)≈ 驚"12 警U faESR 8UT K COU *1 ÷ 2πjx f X R L Q AD X CoUT X ----------------- 4 S(f) [+——十 2κ×f pp (W5) An gular velocity: S(f)=2π×jxf 补偿迫乐回路2型反馈网络。下浙的传递函数补偿增益作为频率的函数(GC(f))o 请参闻图1为组件的位豊。 G (f) AV C ___________________________ 2ττjxfχRFχCz~H _____________________ C AVOUT 2τIjXfX(CZ 十 CP)Rj 2 ^×f ×c z×C p ×F?+1 V Cz 十Cp 丿 讣算电乐回路反馈电阻器(RF)基于交叉电压(fC)循环在第10个双极频率(fPP) C f c =fe = SkHz C 10 R F =—?≈27.9kΩ G ：區 CO 1.10 选择一个标准电阴RFC R F ≈27.4kΩ 讣算反馈电容器(CZ)在交叉点的移相。 CZ = 选择一个设计标准电容值。 在2被Fe 的地方放置一个极点 CP 选择一个设汁标准电容值。 环路増益作为频率的函数.以dB 的形式。 T v dB(f)=20log(∣G c (f)×G co (f)∣) 环路増益和相位图形检查循坏稳定性理论循环。(图4)得了在约3?7 kHz 的阶段大于90度。 注意：明智的做法是检查你的循环稳定性和瞬态测试和/或最终设讣网络分析仪和调整补偿(GC(f))必要的 反馈。 ---------- —≈ 5.8∏F 2×πx R F X-C 5 CZ =5.6 nF 1 = ------- ------- ≈ 580pF 2×πXR F Xf C × 2 选择一个标准电容濡的设计。 C SS = 150nF 木应用笔记提供了一个固定延迟方法实现零电压从Io0%负荷降至50弔负载C 、"|转换器操作低于50%加戦转换 器将在山谷切换操作C 为了实现零电压切换开关节点上QBd 的FETS QA 的开机(tABSET)延迟?初步制定和QB 需要基于LS 和理论开关节点之间的交互电容。下面的方程用于设HtABSETlg 初。 将LS 设置输出电容的两倍 2 兀 XfRLS = . 1 2π × f R X (2 X C OSS QA AVG ) 讣算槽频率: 1 2兀 JLS X (2X C OSS _QA _AVG ) 设St 初始tABSET 延迟时间，适十调整汁划。 t ss = 15ms =虑 5 限制在上升期间启动UCC28950有软启动功能(引脚5),应用程序设宜软启动时间15 ms(tSS)。 注意：2.25 t.ABSET 方程的因素來源于实证测试数据.可能会有所不同基于个人设讣差界。 形成的电阻分压器RDAl RDA2决定tABSET, tCDSET UCC28950的延迟范圈。选择一个标准RDAl 电阻值。 注意：tABSET 之间可以编程30 ns - 1000 ns α R DAl = 8.25kΩ 电斥的ADLE 输入UCC28950 (VADEL)需要设SRDA2基于以下条件。 如果tABSET > 155 ns 设置VADEL = 0.2 V Z tABSET 155 ns 和IOoonS 之间可以编程： 如果tABSET≤155 ns 设置VADEL = 1.8 V Z tABSET 可以编程29 ns - 155 ns: 基于VADEL 选择.计算RDA2： RDA2 = 选择最接近标准RDA2电阻值： R DA2 =348Ω 重新计算VADEL 基于电阻分压器的选择： V AnFI ≈ 5Vx RrJA ^ ≡ 0.202 V ADEL P P n DA1 十 rA DA2 电阻器RDELAB 由tABSET 决定 — ~ ABS 匕 丫 ~ X ~ ADEL — X —≈30.4kΩ DELAB ns 5 IA 选择一个标准电阻的值设计： 一日?你已经启动并运行原型建议你微调UBSET 光负荷的峰谷之间的共振LS 和开关节点电容。在这个设讣延 迟设定在10%负載。请参考图5。 tABSET = 2,25 ≈346ns ?±^ADEL ^344Ω 5 V - V ADEL RDELAB = 30.1kΩ FigUre 5. t AB sET to AChieVe VaIley SWitChing at Light LOadS 最初的起点QC 和QD 打开延误(tCDSET)应该最初设宜为相同的延迟? QA 利QB 打开延迟(引脚6) O 以下方程程序 QC 和QD 接通延迟(tCDSET) ?通过适当选择电阴RDELCD(引脚7)。 t 一 f I ABSET 一 I CDSET 电阻RDELCD 由tCDSET 决定 RDELCD = 5∏s) X (0?15V + V 嗅"?46M03 X 丄沁0上kG ns 5 IA 选择一个标准电阻器的设计: 一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSET 光负找。在这个设il CD 节点将山谷开关负荷在10%左右。请参考 如图6所示。在轻负载获得零电压开关节点QDd 由于容易笫了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体 管QD 和QC 岔道/。这是因为有更多的峰值电流激励LS 在此之前过渡,而QA 和QB 岔道/。 RDELCD = 30.1kΩ FigUre 6. t cDSET to AChieVe VaIley SWitChing at Light LOadS 有一个可編程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管QA 岔道后QF(tAFSET)的岔道场效应晶体管QE QF 后,场 效应晶体管QB 岔道(tBESET) O 好地方设迓这些延误tABSET 的50悅这将确保适十的同步整流器之前关闭AB 零电压过渡C 如果这个延迟太大将导致WTE 正确和OUTF 不重叠,它将创建筝余的身体二极管传导FETSS 化QE 和QF 。 ^AFSET = ^BESET = ^ABSET 形成的电阻分压器RCAl RCA2IhtAFSET 和tBESET 决定，UCC2S950的延迟范囤。选择一个标准RCAl 电阻值。 注意：tEFSET tBESET 可以在32 ns - 1100 ns 之间设置。 RCA I =8.25kΩ 电压的ADELEF 引脚U CC28950(VADELEF)需要设置RCA2基于以下条件。 如果tAFSET < 170 ns 设置VADEL = 0.2 V Z tABSET 可以编程32 ns - 170 ns: 如果tABSET >或=170 ns 设置VADEL = 1.7 V Z tABSET 170 ns 和IlOonS 之间可以编程: 基于VADELEF 选择、计算RCA2: RCAI X VADELEF 5 V - V ADELEF R C A2 ≈4.25kΩ ■ Λ MLLER 1 MiIICrPIatCaU LLER 一 选择最接近标准RCA2电阻值: R CA2 = 4.22kΩ 重新il 算VADELEF 基于电阻分 _ 5 V R CA 2 6W V ADELEF - P~~TS 一 1 byz V r ^CA1 十 r ×CA2 下面的方程被用来i 卜划tAFSET 和tBESET 通过适卅选择电阻RDELEFO —7F …訐T 召5 选择一个标准电阻湍的设计。 RDeIEF=I4 kC 电阻器RTMIN 项目最低匸作周期时间(tMIN)UCC28950(Λ)l 脚9)可以需求在进入破裂模式。如果UCC28950控制 器试图要求责任周期的时间不到找IN 电源将进入爆发模式操作。详情请参见UCC28950数据表关于破裂模式。 这个设计我们设迓最低IOO ns β t uH = IOOnS 设定的最低时间选择RTMlN 用下面的方程。 标准电阻的值然后选择设计。 有提供销设置变换器开关频率(引脚10)。频率可以选择通过调整定时电阻RTD 2.5×106^y≡ O ? V < 7 选择一个标准电阻器的设计。 R τ =61.9kΩ UCC2S950还提供了斜坡补偿峰值电流模式控制(引脚12)。这个可以设宜通过设亘RSUM 用下而的方程。下面 的方程将计算所需的址斜坡补偿(VSLOPE)所需的循环稳定性。 注总：磁化电流的变化在主dILMAG 导致斜坡补偿。 δi -??d " 34mA 帮助改善噪声免疫力VSLOPE 总设宜有一个斜坡,等于瑕大值的10=?目前感觉信号(0?2 V)在一个感应开关。 VSLOPEf = 0?2 VXfS RTMIN (bN-15ns)>d03 6.6s ≈12.9kΩ R T = X(V REF -2.5V)×2.5×103 ≈60kΩ 0.04 V V SLOPE2 ImV 32x(I-DYYP) μs