高频,模拟乘法器汇总

实验课程名称：高频电子线路

MC1496 是目前常用的平衡调制/解调器。它的典型应用

包括乘、除、平方、开方、倍频、调制、混频、检波、鉴相、

鉴频、动态增益控制等。MC1496 的和内部电路与外部引脚图

如图1(a)(b)所示

(a)1496内部电路 (b)1496引脚图

图1 MC1496的内部电路及引脚图

它内部电路含有 8 个有源晶体管，引脚 8 与 10 接输入电压 VX、1与 4接另一输入电压VY，6 与12 接输出电压 VO。一个理想乘法器的输出为VO=KVXVY，而实际上输出存在着各种误差，其输出的关系为：VO=K（VX +VXOS）（VY+VYOS）+VZOX。为了得到好的精度，必须消除 VXOS、VYOS与 VZOX三项失调电压。引脚 2 与 3 之间需外接电阻，对差分放大器 T5与 T6产生交流负反馈，可调节乘法器的信号增益，扩展输入电压的线性动态范围。

各引脚功能如下：

1：SIG+ 信号输入正端 2: GADJ 增益调节端

3：GADJ 增益调节端 4: SIG- 信号输入负端

5：BIAS 偏置端 6: OUT+ 正电流输出端 7: NC 空脚 8: CAR+ 载波信号输入正端 9: NC 空脚 10: CAR- 载波信号输入负端11: NC 空脚 12: OUT- 负电流输出端

13: NC 空脚 14: V- 负电源

（2）Multisim建立MC1496电路模块

MC1496内部结构multisim电路图和电路模块如图2所示。

图2 MC1496的内部电路及电路模块引脚图

2、AM与DSB电路的设计与仿真

调幅就是用低频调制信号去控制高频振荡（载波）的幅度，使高频振荡的振幅按调制信号的规律变化。把调制信号和载波同时加到一个非线性元件上(例如晶体二极管或晶体三体管)，经过非线性变换电路，就可以产生新的频率成分，再利用一定带宽的谐振回路选出所需的频率成分就可实现调幅。幅度调制信号按其不同频谱结构分为普通调幅（AM）信号，抑制载波的双边带（DSB）信号，抑制载波和一个边带的单边带（SSB）信号。

利用模拟乘法器相乘原理实现调幅是很方便的，工作原理如下：在乘法器的一个输入端输入载波信号另一输入端输入调制信号，则经乘法器相乘，可得输出抑制载波的双边带调幅信号的表达为：

若要输出普通调幅信号，只要调节外部电路的平衡电位器，使输出信号中有载波即可。输出信号表达式为：

普通振幅调制电路的原理框图与抑制载波双边带振幅调制电路的原理框图如图3所示

图3

① AM与DSB电路的设计

查集成模拟乘法器MC1496 应用资料（附录1），得典型应用电路如图4所示。

图4 1496构成的振幅调制电路电原理图

图中载波信号经高频耦合电容C1输入到Uc ⑩端，C3为高频旁路电容，使⑧交流接地。调制信号经高频耦合电容C2输入到U Ω④端，C5为高频旁路电容，使①交流接地。调制信号U AM 从⑿脚单端输出。电路采用双电源供电，所以⑤脚接Rb 到地。因此，改变R 5也可以调节I 0的大小，即：

则：当VEE=-8V ，I 5=1mA 时，可算得：（MC1496器件的静态电流一般取I 0＝I 5＝1mA 左右） R 5={（8-0.75）/（1X10-3

）}-500=6.75K Ω 取标称电阻，则R5=6.8K Ω

MC1496的②③脚外接电阻RB ，对差分放大器T5、T6产生电流负回授，可调节乘法器的增益，扩展输入信号U Ω动态范围。因为：U Ω≤I 5RB

式中 I 5为5脚的电流，当选I 5=1mA ，Uy=1V(峰值)时，由上式可确定RB ：

RB ≥U Ω/I5=1/1X10-3

=1K Ω

负载电阻RC 的选择

由于共模静态输出电压为：U 6=U 12=V CC -I 5R L

式中U 6、U 12是6脚与12脚的静态电压。当选U 6=U 12=8V ，V CC =12V ，I 5=1mA 时，

R L =（V CC -U 6）/I 5=(12-8)/(1X10-3

)=4K Ω，取标称电阻RL=3.9K Ω。

电阻R1、R2、R3与RC1、RC2提供芯片内晶体管的静态偏置电压，保证各管工作在放大状态。阻值的选取应满足如下关系：12641108,,v v v v v v ===

V v v V 2)(1586≥-≥， V

v v V 7.2)(1518≥-≥， V v v V 7.2)(1551≥-≥

所以取：R1=R2=1K Ω R3=51Ω R4=R5=750Ω，R6=R7=1K Ω，WR1=10 K Ω

电阻R4、R5、WR1、R6和R7用于将直流负电源电压分压后供给MC1496的1、4脚内部的差分对三极管基极偏置电压。通过调节RP ，可使MC1496的1、4端的直流电位差为零，即U Ω输入端只有调制信号输入而没有直流分量，则调幅电路的输出为抑制载波的双边带调幅波；若调节RP ，使MC1496的1、4端的直流电位差不为零，则电路有载波分量输出，为普通调幅波。

耦合电容与高频电容的选择

电容C1与C2应选择得使其电抗在载波频率上低于5Ω，即：

1/ωC1=1/ωC2≤5Ω 所以取C1=C3=0.1uf,C2=C5=4.7uf,

由此得到实际的模拟乘法器1496构成的振幅调制电路与测量系统电原理图，如图5。

Ω

+--=

≈5007.0550R V u I I EE

图5 1496构成的振幅调制电路电原理图

②AM与DSB电路的仿真

1)全载波振幅调制（AM）

（1）按设计电路设置元件参数并用Multisim完成电路连接。

（2）当电路平衡时，即UΩ=0,Uo=0 , 模拟乘法器1496的静态特性数据如表1。

(3) 调R15（99%），使模拟乘法器①④脚间电压为+200mV,即电路不平衡。按设计要求加入信号，载波信号UX：f=1MHZ /60-100mV 调制信号Uy：f=2KHz/150mV，此时实现AM调制。信号时域波形和频域图形如图6所示。此条件时，M=50%

M=(A-B)/(A+B)=50%

（4）调R15使AM信号过调制，即使M＞100%。当M＞100%时，过零点为一条直线。实验测得信号波形如图7所示。

图6 图7

21) 抑制载波振幅调制（DSB）

(1) 令UΩ=0，调WR1，使模拟乘法器①④脚间电压为0V,即电路平衡。

按设计要求加入信号，载波信号UX：f=500KHZ /50mV 调制信号Uy：f=2KHz/200mV，此引脚⑧⑩①④⑥12 ②③⑤14

电压（V） 5.990 5.989 -0.016 -0.016 7.947 7.947 -0.639 -0.639 -6.846 -8

时实现DSB

调制。信号的时域和频域波形如图

8所示。

图8

实验测得DSB过零点信号波形如图9所示。为M曲线。实验测得DSB过零点信号波形如图9所示。为M曲线。

图9

(2)同步检波器电路设计与仿真

①同步检波器电路设计

振幅调制信号的解调过程称为检波。常用方法有包络检波和同步检波两种。由于普通调幅波（AM）信号的包络直接反映了调制信号的变化规律，可以用二极管包络检波的方法进行解调。而双边带或单边带振幅调制信号的包络不能直接反映调制信号的变化规律，所以无法用包络检波进行解调，必须采用同步检波方法。

MC1496模拟乘法器构成的同步检波解调器电路原理框图10所示。

其中y端输入同步载波信号U C，x端输入已调波信号

U S。解调器输出信号经低通后输出解调信号。其1496构

成的同步检波电路与外接元件参数与AM调制电路无异，

仅需接一低通滤波器实际设计电路如图11所示；图10

图 11

②同步检波器电路仿真

HB1

LM1496

IO1

IO2

IO3

IO4

IO5

IO6

IO8

IO10

IO12

IO14

V1

12 V

V2

8 V

C1

0.1μF

C2

1μF

R41kΩ

R51kΩ

R6

51Ω

R7

3.9kΩ

R8

3.9kΩ

C30.1μF

R9

6.8kΩ

R101kΩ

R111kΩ

R12

51Ω

R13

1kΩ

R14

51Ω

R15

50kΩ

Key=A

50%

C40.1μF R16

10kΩ

C5

10000pF

C6

10000pF

A1

1 V/V 0 V

Y

X

V3

150mVrms

500kHz

0°

V4

200mVrms

2kHz

0°

XSC1

A B C D

G

T

1

、按设计电路设置元件参数并用EWB 完成电路连接。

2、调RW1使电路平衡时，即Uc=U Ω=0,Uo=0

3、按设计要求加入信号，（载波信号UX ：f=1MHZ /50mV 调制信号Uy ：f=2KHz/200mV ）， a ．按已知条件产生DSB 信号

图12

b. 按同步检波工作原理加入信号，得实验数据如图12所示。

（3）混频器电路设计与仿真

混频电路的作用是在本地振荡电压的作用下，将载频为fc 的高频已调信号不失真地变换为载频为f 的中频已调信号。

由于乘法器可以产生只包含两个输入信号之和频及差频分量的输出信号，所以用模拟乘法器和带通滤波器可以方便地实现混频功能。其原理框图如图13所示：

①混频器电路设计

由1496模拟乘法器构成混频电路和外接元件参数与AM 调制电路无异，仅输出端需接465KHZ 谐振回路，其设计的电路如图14所示。但必须保证模拟乘法器工作在平衡状态。

图14

②混频器电路仿真

HB1

LM1496

IO1IO2IO3IO4IO5

IO6IO8IO10IO12

IO14

V1

12 V

V2

8 V

C10.1μF C2

1μF R41kΩ

R51kΩ

R651Ω

R73.9kΩR8

3.9kΩ

C3

0.1μF

R9

6.8kΩR101kΩR111kΩR12

51ΩR13

1kΩ

R14

51ΩR15

50kΩ

Key=A

50%C40.1μF C5430pF

C6430pF

V4

200mVrms 1030kHz

0°

V3

50mV

565kHz 2kHz AM

L1470μH

XSC2

A

B

Ext Trig

+

+

_

_

+

_

x

U y

U 用模拟乘法器实现混频，就是在 端和 相差一中频，再经过带通滤波器取出中频信号。

端分别加上两个不同频率的信号，两信号

1、按设计电路设置元件参数并完成电路连接。

2、调RW1使电路平衡时，即Uc=U Ω=0,Uo=0

3、按设计要求加入信号，得实验数据如图15所示

图

16

（4）倍频器电路设计与仿真 ①倍频器电路设计

由模拟相乘器构成的倍频器电路原理框图如图16所示：

当输入信号为： x y i u u u == ， 图15

即模拟相乘器接成如图16所示， 就构成了平方运算电路， 其输出与输入的关系是：

2o x y i u Ku u Ku == 如果 sin x y i im u u u u wt ===

则有 22

(sin )[(1cos 2)]2o im im u K u wt Ku wt ==+

因此， 只要在图14的输出端加一隔直电容， 便可实现正弦波的二倍频。 其输出电压即为 2(s)cos2)2o im u K u wt =

依据以上原理，设计出的实际倍频电路如图17所示：

图17

②倍频器电路仿真

1、按设计电路设置元件参数并完成电路连接。

2、调RW1使电路平衡时，即Uc=U Ω=0,Uo=0

3、按设计要求加入信号，得实验数据如图18所示.

图 18

HB2

LM1496IO1IO2IO3IO4IO5

IO6IO8IO10IO12

IO14

V1

12 V V28 V

C1

1μF

C2

1μF

R41kΩ

R51kΩ

R6

51Ω

R7

3.9kΩ

R83.9kΩC3

0.1μF R96.8kΩR101kΩ

R11

1kΩR12

51ΩR131kΩ

R1451Ω

R1550kΩ

Key=A 50%

V360mVrms 500kHz 0°

C40.1μF

XSC1

A B

Ext Trig

+

+

_

_

+_