mpsk

1. 多相制信号表达式及相位配置

多进制数字相位调制又称多相制，是二相制的推广。它是利用载波的多种不同相位状态来表征数字信息的调制方式。与二进制数字相位调制相同，多进制数字相位调制也有绝对相位调制（MPSK）和相对相位调制（MDPSK）两种。

设载波为，则进制数字相位调制信号可表示为

（5-112）式中，是高度为1，宽度为的门函数；为进制码元的持续时间，亦即

（＝）比特二进制码元的持续时间；为第个码元对应的相位，共有种不同取值

（5-113）

且（5-114）

由于一般都是在范围内等间隔划分相位的（这样造成的平均差错概率将最小），因此相邻相移的差值为

（5-115）

令

这样式（5-112）变为

（5-116）这里

（5-117）

（5-118）

分别为多电平信号。常把式（5-116）中第一项称为同相分量，第二项称为正交分量。由此可见，MPSK信号可以看成是两个正交载波进行多电平双边带调制所得两路MASK信号的叠加。这样，就为MPSK信号的产生提供了依据，实际中，常用正交调制的方法产生MPSK信号。

进制数字相位调制信号还可以用矢量图来描述，图5-37画出了＝2、4、8三种情况下的矢量图。具体的相位配置的两种形式，根据CCITT的建议，图（a）所示的移相方式，称为A方式；图（b）所示的移相方式，称为B方式。图中注

明了各相位状态及其所代表的比特码元。以A方式4PSK为例，载波相位有0、、和四种，分别对应信息码元00、10、11和01。虚线为参考相位，

对MPSK而言，参考相位为载波的初相；对MDPSK而言，参考相位为前一已调载波码元的初相。各相位值都是对参考相位而言的，正为超前，负为滞后。

图5-37 相位配置矢量图

2. MPSK信号的频谱、带宽及频带利用率

前已说过，MPSK信号可以看成是载波互为正交的两路MASK信号的叠加，因此，MPSK信号的频带宽度应与MASK时的相同。即

（5-119）

其中是进制码元速率。此时信息速率与MASK相同，是2ASK及

2PSK的倍。也就是说，MPSK系统的频带利用率是2PSK的倍。

3. 4PSK信号的产生与解调

在进制数字相位调制中，四进制绝对移相键控（4PSK，又称QPSK）和四进制差分相位键控（4DPSK，又称QDPSK）用的最为广泛。下面着重介绍多进制数字相位调制的这两种形式。

4PSK利用载波的四种不同相位来表征数字信息。由于每一种载波相位代表两个比特信息，故每个四进制码元又被称为双比特码元，习惯上把双比特的前一

位用代表，后一位用代表。

（1）4PSK信号的产生

多相制信号常用的产生方法有：直接调相法及相位选择法。

1）相位选择法

由式（5-112）可以看出，在一个码元持续时间内，4PSK信号为载波四个

相位中的某一个。因此，可以用相位选择法产生4PSK信号，其原理如图5-38

所示。图中，四相载波发生器产生4PSK信号所需的四种不同相位的载波。输入的二进制数码经串/并变换器输出双比特码元。按照输入的双比特码元的不同，

逻辑选相电路输出相应相位的载波。例如，B方式情况下，双比特码元为11

时，输出相位为45?的载波；双比特码元为01时，输出相位为135?的载波等。

图5-38 相位选择法产生4PSK信号（B方式）方框图

图5-38产生的是B方式的4PSK信号。要想形成A方式的4PSK信号，只需调整四相载波发生器输出的载波相位即可。

2）直接调相法

由式（5-116）可以看出，4PSK信号也可以采用正交调制的方式产生。B方式4PSK时的原理方框图如图5-39（a）所示。它可以看成是由两个载波正交的2PSK调制器构成，分别形成图5-39（b）中的虚线矢量，再经加法器合成后，得图（b）中实线矢量图。显然其为B方式4PSK相位配置情况。

图5-39 直接调相法产生4PSK信号方框图

若要产生4PSK的A方式波形，只需适当改变振荡载波相位就可实现。（2）4PSK信号的解调

由于4PSK信号可以看作是两个载波正交的2PSK信号的合成，因此，对4PSK 信号的解调可以采用与2PSK信号类似的解调方法进行。图5-40是B方式4PSK 信号相干解调器的组成方框图。图中两个相互正交的相干载波分别检测出两个分

量和，然后，经并/串变换器还原成二进制双比特串行数字信号，从而实现二进制信息恢复。此法也称为极性比较法。

图5-40 4PSK信号的相干解调

若解调4PSK信号（A方式），只需适当改变相移网络。

在2PSK信号相干解调过程中会产生“倒”即“180°相位模糊”现象。同样，对于4PSK信号相干解调也会产生相位模糊问题，并且是0°、90°、180°和270°四个相位模糊。因此，在实际中更常用的是四相相对移相调制，即4DPSK。

4. 4DPSK信号的产生与解调

（1）4DPSK信号的产生

与2DPSK信号的产生相类似，在直接调相的基础上加码变换器，就可形成

4DPSK信号。图5-41示出了4DPSK信号（A方式）产生方框图。图中的单/双极性变换的规律与4PSK情况相反，为0→+1，1→-1，相移网络也与4PSK不同，

其目的是要形成A方式矢量图。图中的码变换器用于将并行绝对码转换为并行相对码，其逻辑关系比二进制时复杂的多，但可以由组合逻辑电路或由软件实现，具体方法可参阅有关参考书。

4DPSK信号也可采用相位选择法产生，但同样应在逻辑选相电路之前加入码变换器。

（2）4DPSK信号的解调

4DPSK信号的解调可以采用相干解调-码反变换器方式（极性比较法），也可采用差分相干解调（相位比较法）。

4DPSK信号（B方式）相干解调-码反变换器方式原理图如图5-42所示。与4PSK信号相干解调不同之处在于，并/串变换之前需要加入码反变换器。

图5-42 4PSK信号的相干解调-码反变换法解调

4DPSK信号的差分相干解调方式原理图如图5-43所示。它也是仿照2DPSK 差分检测法，用两个正交的相干载波，分别检测出两个分量和，然后还原成

二进制双比特串行数字信号。此法又称为相位比较法。

这种解调方法与极性比较法相比，主要区别在于：它利用延迟电路将前一码元信号延迟一码元时间后，分别作为上、下支路的相干载波。另外，它不需要采用码变换器，这是因为4DPSK信号的信息包含在前后码元相位差中，而相位比较法解调的原理就是直接比较前后码元的相位。

图5-43 4DPSK信号的差分相干解调方框图

若解调4DPSK信号（B方式）信号，需适当改变相移网络。

5. 4PSK、4DPSK系统的误码性能

4PSK信号采用相干解调时系统的误码率为

（5-120）

式中，为信噪比。

4DPSK信号采用相干解调时系统的误码率为

（5-121）

综上讨论可以看出，多相制是一种频带利用率较高的高效率传输方式。再加之有较好的抗噪声性能，因而得到广泛的应用，而MDPSK比MPSK用得更广泛一些。

调制信号识别.

调制信号的小波分析 一、小波函数简介 1.Haar小波 最简单的小波函数，Haar小波是离散的，与阶跃信号相似，同Daubechies db1 小波是一样的。 2. Daubechies小波 Daubechies小波是紧支正则小波，便于进行离散小波分析。这类小波没有显式的表达式，除了db1（Haar）。然而它的传递函数的模的平方是有简单的表达式的。 3. Biorthogonal小波 此类小波具有线性相位，用于信号和图像重建。 4. Coiflet小波 这个小波族是I.Daubechies应R.Coifman的要求所创建的，coif N较dbN有更好的对称性。

5.Symlets 小波 此小波由Daubechies 提出，作为对db 小波族的修正，是一种近似对称小波，它和db 小波族的性质是近似的。 6.Morlet 小波 其尺度函数不存在，小波函数为x e x x 5cos )(22-=ψ， Morlet 小波不满足容许性条件。 7.Mexican Hat 小波 小波函数为2241 2 )1)(32 ()(x e x x ---=πψ，它是Gaussian 概率密度函数的二阶

导数，由于它不存在尺度函数，因此不具有正交性。 8.Meyer小波 Meyer小波的尺度函数和小波函数都在频域中定义，都具有显式的表达式。 二、连续小波变换 从数学上来说，傅里叶变换就是将信号) f乘以一个复指数后在所有的时间 (t 域上求和。变换的结果就是傅里叶系数。 相似的，连续小波变换（CWT）定义为，将信号乘以由尺度和位移确定的小波函数后，再在整个时间轴上相加。CWT的变换结果是很多小波系数C,C是尺度和位移的函数。 大尺度对应于时间上伸展大的小波，小波伸展地越大，所比较的信号段就越长，所以小波系数所量度的信号特征也就越粗糙。 在计算机中，任何实数域的信号处理都是对离散信号的操作，那么，CWT 的连续性及它与DWT的区别表现在尺度的选取和对位移的操作。与离散小波变换不同的是，只要在计算机的计算能力之内，CWT可以在每一个尺度上计算；在位移上连续是指小波可以在待分析函数的整个域上进行平滑的移动。 三、离散小波变换 对于大多数信号来说，低频部分往往是最重要的，给出了信号的特征。而高频部分则与噪音及扰动联系在一起。将信号的高频部分去掉，信号的基本特征仍然可以保留。 信号的概貌主要是系统大的、低频的成分，大尺度；而细节往往是信号局部、高频成分，小尺度。

系统仿真示例

Flexsim应用案例示例 示例一港口集装箱物流系统仿真 （根据：肖锋，基于Flexsim集装箱码头仿真平台关键技术研究，武汉：武汉理工大学硕士学位论文，2006改编） 1、港口集装箱物流系统概述与仿真目的 1.1港口集装箱物流系统概述 1.2港口集装箱物流系统仿真的目的 2、港口集装箱物流系统的作业流程 2.1港口集装箱物流系统描述 2.2港口集装箱物流系统作业流程 2.3港口集装箱物流系统离散模型分析 3、港口集装箱物流系统仿真模型 3.1港口集装箱物流系统布局模型设计 3.2港口集装箱物流系统设备建模 3.3港口集装箱物流系统仿真 4、仿真运行及数据分析 4.1仿真运行及数据处理 4.2仿真数据的结果分析 小结与讨论 示例二物流配送中心仿真 （根据：XXX改编） 1、物流配送中心概述与仿真目的 1.1物流配送中心简介 1.2仿真目的 2、配送中心的作业流程描述 2.1配送中心的功能 2.2配送中心的系统流程

3、配送中心的仿真模型 3.1配送中心的仿真布局模型设计 3.2配送中心的设备建模 3.3配送中心的仿真 4、仿真运行及数据分析 4.1仿真运行及数据处理 4.2仿真数据结果分析 4.3系统优化 小结与讨论 “我也来编书”示例 示例一第X章排队系统建模与仿真学习要点 1、排队系统概述 2、排队系统问题描述 3、排队系统建模 4、排队系统仿真 5、模型运行与结果分析 小结 思考题与习题（3-5题） 参考文献 1、李文锋，袁兵，张煜.2010.物流系统建模与仿真（第6章） 北京：科学出版社 2、王红卫，谢勇，王小平，祁超.2009.物流系统仿真（第6章） 北京：清华大学出版社 3、马向国，刘同娟.2012.现代物流系统建模、仿真及应用案例（第5章）

系统仿真测试平台

仿真测试系统 系统概述 FireBlade系统仿真测试平台基于用户实用角度，能够辅助进行系统方案验证、调试环境构建、子系统联调联试、设计验证及测试，推进了半实物仿真的理论应用，并提出了虚拟设备这一具有优秀实践性的设计思想，在航电领域获得了广泛关注和好评 由于仿真技术本身具备一定的验证功能，因此与现有的测试技术有相当的可交融性。在航电设备的研制和测试过程中，都必须有仿真技术的支持：利用仿真技术，可根据系统设计方案快速构建系统原型，进行设计方案的验证；利用仿真验证成果，可在系统开发阶段进行产品调试；通过仿真功能，还可对与系统开发进度不一致的子系统进行模拟测试等。 针对航电设备产品结构和研制周期的特殊性，需要建立可以兼顾系统方案验证、调试环境构建、子系统联调联试、设计验证及测试的系统仿真平台。即以半实物仿真为基础，综合系统验证、系统测试、设备调试和快速原型等多种功能的硬件平台和软件环境。 目前，众多研发单位都在思索着如何应对航电设备研制工作日益复杂的情况。如何采取高效的工程技术手段，来保证系统验证的正确性和有效性，是航电设备系统工程的重要研究内容之一，FireBlade 系统仿真测试平台正是在这种大环境下应运而生的。 在航电设备研制工程中的定位设备可被认为是航电设备研制工程中的终端输出，其质量的高低直接关系到整个航电设备系统工程目标能否实现。在传统的系统验证过程中，地面综合测试是主要的验证手段，然而，它首先要求必须完成所有分系统的研制总装，才能进行综合测试。如果能够结合面向设备的仿真手段，则可以解决因部分设备未赶上研发进度导致综合测试时间延长的问题。在以往的开发周期中，面向设备的仿真技术并没有真正得到重视： （1）仿真技术的应用主要集中在单个测试对象上，并且缺乏对对象共性的重用； （2）仿真技术缺乏对复杂环境与测试对象的模拟； （3）仿真技术的应用缺乏系统性，比如各个阶段中仿真应用成果没有实现共享，

BPSK误码率仿真

实验报告 实验目的 1.掌握BPSK信号调制、相干解调方法； 2.掌握BPSK信号误码率计算。 实验内容 1.BPSK信号的调制； 2.BPSK信号相干解调； 3.不同信噪比环境下BPSK信号误码率计算，并与理论误码率曲线对比。 实验原理 BPSK信号调制原理 1.系统原理 高斯白噪声 图1 BPSK调制系统原理框图 BPSK调制系统的原理框图如图1所示，其中脉冲成形的作用是抑制旁瓣，减少邻道干扰，通常选用升余弦滤波器；加性高斯白噪声模拟信道特性，这是一种简单的模拟；带通滤波器BPF可以滤除有效信号频带以外的噪声，提高信噪比；在实际通信系统中相干载波需要使用锁相环从接收到的已调信号中恢复，这一过程增加了系统的复杂度，同时恢复的载波可能与调制时的载波存在180度的相位偏差，即180°相位反转问题，这使得BPSK系统在实际中无法使用；低通滤波器LPF用于滤除高频分量，提高信噪比；抽样判决所需的同步时钟需要从接收到

的信号中恢复，即码元同步，判决门限跟码元的统计特性有关，但一般情况下都为0。 2. 参数要求 码元速率1000波特，载波频率4KHz ，采样频率为16KHz 。 BPSK 信号解调原理 BPSK 信号的解调方法是相干解调法。由于PSK 信号本身就是利用相位传递信息的，所以在接收端必须利用信号的相位信息来解调信号。图2中给出了一种2PSK 信号相干接收设备的原理框图。图中经过带通滤波的信号在相乘器中与本地载波相乘，然后用低通滤波器滤除高频分量，在进行抽样判决。判决器是按极性来判决的。即正抽样值判为1，负抽样值判为-1。 图2 BPSK 解调系统原理框图 BPSK 信号误码率 在AWGN 信道下BPSK 信号相干解调的理论误码率为：12 e P erfc =，其中r 为信噪比2 22n a r σ=。 在大信噪比(1)r →条件下，上式可近似为：r e P -=

不同调制模式下的误码率与信噪比关系

不同调制模式下的误码率与信噪比的关系 一．原理概述 调制（modulation ）就是对信号源的信息进行处理加到载波上，使其变为适合于信道传输的形式的过程，就是使载波随信号而改变的技术。一般来说，信号源的信息（也称为信源）含有直流分量和频率较低的频率分量，称为基带信号。基带信号往往不能作为传输信号，因此必须把基带信号转变为一个相对基带频率而言频率非常高的信号以适合于信道传输。这个信号叫做已调信号，而基带信号叫做调制信号。调制是通过改变高频载波即消息的载体信号的幅度、相位或者频率，使其随着基带信号幅度的变化而变化来实现的。而解调则是将基带信号从载波中提取出来以便预定的接收者（也称为信宿）处理和理解的过程。 调制的种类很多，分类方法也不一致。按调制信号的形式可分为模拟调制和数字调制。用模拟信号调制称为模拟调制；用数据或数字信号调制称为数字调制。按被调信号的种类可分为脉冲调制、正弦波调制和强度调制（如对非相干光调制）等。调制的载波分别是脉冲，正弦波和光波等。正弦波调制有幅度调制、频率调制和相位调制三种基本方式，后两者合称为角度调制。此外还有一些变异的调制，如单边带调幅、残留边带调幅等。脉冲调制也可以按类似的方法分类。此外还有复合调制和多重调制等。不同的调制方式有不同的特点和性能。 本文简单介绍了数字正弦波调制的误码率与信噪比的关系。 数字调制即基于调制器输入信息比特，从一组可能的信号波形（或符号）组成的有 限集中选取特定的信号波形。如果共有M 种可能的信号，则调制信号集S 可表示为 对于二进制调制方案，一个二进制信息比特之间映射到信号，S 就只包含两种信号。对于更多进制的调制方案（多进制键控），信号集包含两种以上的信号，每种信号（或符号）代表一个比特以上的信息。对于一个大小为M 的信号集，最多可在每个符号内传输2log M 个比特信息。 1. 二进制相移键控（BPSK ） 在二进制相移键控中，幅度恒定的载波信号随着两个代表二进制数据1和0的信号1m 和2m 的改变而在两个不同的相位间跳变，通常这两个相位差为180°，如果正弦载波的幅度为c A ，每比特能量21=2 b c b E A T ，则传输的BPSK 信号为： t+) 0t (1)BPSK c c b s f T πθ≤≤二进制的或者 t++t+) 0t (0)BPSK c c c c b s f f T ππθπθ≤≤二进制的 我们将1m 和2m 一般化为二进制数据信号(t)m ，这样传输信号可表示为：

测试误码比说明

HFTA-010.0：物理层性能：测试误码比(BER) 本文最早发表于2004年9月的Lightwave Magazine, “Explaining those BER testing mysteries”。 所有数字通信系统物理层的根本功能是以最快的速度，在介质(例如，铜缆、光纤，以及自由空间等)上尽可能正确无误地传送数据。因此，对物理层性能的两类基本测量包括数据被传送的速率(数据速率)，以及数据到达信宿时的完整性。数据完整性的主要测量标准是误码比，即BER。 本文回顾电信和数据通信协议最普遍的BER要求，简要介绍用于测试BER性能的设备，以及怎样在测试时间和BER置信度上达到平衡。 1. BER规范 数字通信系统的BER可以定义为任意比特通过系统传输后，接收时出现错误的概率，例如，发送“1”，接收到的却是“0”，反之亦然。在实际测试中，系统传输一定数量的比特，对接收到的错误比特进行计数，从而测量BER。接收到的错误比特数与传输的比特总数之比便是BER。随着传输比特总数的增加，BER估算精度也随之提高。极限情况下，发送的比特数接近无限时，BER 是对真实误码概率的最佳估算。 在某些材料中，BER是指误码率，而不是误码比。真实系统中出现的大部分错误比特主要来自随机噪声，因此，它是随机出现的，而不是均匀分布的概率。BER是通过对错误比特和传送比特之比进行估算而得到的。出于这些原因，使用“比”来代替“率”更准确一些。 系统中被传输比特的不同排列顺序(例如，数据码型)，会导致出现不同的误码数量。例如，含有长串连续同样数字(CID)的码型低频分量很大，可能会超出系统通带范围，导致信号出现确定性抖动和其他失真。这些与码型有关的效应会增大或者减小误码出现的概率。这意味着当使用不同的数据码型来测试BER时，有可能获得不同的结果。码型相关效应的详细分析已经超出了本文的讨论范围，但是应对BER规范和测试结果与数据码型有关这一现象有足够的重视。 大部分数字通信协议要求BER性能要达到两个级别之一。SONET等电信协议使用较长的伪随机码，一般要求BER是每1010个比特出现一个误码(即，BER = 1/1010 = 10-10)。而光纤通道和以太网等数据通信协议通常使用较短的码型，要求BER优于10-12。在某些情况下，系统规范要求BER 达到10-16，甚至更低。 需要指出的是，BER实际上是统计平均值，因此，它在足够多的比特情况下才有意义。例如，在一组1010比特之内可能会出现一个以上的误码，但是当传送的比特总数远远大于1010时，仍然会满足10-10 BER规范。在后续的比特流中，如果每1010个比特误码数少于1个，就可能出现这种情况。或者，在一组1010比特中没有误码，而在后续比特流中误码较多，仍有可能达不到10-10标准。考虑到这些例子，很明显，规定BER优于10-10的系统必须传送远远多于1010比特的数据来进行测试，才能得到精确、可重复的测量结果。一个自然而又常见的问题是“我需要在系统中传送多少比特才能说明BER是可信的？”第三节给出了这一问题的答案。 2. 设备和过程 BER测试的传统方法使用码型发生器和误码探测仪(图1)。

误码率和信噪比

摘要：比特误码率（RBE）是衡量一个通信系统优劣的重要指标之一。对如何利用System View仿真软件测试和生成一个通信系统的RBE测试曲线的实例进行了研究，并对此次仿真过程中的关键问题加以论述。 关键词：比特误码率；BCH码；卷积码；仿真 2误码率测试仿真原理及其仿真的关键问题 2.1误码率测试仿真原理 在仿真系统中，信道模拟成一个高斯噪声信道（AWGN），输入信号经过AWGN信道后在输出端进行硬判断，当带有噪声的接收信号大于判决电平时，输出判为1，此时的原参照信号如果为0，则产生误码。 为了便于对各个系统进行比较，通常将信噪比用每比特所携带的能量除以噪声功率谱密度来表示，即Eb/N0，对基带信号，定义信噪比为： 这里的A为信号的幅度（通常取归一化值），R=1/T是信号的数据率。在仿真过程中，为了能得到一个通信系统的RBE曲线，通常需要在信号源或噪声源后边加入一个增益图符来控制信噪比的大小，System View仿真时应用此种方法（在噪声源后面加入增益图符）。受控的增益图符需要在系统菜单中设置全局关联变量，以便每一个测试循环完成后将系统参数改变到下一个信噪比值，全局关联变量的设置方法在下述内容中介绍。 2.2全局关联变量的设置 当一个高斯噪声信道的RBE测试模型设置基本完毕后，并不能绘出完整正确的RBE/RSN 曲线，还必须将噪声增益控制与系统循环次数进行全局变量关联，使信道的信噪比（RSN）由0 dB开始逐步加大，即噪声逐步减小，噪声每次减小的步长与循环次数相关。设置的方法是：单击System View主菜单中的“Tools”选项，选择“Global Parameter Links”，这时出现如图1所示参数设置栏，在“Select System Token”中选择要关联的全局变量，图中选择了Gain 图符，如果设定每次循环后将信噪比递增1 dB，即噪声减小1 dB，则应在算术运算关系定义栏“Define Algebraic Relation F［Gi,Vi］”内将F［Gi,Vi］的值设置为-c1，这里c1为系统变量“Current System Loop”的系统循环次数。 2.3设置系统仿真时间 在进行系统仿真之前首先必须对定时参数进行设置，系统的定时设定直接影响着系统仿真的效果甚至仿真结果的正确性。同时，定时参数的设置也直接影响系统仿真的精度，因此选取定时参数必须十分的注意，这也是初学者应重点掌握的内容，采样速率过高增加仿真的时间，过低则有可能得不到正确的仿真结果。单击设计窗口工具栏上的系统定时按钮则弹出系统定时设定窗口。 在进行定时窗口设置时要注意以下几点：

DMAS飞行系统仿真平台

DMAS 大型专业飞行系统仿真平台 DMAS—专业、大型飞行系统仿真平台 DMAS（Design Model Acquisition and Simulation System for Aircraft）是中仿科技将航空航天 仿真技术与虚拟现实技术有机结合，创新研发出的具有自主知识产权的飞行系统仿真产品，由飞行器设计与仿真系统、飞行器数据记录与分析软件、飞行模拟器等组成大型综合研究和应用一体化软硬件系统平台，支持当前主流航空系统，满足飞行器研制试验、飞行模拟训练、科研教学等多种需求。DMAS综合应用平台综合技术性能达到国际领先水平，属国内首创。 DMAS应用领域： DMAS飞行系统仿真平台满足固定翼飞机、直升机、无人机等多种飞行器研制试验、飞行训练、科研教学的需求，遵循CAD、CAE、CAM产品全生命周期PLM构架，有效解决设计、仿真、模拟等系统问题。DMAS 采用创新技术，高端的系统仿真技术不再是科研院所独享的，飞速更新的专业虚拟现实技术的引入，则将工程师们从繁重的底层设计工作中解脱出来，有更多的时间创新思考，使得航空技术实现跨越式的发展。 飞机研究院所工程师、大学教师及学生、飞机设计及改装爱好者、专业的飞机拥有者、飞行员、飞 行教练或考官等用户均可应用DMAS完成飞机开发、仿真实验、任务演示验证、飞行训练模拟等多种任务。?研制试验 飞机总体设计：概念设计、系统设计、结构设计、翼型设计、发动机设计、费效设计、性能优化设计； 飞行模拟测试：动力学特性仿真测试，飞行模拟数据分析，仿真与试验数据对比分析，飞机特性分析与表征； 飞行任务模拟：遥测照相、侦测雷达、GPS导航预测、航空通讯、防空模拟、C4ISR系统；飞行安全事件现 场重建分析。 ?教学科研 理论基础教学：航空航天概论、飞行理论、飞行动力学、飞机性能分析、飞行控制等； 新概念飞机开发：各种新概念飞机设计、人机工程学、飞行姿态控制、航电设计、通讯设计、雷达设计、 航线设计、飞行软件开发等。 ?飞行训练 飞行操纵训练：固定翼飞机、直升机、UAV无人机操作训练，VFR/IFR飞行训练； 飞行执照备考：飞行员培训、私人飞机驾驶执照、商业飞机驾驶执照、民航飞行驾驶执照；

浅析通信信号调制识别方法

浅析通信信号调制识别方法 通信信号调制方式的识别涉及到很多复杂的因素，是一种典型的模式识别。由于通信技术的迅猛发展，信号的调制样式也变得复杂多样，常规的识别方法已无法满足实际需要，新的通信信号识别研究面临着巨大的挑战。文章着重介绍了统计模式识别方法和决策模式识别方法并提出了它们的优缺点。简要介绍了非理想信道和共信道多信号的调制方式识别。 标签：调制方式；统计模式；识别；决策模式识别方法 信息通过信道快速、安全、准确地传输，极大地方便了人们的日常沟通。信号作为信息的媒介，可以在有线信道传输，却几乎无法直接通过无线信道进行传输。要使通信信号顺利在无线信道中传输，必须采用调制解调技术调制后才可以进行传输，而且调制方式是由简到繁，由虚拟到数字等多样的。调制识别存在于检测与调解之间，接受方面需要根据信号的调制进行解调才可以被进入到下一步的操作中。 如果想要解调相应地信息内容需要截获信号，同时还需要分析信号调制方式及参数，干扰信号，准确识别发出方的调制方式。调制方式是一种信号区别于另一种信号的重要特性指标。调制识别的基本任务存在与多信号及噪声干扰的复杂环境中，能够对信号的鉴别方式进行调制，并且对信号参数进行调节，能够在一定程度上对信号信息进行处理。当今，通信技术急速发展下，无线通信环境在不断的发展中变得愈来愈复杂。如何快速、高效的监视并识别那些采用了不同的调制参数和不同的调制样式的通信信号，无论是在军事还是民用领域都一直是人们关注的焦点。 1 数字调制识别方法 人工识别已无法满足在存在着大量未知信号的电磁环境中进行信号实时性识别的要求。后来，人们根据信号频谱的差异研究出了自动调制识别技术。它的出现解决了一直以来依赖人工识别的重要难题。通信信号也早已不是之前的模拟信号，已经成为具有较强抗失真和抗干扰的数字信号，而且数字调制识别方法的成本较低。高速数字信号处理技术、计算机技术和微型芯片技术的蓬勃发展下能够促使自动调制识别技术能够大规模的运用。归纳总结这些年国内外的研究成果，自动调制识别方法可归纳为统计模式识别、决策模式识别两种方法。 1.1 统计模式识别方法 统计模式识别方法主要由三个部分组成，分别为：信号预处理、特征提取和分类识别，从模式的识别理论中衍生而来，三者互为补充，不可或缺。信号的预处理主要是为了提供精确的数据，目的是为例特征的提取做相应地准备。信号的预处理在数字调制或中频上计算接收信号的瞬时幅度、相位和频率。在多信道多发射源的情况下，可以分离不同信号，确保信号在调制识别过程中保持唯一性。

通信原理公式总结

第一章绪论 模拟通信系统一般模型： 数字通信系统模型： 点对点的通信按时间和传递方向可以分为：单工，半双工，全双工通信。 第二章确知信号 第三章随机过程 高斯随机过程：) 2 ) ( exp( 2 1 ) ( 2 2 σ σ π a x x f - - 结论1：线性系统：输出过程的功率谱密度是输入过程的功率谱密度乘以系统频率响应模值的平方，即) ( |) ( | ) (2f P f H f P i o = 结论2：如果线性系统的输入是高斯型的，则输出也是高斯型的。结论3：一个均值为零的窄带平稳高斯过程，他的同相分量和正交分量同样是平稳高斯过程，而且均值为零，方差也相同。此外在同一时刻上得到的同相分量和正交分量是统计独立的。 结论4：一个均值为零、方差为2 ξ σ的窄带平稳高斯过程) (t ξ，其包络的一维分布是瑞利分布，相位的一维分布是均匀分布，并且就一维分布而言他们是统计独立的。 结论5：正弦波加窄带高斯噪声的包络：小信噪比时接近瑞利分布，大信噪比时接近高斯分布，一般情况下是莱斯分布。 第四章信道 无线信道：天波、地波、视线传播。 有线信道：明线、对称电缆、同轴电缆。 信号无失真条件：1.具有线性相位（相频特性为通过原点的直线） 2.幅频响应为常数 信道容量：) 1( log 2 n i t S S B C+ =b/s

第五章模拟调制系统 解调抗噪声性能

各模拟调制系统性能比较： 第六章 数字基带传输系统 常用码型 奈奎斯特第一准则（无码间串扰条件）： S i s s T T i H T πωπω≤ =+ ∑ ||;1)2(1其中 部分响应（提高频带利用率）：人为的，有规律的在码元抽样时刻引入码间串扰，并在接收端判决前加以消除，从而达到改善频谱特性，压缩传输频带，并加速传输波形尾巴的衰减和降低对定时精度的要求。 时域均衡（消除码间串扰）。 横向滤波器设计： ∑-=-= N N i i k i k x C y （tips ：k y 等于以k x 为中心左右取共2N+1个 元素镜像后分别与C -N 至C N 相乘，然后再相加。） 设计要求（y 中只有y0=1,其余全为0）：例如 ]0 10 []][[1 010 1 2 101210=----C C C x x x x x x x x x =[1 01y y y -] 峰值失真：∑∞ ≠-∞ == 0|| 1k k k y y D 均方失真：∑ ∞ ≠-∞== 2 2 2 1k k k y y e 第九章 模拟信号的数字传输 题型：13折线法编码译码。 13折线法：不均匀分8段，每段均匀分16份。 最小量化间隔等于总体的1/2048，称为量化单位。第1段的1份。 对于码C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7： C1：表示电压极性； C2 C3 C4:表示段落码；确定时列表格逐次比较确定。 C4 C5 C6 C7:表示段内码，可用[16（x-段始值）/（段末值-段始值）] 取整表示。 量化电平取所属区间的中间值。

BPSK调制解调及误码率的计算

%随机产生码元 clc clear all num=10;%码元个数 ek=round(rand(1,num,1)); %产生载波 t=0:2*pi/999:2*pi;%周期 num1=1000;%个数 len=length(t); c=-sin(t); %调制 ektemp=[]; ctemp=[]; for n=1:num if ek(n)==0 ctemp=[ctemp,-c]; a=zeros(1,len); ektemp=[ektemp,a]; elseif ek(n)==1 ctemp=[ctemp,c]; a=ones(1,len); ektemp=[ektemp,a]; end end subplot(2,1,1); %分别画出原信号、已调信号示意plot(ektemp,'LineWidth',1.5); title('原码元'); grid on; axis([0 num1*num -2.5 2.5]); subplot(2,1,2); plot(ctemp,'LineWidth',1.5); title('已调信号'); grid on; axis([0, num1*num, -2.5, 2.5]); %相干解调 %本地载波 loca=[]; for n=1:num loca=[loca,c];%此处c的正负决定解调后是否倒pi end locb=loca; %相乘 locc=2*ctemp.*locb; %低通滤波器

[b,a] = BUTTER(3,2*pi*0.0003,'low'); %信号频率为0.001 locd=filter(b,a,locc);%低通滤波后的信号 figure; subplot(2,1,1); %相乘后的波形 plot(locc,'LineWidth',1.5); title('相乘后的信号'); grid on; axis([0 num1*num -2.5 2.5 ]); dd=locd+randn(1,10000); %低通滤波后的信号波形图 subplot(2,1,2); plot(dd,'LineWidth',1.5); title('低通滤波后的信号'); grid on; axis([0 num1*num -2.5 2.5 ]); %抽样判决 for i=1:num1*num if(locd(i)>0) %判决，得到解调结果 locd(i)=1; else locd(i)=-1; end end figure; subplot(2,1,1); %分别画出原信号、解调后信号示意 plot(ektemp,'LineWidth',1.5); title('原码元') grid on; axis([0 num1*num -2.5 2.5]); subplot(2,1,2); plot(locd,'LineWidth',1.5); title('解调后的信号'); grid on; axis([0 num1*num -2.5 2.5 ]); p=symerr(ektemp,locd)/10 %误码率 %误码率曲线 figure(4) r=0:2:10; rr=10.^(r/10); pe1=1/2*exp(-rr);%相干解调的误码率曲线 hold on plot(r,pe1,'r');grid on; pe2=(1-1/2*erfc(sqrt(rr))).*erfc(sqrt(rr));%差分相干解调的误码率曲线

数据传输系统误码率-

长沙理工大学 《通信原理》课程设计报告 数据传输系统误码率测试器的MATLAB 实现及性能分析 123 学院计算机与通信工程专业通信工程 班级学号 学生姓名指导教师 课程成绩完成日期201 课程设计成绩评定

学院计算机与通信工程专业通信工程 班级学号 学生姓名指导教师 课程成绩完成日期 指导教师对学生在课程设计中的评价 评分项目优良中及格不及格课程设计中的创造性成果 学生掌握课程内容的程度 课程设计完成情况 课程设计动手能力 文字表达 学习态度 规范要求 课程设计论文的质量 指导教师对课程设计的评定意见 综合成绩指导教师签字 2017年1月15日

课程设计任务书 计算机与通信工程学院通信工程专业 课程名称通信原理课程设计时间2016～2017学年第一学期18～20周学生姓名指导老师曹敦 题目数字传输系统误码率测试器的MATLAB实现及性能分析 主要内容： 本课程设计的目的主要是仿真通信加密系统。对输入随机数字信号与m 序列异或运算以实现信号加密，送入含噪信道，在接收端与相同序列再进行异或运算以解密，改变信道误码率大小，测试接收信号与发送信号之间的误码率，分析该种加密传输系统的抗噪声性能。 要求： （1）本设计开发平台为MATLAB中的Simulink。 （2）模型设计应该符合工程实际，模块参数设置必须与原理相符合。 （3）处理结果和分析结论应该一致，而且应符合理论。 （4）独立完成课程设计并按要求编写课程设计报告书。 应当提交的文件： （1）课程设计学年论文。 （2）课程设计附件（主要是模型文件和源程序）。

数据传输误码率的MATLAB实现性能分析学生姓名：席广然指导老师：曹敦 摘要本课程设计主要运用MATLAB集成环境下的Simulink仿真平台设计进行数据传输系统误码率测试器的仿真。在本次课程设计中先根据9级m序列发生器的结构，从Simulink 工具箱中找所需元件，送入含噪信道，改变信道误码率大小，测试发送信号与接收信号的误码率大小，其中可以通过不断的修改优化得到需要信号，最后通过对输出波形的分析得出仿真是否成功。 关键词Simulink；数据系统；m序列；误码率 1引言 本次课程设计主要运用MATLAB软件，在Simulink平台下建立仿真模型。实现数据传输系统的的误码率计算的过程，通过比较发送信号与接收信号之间产生的误码率大小，分析比较，改变参数设置，观察波形变化及误码率大小的变化，并对其进行分析总结。 1.1课程设计的目的 通信原理是通信工程专业的一门骨干的专业课，是通信工程专业后续专业课的基础。掌握通信原理课程的知识可使学生打下一个坚实的专业基础，可提高处理通信系统问题能力和素质。由于通信工程专业理论深、实践性强，做好课程设计，对学生掌握本专业的知识、提高其基本能力是非常重要的。 本次的课程设计研究的是数据传输的误码率，通过改变噪声方差的大小，测试发送信号与接收信号的误码率大小，用来理解实际生活的数据传输之间误码率大小的决定条件，从而在实际中尽量减少误码率的大小。

基带传输系统的误码率

一、讨论内容 无码间串扰时，基带传输系统的误码率与哪些因素有关？ 二、数字基带传输系统 数字基带传输系统的方框图如图1所示： 图1 数字基带传输系统方框图 误码是由接收端抽样判决器的错误判决造成的，而造成错误判决的原因主要有两个：一个是码间串扰，另一个是信道加性噪声的影响。所谓码间串扰是由于系统传输总特性（包括收、发滤波器和信道的特性）不理想，导致前后码元的波形畸变并使前面波形出现很长的拖尾，从而对当前码元的判决造成干扰。 因此，无码间串扰时，信道的加性噪声是造成误码的主要因素。 图2是判决过程中，无噪声影响和叠加噪声之后，抽样判决的比较结果。 图2 判决过程的典型波形

从图中可以看出，抽样判决器对无噪声影响的图（a ） 波形能够毫无差错地恢复基带信号，但对叠加上噪声后的图（b ）的波形就可能出现两种判决错误：原 “1”错判成“0”或原“0”错判成“1”，图中带“×”的 码元就是错码。下面分析由于信道加性噪声引起这种误码的概率，即误码率。 三、基带传输系统的抗噪声性能 若认为信道噪声只对接收端产生影响，则抗噪声性能分析模型如图3所示。 图3 抗噪声系统分析性能 图中，s(t)为二进制接收波形，n(t)为信道噪声，通过接收滤波器后的输出噪声为n R (t)。 下面以二进制信号波形为双极性波形为例：设它在抽样时刻的电平取值为 或 （分别对应于信码 “1”或“0”）,则 当发送“0”时，判决器接收端信号的概率密度为 当发送“1”时，判决器接收端信号的概率密度为 202 ()()exp 2n x A f x σ??+=- ?? ?212 ()()exp 2n x A f x σ??-=- ???

QAM误码率公式资料讲解

Q A M误码率公式

仅供学习与交流，如有侵权请联系网站删除 谢谢2 不同调制模式下的误码率与信噪比的关系 一．原理概述 多进制正交幅度调制（QAM ） 在MPSK 调制中，传输信号的幅度保持在一恒定值，因此星座图的圆形的。通过改变相位和幅度，我们获得一种新的调制方法，称为多进 制正交调制（QAM ），一般形式定义为： cos(2sin (2),0,=1,2,,M i i c i c s s f t f t t T i ππ≤≤ 其中，min E 是幅度最小的信号的能量，i a 和i b 是一对独立的整数。 第i 个信号点的坐标是a b i a ，i b ）是如下给出 的L 矩阵的元素： (-L+1,L-1)(-L+3,L-1)(L-1,L-1)(-L+1,L-3)(-L+3,L-3)(L-1,L-3){,}=(-L+1,-L+1)(-3+1,-L+1)(L-1,-L+1)i i a b ???????????? 其中L 。对于16-QAM 信号的星座图，其L 矩阵为 (-3,3)(-1,3)(1,3)(3,3)(-3,1)(-1,1)(1,1)(3,1){,}=(-3,-1)(-1,-1)(1,-1)(3,-1)(-3,3)(-1,3)(1,-3)(3,-3)i i a b ???????????? 如果使用相干检测，多进制QAM 信号在AWGN 信道中的平均差错概率大约是： ,QAM e P Q 使用平均信号能量av E ，上式表示为： ,QAM e P Q

二．实验仿真与分析 我们用matlab分别仿真了各种调制模式下的信噪比与误码率的关系，其中图1 是无分集情况下的仿真结果图，图2 是在发射接收端二分集的情况下的仿真结果图，图3 是4分集的情况下仿真结果图。 图1. 无分集情况下的各种调制方式的BER与SNR的关系 仅供学习与交流，如有侵权请联系网站删除谢谢3

BPSK系统仿真及误码率计算源程序

MATLAB程序： 主程序： %Simulation of bpskAWGN Max_SNR=10; N_trials=1000; N=200; Eb=1; ber_m=0; for trial=1:1:N_trials trial msg=round(rand(1,N)); s=1-msg.*2; n=randn(1,N)+j.*randn(1,N); ber_v=[]; for snr_dB=1:2:Max_SNR snr=10.^(snr_dB./10); N0=Eb./snr; sgma=sqrt(N0./2); y=sqrt(Eb).*s+sgma.*n; y1=sign(real(y)); y2=(1-y1)./2; error=sum(abs( msg- y2)); ber_snr=error./N; %ber ber_v=[ber_v,ber_snr]; end%for snr ber_m=ber_m+ber_v; end ber=ber_m./N_trials; ber_theory=[]; for snr_db=1:2:Max_SNR snr=10.^(snr_db./10); snr_1=Qfunct(sqrt(2*snr)); ber_theory=[ber_theory,snr_1];

end %绘图表示实际误码率与理论误码率 i=1:2:Max_SNR; semilogy(i,ber,'-r',i,ber_theory,'*b'); xlabel('E_b/N_0 (dB)') ylabel('BER') legend('Monte Carlo', 'Theoretic') 子程序： function y = Qfunct(x) %QFUNC Q function. % Y = QFUNC(X) returns 1 minus the cumulative distribution function of the % standardized normal random variable for each element of X. X must be a real % array. The Q function is defined as: % % Q(x) = 1/sqrt(2*pi) * integral from x to inf of exp(-t^2/2) dt % % It is related to the complementary error function (erfc) according to % Q(x) = 0.5 * erfc(x/sqrt(2)) if (~isreal(x) || ischar(x)) error('comm:qfunc:InvalidArg','The argument of the Q function must be a real array.'); end y = 0.5 * erfc(x/sqrt(2)); return;

风力发电系统仿真平台—Simulation platform for Wind Turbines

Simulation platform for Wind Turbines by Professor Frede Blaabjerg Aalborg University fbl@iet.auc.dk http://www.iet.auc.dk/~fbl/ November 28, 2003

1.Background 2.Wind turbine concepts 3.Basic model library 4.Simulation examples 5.Conclusion

Why ?Electrical system of the wind turbine in steady progress and become more and more important ?Wind turbines grow in size (3-5 MW) 9Virtual prototyping is the only method for analysis and evaluation Goals ?Develop an extended simulation platform for electrical parts in wind turbines ?Develop models which may used in mechanical / aeroelastical design tools like HAWC

DigSilent electrical power system simulation tool ?aerodynamic models ?aeroelastic models ?turbulent wind model Mechanical aspects Electrical aspects HAWC aeroelastic simulation tool wind turbine ?grid components library ?dynamic simulation language Matlab/Simulink general developer tool wind turbine/ wind farm ?dynamic behavior of power systems ?assesment of power ?RMS and EMT simulations Saber advanced simulation tool ?Hydraulic ?Mechanic simulates physical effects in different engineering domains ?Magnetic ?Thermal ? Electric ? Electronic ? Digital control ? Embedded software ?calculation of mechanical loads on the structure ?dynamic behavior of wind turbine ?focus on frequency range 0 - 20 Hz wind turbine/ power converter 5S:bj-jn\simulation Platform for Wind Turbines

误码率BER与信噪比SNR的关系解析

误码率BER 与信噪比SNR 的关系解析 一、 前言 误码率（BER ：bit error ratio ）是衡量数据在规定时间内数据传输精确性的指标，是衡量一个数字系统可靠性的主要的判断依据。虽然现在手机系统有许多仪器都可以直接对该项作直接的测量，但是对数字对讲机以及新兴的采用新的协议模式的设备，误码率的测试就会比较繁琐。而很多现有的设备都是基于模拟指标的测量，如果能找到模拟的指标与误码率之间的关系，那么将更方便我们的调试。在之前我们已经能直观的能观察到误码率BER 与模拟的信噪比SNR 以及射频中的噪声干扰存在一种相对应的关系，以下就基于这个作更深入的分析。 二、 正文 2.1在论述这种关系之间，首先要弄清楚下面的几个基本概念： 2.1.1S/N 音频信噪比（即SNR ） 图一 信噪比SNR 示意图 我们通常指的信噪比SNR 是基带信号中有用信号功率与噪声功率的比值，如图一所示。发射一个标准调制信号，接收机接收解调后，测量音频有用信号输出功率为signal P (dBm)，然后去掉调制信号，记录音频噪声输出功率为noise P (dBm)，于是： )(P )(P S/N noise signal dBm dBm ?= -------- 式1

2.1.2射频C/N 载噪比 图二 载噪比C/N 示意图 载噪比指的是在解调（进入解调器的）前的射频信号频谱中有用信号功率与噪声功率的比值，如图二所示。发射一个非调制信号，结果接收机的一系列滤波等处理，在解调前用频谱仪观察频谱信号，测试它的载波功率Carrier P (dBm)以及噪声信号功率noise P (dBm) )(P )(P C/N noise Carrier dBm dBm ?= -------- 式2 2.1.3频谱仪分辨率带宽(RBW) 对于频谱分析仪，分辨率带宽（RBW :Resolution Bandwidth ）实际上是频谱仪内部滤波器的带宽（决定选择性的IF 滤波器的3dB 带宽），设置它的大小，能决定是否能把两个相临很近的信号分开。比如，模拟对讲机相邻信道是25KHz ，你就必须把RBW 设置成比25KHz 小，才能把两个信道的载波分离出来，所以相同的频谱在不同的分辨率下有不同的效果，如下图：