正激变压器设计资料

单端正激变压器的设计

开关电源变压器是高频开关电源的核心元件。其作用为：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。开关变压器性能的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。高频开关变压器的设计主要包括两部分：绕组设计及磁芯设计。本文将对应用在高频下的单端正激变压器的设计方法及磁芯的选择给出较为详细的论述。

1 单端正激变压器原理单端正激变压器的原理图如图1所示。

单端正激变压器又称"buck"转换器。因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。正激式变压器的转换功率通常在50～500 W之间。输出电压Vo由匝比n、占空比D

和输入电压Vi确定。

当PWM控制器输出正脉冲，功率开关导通，变压器的初级绕组通过电流，此电流由两部分组成，一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流，另一部分足与输出电流等效的初级电流，他和初次级匝比成正比，和输出电流成正比。储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉，以便使磁通复位。N3为去磁绕组

2 变压器磁芯的选用原则

高频开关电源中的变压器从性能价格比考虑，MnZn功率铁氧体材料是最佳的选择。应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性：高饱和磁通密度或高的振幅磁导率，在工作频率范围有低的磁芯总损耗，较低的温度系数，较高的居里温度。

磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成，即：

磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成正比关系。即：

对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的，为降低损耗，即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。要达到此目的，须从两方面着手，一是从配方成分方面，尽量使磁晶各项异性常数k→0，磁滞伸缩常数→0；二是在工艺上要做到高密度、大晶粒、均匀完整、另相少、内应力小、气孔少。

3 单端正激变压器的设计步骤

(1)了解变压器的各项指标要求；

(2)选取磁芯材质确定△B值；

(3)计算磁芯的AP值，确定磁芯型号规格；

(4)计算初次级绕线匝数；

(5)计算线径dw。

4 设计举例 (1) 变压器相关参数

INPUT：DC，48 V，50 W；

工作频率：100 kHz；

传输效率：75％；

OUTPUT：5 V；

风冷散热：J=400A／cm2。

(2) 根据变压器对铁氧体磁芯高Bs、低功耗的要求、可选用TDK的PC40，PC44，PC50或飞利浦的3F3，3F4材料。综合考虑性价比因素，选用TDK的PC40材质。因为罐型磁芯具有较好的屏蔽，有利于解决EMI中的棘手问题--辐射，所以磁芯形状选用罐型。同时不能使局部温度太高，必须均衡放置发热元件．另外还要求较低的纹波和较高的效率，所有这些考虑使得采用正激式比较合适。

TDK PC40材料的相关参数：

考虑磁芯实际使用中由于高温效应、瞬间情况等引起Bs，Br的变化，使△B动态范围变小而出现饱和，因此设计时一般必须留出一定的安全空间，即选择：

则

(3) 计算磁芯AP值，决定磁芯规格型号

式中：Aw磁芯铜窗面积(cm2)；

Ae：磁芯有效截面积(cm2)；

Ps：变压器传递视在功率(W)；

△B：磁感应增量(T)；

f：变压器工作频率(Hz)；

J：电流密度；

Ku：铜窗占用系数取0.2。

将△B=0.25 T，f=105 Hz，J=400 A／cm2代入上式得：

查阅有关TDK DATA选用PC40P26／16Z-52H罐型磁芯，其参数如表1所示。

(4) 计算Np，Ns

(5) 检查△B选择合理性

(6) 计算线径dwp，dws

原边电流Ip：

查阅有关AWG导线规格可用AWG19线，其Axp=0.65 mm2。副边绕组：

副边绕组截面积Ss：

导线直径；

rp：并联根数取2；

将数据代人得：dws=0.77 mm；

查阅有关AWG导线规格可用AWG21，其d=0.785mm.

5 结语

变压器磁芯的△B的取值对磁芯体积、损耗工作稳定性都有直接影响，导线的电流密度取值受磁芯AP值限制，决定于散热方式。最优化设计应同时考虑体积、温升、成本因素来确定。

开关电源原理与设计（连载14）正激式变压器开关电源的优缺点

1-6-2．正激式变压器开关电源的优缺点

为了表征各种电压或电流波形的好坏，一般都是拿电压或电流的幅值、平均值、有效值、一次谐波等参量互相进行比较。在开关电源之中，电压或电流的幅值和平均值最直观，因此，我们用电压或电流的幅值与其平均值之比，称为脉动系数S；也有人用电压或电流的有效值与其平均值之比，称为波形系数K。

因此，电压和电流的脉动系数Sv、Si以及波形系数Kv、Ki分别表示为：

Sv = Up/Ua ——电压脉动系数（1-84）

Si = Im/Ia ——电流脉动系数（1-85）

Kv =Ud/Ua ——电压波形系数（1-86）

Ki = Id/Ia ——电流波形系数（1-87）

上面4式中，Sv、Si、Kv、Ki分别表示：电压和电流的脉动系数S，和电压和电流的波形系数K，在一般可以分清楚的情况下一般都只写字母大写S或K。脉动系数S和波形系数K都是表征电压或者电流好坏的指标，S和K的值，显然是越小越好。S和K的值越小，表示输出电压和电流越稳定，电压和电流的纹波也越小。

正激式变压器开关电源正好是在变压器的初级线圈被直流电压激励时，变压器的次级线圈向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度是基本稳定的，此时尽管输出功率不停地变化，但输出电压的幅度基本还是不变，这说明正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较好；只有在控制开关处于关断期间，功率输出才全部由储能电感和储能电容两者同时提供，此时输出电压虽然受负载电流的影响，但如果储能电容的容量取得比较大，负载电流对输出电压的影响也很小。

另外，由于正激式变压器开关电源一般都是选取变压器输出电压的一周平均值，储能电感在控制开关接通和关断期间都向负载提供电流输出，因此，正激式变压器开关电源的负载能力相对来说比较强，输出电压的纹波比较小。如果要求正激式变压器开关电源输出电压有较大的调整率，在正常负载的情况下，控制开关的占空比最好选取在0.5左右，或稍大于0.5，此时流过储能滤波电感的电流才是连续电流。当流过储能滤波电感的电流为连续电流时，负载能力相对来说比较强。

当控制开关的占空比为0.5时，正激式变压器开关电源输出电压uo的幅值正好等于电压平均值Ua的两倍，流过滤波储能电感电流的最大值Im也正好是平均电流Io（输出电流）的两倍，因此，正激式变压器开关电源的电压和电流的脉动系数S都约等于2，而与反激式变压器开关电源的电压和电流的脉动系数S相比，差不多小一倍，说明正激式变压器开关电源的电压和电流输出特性要比反激式变压器开关电源好很多。

正激式变压器开关电源的缺点也是非常明显的。其中一个是电路比反激式变压器开关电源多用一个大储能滤波电感，以及一个续流二极管。此外，正激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于反激式变压器开关电源来说要低很多，这个从（1-77）和（1-78）式的对比就很明显可以看出来。因此，正激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比较高，误差信号放大器的增益和动态范围也比较大。

另外，正激式变压器开关电源为了减少变压器的励磁电流，提高工作效率，变压器的伏秒容量一般都取得比较大（伏秒容量等于输入脉冲电压幅度与脉冲宽度的乘积，这里用US来表示），并且为了防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿，正激式变压器开关电源的变压器要比反激式变压器开关电源的变压器多一个反电动势吸收绕组，因此，正激式变压器开关电源的变压器的体积要比反激式变压器开关电源的变压器的体积大。

正激式变压器开关电源还有一个更大的缺点是在控制开关关断时，变压器初级线圈产生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源产生的反电动势电压高。因为一般正激式变压器开关电源工作时，控制开关的占空比都取在0.5左右，而反激式变压器开关电源控制开关的占空比都取得比较小。

正激式变压器开关电源在控制开关关断时，变压器初级线圈两端产生的反电动势电压是由流过变压器初级线圈的励磁电流产生的。因此，为了提高工作效率和降低反电动势电压的幅度，尽量减小正激式开关电源变压器初级线圈的励磁电流是值得考虑的。

当控制开关的占空比为0.5时，在控制开关关断时刻，电源变压器初级会产生反电动势，反电动势产生的电流方向与输入电压Ui产生的电流方向相同，因此，控制开关两端的电压正好等于输入电压Ui与反电动势Up-之和，即：

Ukp = Ui＋Up- —— K关断期间（1-88）

式中Ukp为控制开关关断时刻，控制开关两端的电压；Up-为变压器初级线圈产生反电动势电压的峰值。根据（1-68）式和图1-16-b可知，Up-一般都大于输入电压Ui，因此Ukp大于两倍Ui。

一般正激式变压器开关电源都设置有一个反电动势能量吸收回路，如图1-17中的变压器反馈线圈N3绕组和整流二极管D3，此时，反电动势电压的峰值一般都被限幅到输入电压Ui的值，如果不考虑变压器初、次级线圈的漏感，则（1-88）式可以改写为：

Ukp = 2Ui ——带限幅电路（1-89）

这个电压对于电源开关管来说是很高的。例如电源输入电压为交流220伏，经整流滤波后其最大值就是311伏，根据（1-89）式可求得Uk = 622伏；如果输入电压为交流253伏（±15%），那么，可以求得Ukp = 715伏，这还不算变压器初级线圈漏感产生的反电动势电压。一般图1-17中的变压器反馈线圈N3绕组和整流二极管D3，对变压器初级线圈N1绕组漏感产生的反电动势电压是无法进行吸收的，这一点需要特别注意。为了吸收变压器初级线圈N1绕组漏感产生的反电动势，在变压器初级线圈回路中还要专门设置一个反电动势吸收电路，这一方面内容后面还要更详细介绍。

一般电源开关管的耐压都在650伏左右，因此，正激式变压器开关电源在输入电压为交流220伏的设备中很少使用，或者用两个电源开关管串联来使用。由于正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较好，因此，目前在一些对瞬态控制特性要求比较高的场合，用两个电源开关管串联的正激式变压器开关电源也逐步开始增加。

开关电源原理与设计（连载30）推挽式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算

1-8-1-3-2．推挽式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算

由图1-35可以看出，在两个控制开关的占空比D分别等于0.25的情况下，电容器充、放电的电荷以及充、放电的时间和正、负电压纹波值均应该相等，并且电容器充电流的平均值也正好等于流过负载的电流Io与流过储能电感最小电流Ix的差。因此，电容器充时，电容器存储的电荷ΔQ为：

（1-148）式和（1-149）式，就是计算输出电压可调的推挽式变压器开关电源储能滤波电容的公式（D = 0.25时）。式中：Io是流过负载的电流，T为控制开关K1和K2的工作周期，ΔUP-P 为输出电压的波纹电压。波纹电压ΔUP-P一般都取峰-峰值，所以波纹电压正好等于电容器充电或放电时的电压增量，即：ΔUP-P = 2ΔUc 。

同理，（1-148）式和（1-149）式的计算结果，只给出了计算输出电压可调的推挽式变压器开关电源储能滤波电容C的中间值，或平均值，即控制开关工作于占空比D为0.25时的情况，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。

由（1-148）式和（1-149）式可见，输出电压可调的推挽式变压器开关电源的储能滤波电容与串联式开关电源的储能滤波电容相比，在数值上小了很多，这是因为推挽式变压器开关电源采用全波整流或桥式整流输出，相当于占空比和工作频率都提高了一倍的缘故。占空比提高，可使流过储能滤波电感的电流不会出现断流；工作频率提高，可使储能滤波电容的充、放电时间缩短，即滤波器的时间常数可以减小。

下一部分我们谈谈推挽式开关电源变压器参数的计算。

开关电源原理与设计(连载60)开关电源变压器铁芯磁滞回线测量－part2

从原理上来说，只有RC积分电路输出电压的特性与磁场强度取样电路输出电压的特性（速率）基本一致的时候，磁滞回线的显示失真才会最小。那么u1电压的变化特性与u2电压的变化特性是否基本一致呢？为了简单和便于分析，这里我们把输入电压看成是交流脉冲方波，但对于正弦波电压还是同样有效。

如果忽略取样电阻R1两端的电压降u1，则加到变压器两端的电压e1为：

e1 ≈L1di1/dt （2-37）

由此可以求得流过变压器初级线圈的励磁电流为：

i1 = = ＋i1(0) ——输入电压为方波（2-38）

（2-38）式中，e1为加到变压器T2初级线圈两端的电压（这里为方波），或T1变压器次级线圈输出的电压（方波）；L1为变压器T2初级线圈的电感，i1(0)为时间等于零时变压器T2初级线圈中的励磁电流。实际上，这里的i1(0)要与积分电路中电容器C，在同样时刻对应的充电电压u2(0)，所对应的磁通密度B(0)，互相对应才有意义，因为它们之间存在相位差。

由（2-38）式可以看出，如果忽略取样电阻R1两端的电压降u1，流过变压器T2初级线圈的励磁电流是一个线性电流，即：取样电阻R1的输出电压u1为锯齿波，正好与示波器X轴的扫描电压相对应。

我们再来分析RC积分电路的输出电压。如果忽略电路损耗，则e2负载回路方程为：

e2 =N2SdB/dt = i2R＋u2 （2-39）

（2-39）式中，i2为流过电阻R的电流，或电容器的充电电流，u2为电容C两端电压。与分析变压器初级线圈中的励磁电流一样，如果把积分电路的时间常数取得足够大，电阻的阻值也取得足够大，则在一个周期内电容两端的充电电压u2相对电阻的电压降是可以忽略的。则（2-39）式可以改写为：

e2 ≈ i2R （2-40）

在任一时刻，电容C的充电电流为：

i2 = dq/dt=Cdu2/dt （2-41）

（2-41）式中，q为电容器充电积累的电荷。因此，（2-40）又可以表示为：

e2 ≈ i2R =RCdu2/dt （2-42）

把（2-42）结果代入（2-36）可以求得：

B =R*C*u2/N2*S ＋B(0) （2-43）

（2-43）式中，B(0)为时间等于零时T2变压器铁芯中的磁通密度。同样，B(0)要与同一时间（即时间等于零时）变压器T2初级线圈中的励磁电流i1(0)互相对应才有意义。实际上i1(0)与B(0)的值不可能同时为0，如果i1(0)和B(0)同时为0，示波器所显示的图形将是一条斜线（即理想磁化曲线）。

由（2-43）式可以看出，磁通密度B的确是与积分电容C两端的电压u2成正比；也就是说，磁滞回线可以用u1和u2分别代表磁场强度H和磁通密度B通过示波器来进行显示。

另外，由（2-40）、（2-42）式可以看出，如果忽略积分电容C两端的电压降u2，则对电容C 充电的电流基本上可以看成是恒流，即：积分电容C两端的电压u2为锯齿波，正好与磁场强度取样电路输出电压u1的特性（速率）基本一致。如果在分析过程中，取样电阻R1两端的电压降u1和积分电容C两端的电压降u2都不能忽略；那么，取样电阻R1两端的电压降u1和积分电容C两端的电压u2也可以通过解一元二次微分方程来求得。

实际上用微分方程求解电感、电容的充放电过程，在第一章的内容中已经有过很详细的分析，这里不准备再重复。实际上，电压通过电阻对电感进行充电的过程，与电流通过电阻对电容充电的过程，是非常相似的，两者都是按指数方式上升，只不过前者变化的参量是电流，后者变化的参量是电压。只要两者的时间常数基本一致，它们的变化曲率也将基本一致。因此，用u1

和u2分别代表磁场强度H和磁通密度B在示波器上进行磁滞回线显示失真是很小的。电压通过电阻对电感进行充电的时间常数τ＝RL，电流通过电阻对电容进行充电的时间常数τ＝RC。

在图2-15中，开关K1是用来选择输入电压幅度的，当K1选择“1”的位置时，输入电压的幅度比较小，被测试样品的磁滞回线面积也比较小；当K1选择“4”的位置时，输入电压的幅度比较大，被测试样品的磁滞回线面积也比较大。

图2-16是测试样品在输入不同幅度的电压时，对应不同磁滞回线的显示图。图2-16中，最外一条磁滞回线是对应开关K1选择“4”的位置时，所显示的磁滞回线图形；而最内一条磁滞回线是对应开关K1选择“1”的位置时，所显示的磁滞回线图形。开关K2是用来选择显示图形水平宽度用的，变压器铁芯中的磁场强度以及磁通密度的大小，与开关K2选择的位置无关。当K2选择“1”的位置时，显示图形的水平宽度最窄；当K2选择“4”的位置时，显示图形的水平宽度最宽。另外，图2-16中的o-a初始磁化曲线，在实际测量中是很难看得到的，因为它只能出现一次，不会重复出现。

开关电源原理与设计(连载60)开关电源变压器铁芯磁滞回线测量－part2

从图2-16可以看出，当变压器铁芯中不存在磁化场时，H和B均为零，即图2-16中B～H曲线的坐标原点0。随着磁场强度H的增加，磁通密度B也随之增加，但两者之间不是线性关系。当H增加到一定值时，B不再增加（或增加十分缓慢），这说明该变压器铁芯的磁化已接近饱和状态。一般人们都把Hm和Bm分别称为最大磁场强度和最大磁通密度（对应于图中a点）；而把Hs和Bs分别称为饱和磁场强度和磁通密度。

如果再使H逐渐退到零，则与此同时B也逐渐减少。然而H和B对应的曲线轨迹并不沿原曲线轨迹a-0返回，而是沿另一曲线下降到Br，这说明当H下降为零时，铁磁物质中仍保留一定的磁性，这种现象称为磁滞，Br称为剩磁。将磁场反向，再逐渐增加其强度，直到H＝－Hc，磁通密度消失，这说明要消除剩磁，必须施加反向磁场Hc。Hc称为矫顽力。它的大小反映铁磁材料保持剩磁状态的能力。图2-16表明，当磁场按Hm→0→－Hc→－Hm→0→Hc→Hm次序变化时，B所经历的相应变化为Bm→Br→0→－Bm→－Br→0→Bm。于是得到一条闭合的B～H曲线，称为磁滞回线。所以，当铁磁材料处于交变磁场中时（如变压器中的铁芯），它将沿磁滞回线

反复被磁化→去磁→反向磁化→反向去磁。在此过程中要消耗额外的能量，并以热的形式从铁磁材料中释放，这种损耗称为磁滞损耗。前面已经证明，磁滞损耗与磁滞回线所围面积成正比。

不同的磁场强度对应的最大磁通密度Bm和剩磁Br，以及磁矫顽力Hc的大小都是不一样的，因此，不通过测试比较，很难定义某种铁磁材料各种参数的好坏。

图2-15电路还可以用来对变压器铁芯或铁磁材料进行退磁。方法是先把开关K1打到“4”的位置上，让变压器铁芯先充磁，然后，把开关K1由“4”位置逐个打到“3、2、1、0”的位置，最后磁场强度将为0，剩余磁通密度Br也基本为0。由于输入电压是交流电压，因此退磁起点的相位是随机的。图2-17变压器铁芯或铁磁材料退磁时的路线图，在图2-17中是假设磁通密度和磁场强度都是从最大值（即a点）开始的。

顺便指出，用于测试磁滞回线的变压器铁芯样品最好是磁环，因为，普通的E型变压器铁芯多少会存在气隙；一般气隙的磁阻是铁磁材料磁阻的上万倍，因此，哪怕气隙的长度只有总磁路长度的万分之一，其对测试结果的影响也是非常大的。

另外，图2-15所示的测试电路不能用于对单激式变压器铁芯的磁化曲线进行测试，因为，输入电压为双极脉冲电压。如要对单激式变压器铁芯的磁化曲线进行测试，可在K1的电压输出端接一个整流二极管。

对单激式变压器铁芯的磁化曲线进行测试，在应用上是没有多大意义的，因为磁化曲线的面积相对双激式变压器铁芯的磁化曲线的面积非常小，因此，对单激式变压器铁芯的磁化曲线进行测试，倒不如用对双激式变压器铁芯的磁化曲线进行测试来代替。

开关电源原理与设计第二章开关电源主要器件

2-1．开关电源变压器

现代电子设备对电源的工作效率、体积以及安全要求等技术性能指标越来越高，在开关电源中决定这些技术性能指标的诸多因素中，基本上都与开关变压器的技术指标有关。开关电源变压器是开关电源中的关键器件，因此，在这一节中我们将非常详细地对与开关电源变压器相关的诸多技术参数进行理论分析。

在分析开关变压器的工作原理的时候，必然会涉及磁场强度H和磁感应强度B以及磁通量等概念，为此，这里我们首先简单介绍它们的定义和概念。

在自然界中无处不存在电场和磁场，在带电物体的周围必然会存在电场，在电场的作用下，周围的物体都会感应带电；同样在带磁物体的周围必然会存在磁场，在磁场的作用下，周围的物体也都会被感应产生磁通。

现代磁学研究表明：一切磁现象都起源于电流。磁性材料或磁感应也不例外，铁磁现象的起源是由于材料内部原子核外电子运动形成的微电流，亦称分子电流，这些微电流的集合效应使得材料对外呈现各种各样的宏观磁特性。因为每一个微电流都产生磁效应，所以把一个单位微电流称为一个磁偶极子。因此，磁场强度的大小与磁偶极子的分布有关。

在宏观条件下，磁场强度可以定义为空间某处磁场的大小。我们知道，电场强度的概念是用单位电荷在电场中所产生的作用力来定义的，而在磁场中就很难找到一个类似于“单位电荷”或“单位磁场”的带磁物质来定义磁场强度，为此，电场强度的定义只好借用流过单位长度导体电流的概念来定义磁场强度，但这个概念本应该是用来定义电磁感应强度的，因为电磁场是可以互相产生感应的。

幸好，电磁感应强度不但与流过单位长度导体的电流大小相关，而且还与介质的属性有关。所以，电磁感应强度可以在磁场强度的基础上再乘以一个代表介质属性的系数来表示。这个代表介质属性的系数人们把它称为导磁率。

在电磁场理论中，磁场强度H的定义为：在真空中垂直于磁场方向的通电直导线，受到的磁场的作用力F跟电流I和导线长度的乘积I 的比值，称为通电直导线所在处的磁场强度。或：在真空中垂直于磁场方向的1米长的导线，通过1安培的电流，受到磁场的作用力为1牛顿时，通过导线所在处的磁场强度就是1奥斯特(Oersted)。

电磁感应强度一般也称为磁感应强度。由于在真空中磁感应强度与磁场强度在数值上完全相等，因此，磁感应强度在真空中的定义与磁场强度在真空中的定义是完全相同的。所不同的是磁场强度H与介质的属性无关，而磁感应强度B却与介质的属性有关。

但很多书上都用上面定义磁场强度的方法来定义电磁感应强度，这是很不合理的；因为，电磁感应强度与介质的属性有关，那么，比如在固体介质中，人们就很难用通电直导线的方法来测量通电直导线在磁场中所受的力，既然不能测量，就不应该假设它所受的力与介质的属性有关。其实介质的导磁率也不是通过作用力来测量的，而是通过电磁感应的方法来测量的。

电磁感应强度一般简称为磁感应强度。磁场强度H和磁感应强度B由下面公式表示：

磁场强度H = F/I*l （2-1）

磁感应强度B = μ*H （2-2）

（2-1）式中磁场强度H的单位为奥斯特（Oe），力F的单位为牛顿（N），电流I的单位为安培（A），导线长度l 的单位为米（m）。（2-2）式中，磁感应强度B的单位为特斯拉（T），μ为导磁率，单位为亨/米（H/m），在真空中的导磁率记为u0 ，u0 = 1。由于特斯拉的单位太大，人们经常使用高斯（Gs）作为磁感应强度B的单位。1特斯拉等于10000高斯（1T=104Gs）。

由于磁现象可以形象地用磁力线来表示，故磁感应强度B又可定义为磁力线通量的密度，即：单位面积内的磁力线通量。磁力线通量密度可简称为磁通密度，因此，电磁感应强度又可以表示为：

磁通密度B = Φ/S （2-3）

（2-3）式中，磁通密度B的单位为特斯拉（T），磁通量Φ的单位为韦伯（Wb），面积的单位为平方米（m2）。如果磁通密度B用高斯（Gs）为单位，则磁通量的单位为麦克斯韦（Mx），面积的单位为平方厘米（cm2）。其中，1特斯拉等于10000高斯（1T = 104Gs），1韦伯等于10000麦克斯韦（1Wb = 10的4次方Mx）。

电磁感应强度除了可以称为磁感应强度、磁通密度外，很多人还把它称为磁感密度。至此，已经说明，电磁感应强度B、磁感应强度B、磁通密度B、磁感应密度B等，在概念上是完全可以通用的。

顺便说明，在其它书上有人把磁感应强度B的定义为：B = μ0 (H+M)，其中H和M分别是磁化强度和磁场强度，而μ0是真空导磁率。为了简单，在这本书中我们不准备引入太多的其它概念，如有特别需要，可通过（2-2）式的定义来与其它概念进行转换。

磁感应强度与磁场强度的概念一直以来都比较混乱，这是有历史原因的。1900年，国际电学家大会赞同美国电气工程师协会(AIEE)的提案，决定CGSM制磁场强度的单位名称为高斯，这实际上是一场误会。AIEE原来的提案是把高斯作为磁通密度B的单位，由于翻译成法文时误译为磁场强度，造成了混淆。当时的CGSM制和高斯单位制中真空磁导率μ0是无量纲的纯数1，所以，真空中的B和H没有什么区别，致使一度B和H都用同一个单位——高斯。

1930年7月，国际电工委员会才在广泛讨论的基础上作出决定：真空磁导率μ0有量纲，B和H性质不同，B和D对应，H和E对应，在CGSM单位制中以高斯作为B的单位，以奥斯特作为H的单位。

直至1960年第十一届国际计量大会决定：将六个基本单位为基础的单位制，即米、千克、秒、安培、开尔文和坎德拉，命名为国际单位制，并以SI(法文Le System International el'Unites 的缩写)表示，磁感应强度与磁场强度的概念才基本得到统一。

由于历史的原因，在电磁单位制中还经常使用两种单位制，一种是SI国际单位制，另一种CGSM （厘米、克、秒）绝对单位制；两个单位的主要区别是，在CGSM单位制中真空导磁率μ0=1，在SI单位制中真空导磁率μ0 = 。因此，只需要在CGSM单位制前面乘以一个系数。，即可把CGSM单位制转换成SI单位制，一般可写成uu0 或uru0 ，看到这个符号即可知道是采用SI 单位制；但这里的u或ur一般称为相对导磁率，是一个不带单位的系数，而u0 则要带单位。

这里还需要强调指出，用来代表介质属性的导磁率并不是一个常数，而是一个非线性函数，它不但与介质以及磁场强度有关，而且与温度还有关。因此，导磁率所定义的并不是一个简单的系数，而是人们正在利用它来掩盖住人类至今还没有完全揭示的，磁场强度与电磁感应强度之间的内在关系。不过为了简单，当我们对磁场强度与电磁感应强度进行分析的时候，还是可以把导磁率当成一个常数来看待，或者取它的平均值或有效值来进行计算。

正激变压器设计要点

首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等 所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。 首先说说初次级匝数的选择： 以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。 无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且，都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。 复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生 复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。 但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠， 大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik. 正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关 Vo=Vin*D Vo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了 在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5 正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容 易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加 气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的. 加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心. 复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？ 如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。 无论从EMC角度还是工艺角度来说，复位绕组放在最内层比较好 实际量产中这是这样绕的占多数 单管正激，如果是市电或有PFC输出电压作为输入的话，MOSFET 的最低耐压是2倍直

反激式开关电源设计的思考六-变压器设计实例

反激式开关电源设计的思考六 －变压器设计实例 已知条件： 输入电压：DC:380V～700V 输出电压：1) 5V／0.5A 2) 12V／0.5A 3) 24V／0.3A PWM控制论芯片选用UC2842， 开关频率：50KHz 效率η：80％ 取样电压用12V，5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到； 算得Po＝5×0.5+12×0.5+24×0.3=15.7 W 计算步骤： 1、确定变比N N＝Np／Ns VoR = N(VO+VD) N＝VoR／(VO+VD) VoR取210V N＝210／(12+1)＝16.1 取16 2.计算最大占空比Dmax 3、选择磁芯 计划选择EE型磁芯，因此ΔB为0.2T，电流密度J取4A/mm2 Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) ＝2.51×103 （mm4） 通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知

通过上面计算,考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯 EE25磁芯的Ae＝42.2mm2=4.22X10-3m2 4、计算初级匝数Np

5、初级峰值电流:Ip 6、初级电感量L

7、次级匝数 1) 、12V取样绕组Ns： Ns＝Np/N ＝250／16 ＝15.625 取16匝 2）、计算每匝电压数Te： Te＝（Uo＋Ud）／Ns ＝（12＋1）／16 ＝0.8125 3）、7.5V匝数： N7.5V＝U／Te ＝（7.5＋0.5）／0.8125 ＝9.84取10匝 4）、24V匝数 N24V＝U／Te ＝（24＋1）／0.8125 ＝30.7取31匝 5）、辅助绕组15V N15V＝U/Te ＝（15＋1）／0.8125 ＝19.7取20匝 8、计算初级线径： 1）、计算电流有效值I

正激变换器及其控制电路的设计及仿真

正激变换器及其控制电路的设计及仿真 电气工程 张朋 13S053081

设计要求： 1、输入电压：100V（±20％）； 2、输出电压：12V； 3、输出电流：1A； 4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）； 5、效率：η＞78％； 6、负载调整率：1％； 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义： 对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容： 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID控制和fuzzy控制。本文分别针对开环、PID控制，fuzzy控制建立正激变换器的Matlab仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。 第二章：正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 （1）变比n 根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：

n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 （2） 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为 D min = ()n U U U in d out 1 max ? +， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。 （3） 电容 电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ， 根据公式： C=ripple ripple V f I ??81 ， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ， 所以C=1.79μF 。为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。 （4） 电感 可使用下列方程组计算电感值： U out =L ×dt di ， dt= f D m in 1-， 式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。 第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真 本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。

单管正激变换器参数确定

第二章 方案的确定 2.1 变换器的设计指标 2.1.1 正激变换器的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC12V 输出电流：5A 效率: η≥80% 电压调整率：Su ≤1.5% 负载调整率：S I ≤1.5% 2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC17V 输出电流：0.5A 效率: η≥87% 第三章 正激电路设计 这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则 KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.112 3=???==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为： KHZ f f osc 752 1== (3-2) 3.3 主电路设计 主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。 3.3.1 主电路中变压器的设计 变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响

[16]。 高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源 的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。 1.铁芯材料的选取 在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝 数。在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。 铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。另外铁氧体 工艺性能好，价格便宜，性价比高。比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=?，满足条件。 2.AP 公式 在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电 路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。 由电磁感应定律得： dt NAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====? (3-3) B Ae VinDT AedB Vindt Np ?== (3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms = (3-5) 其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10<

高效单端正激DCDC变换器.

高效单端正激DC/DC变换器 高效单端正激DC/DC变换器 类别：电源技术 作者：西安交通大学王 鹤杨宏（西安710049）来源：《电源技术应用》 摘要：介绍一种特殊的单端正激DC/DC变换器，该变换器具有较高的功率传输效率和较大的功率输出。 关键词：单端正激变换器 高效 1 引言 DC/DC变换器广泛应用于通信、计算机及汽车等领域，近年来DC/DC 变换器技术有了很大的发展，重点是研究高效、高功率输出、结构简单和价廉的变换器。 本文介绍一种特殊的单端正激200W48V/24V变换器，由于电路的特殊结构，该变换器具有稳定性好、效率高、功率密度高等优点。 2 电路设计 该DC/DC变换器的控制电路选用TL494，它是一种性能优良、功能齐全的集成控制器，功能框图如图1所示，主要管脚功能如下： 12脚：接电源正端，电压范围7V～40V。 7脚：公共负端。 14脚：输出5V基准电压。 6脚：外接定时电阻RT，常取数kΩ以上。 5脚：外接定时电容CT，产生锯齿波电压送比较器和死区时间比较器，振荡频率为 f=1/RTCT 4脚：死区时间控制，输入直流电压（0～4）V，控制TL494输出脉冲的占空比=0.45～0，在此基础上，占空比还受反馈信号控制，4脚还常用作软起动控制端，使输出脉冲宽度由0逐渐达到设计值。

13脚：输出方式控制，当U13=0时，用于驱动单端电路。 TL494的内部包含两个相同的误差放大器，它们的输出端经二极管隔离后送至比较器的同相端，与反相端的锯齿电压相比较，并决定输出电压的宽度，调宽过程可由3脚上的电压来控制，也可分别经误差放大器进行控制。两个放大器独立使用，用于反馈电压和过流保护，3脚接RC网络，提高整个电路的稳定性。完整电路原理如图2所示。 输出电压UO经R1和R2分压后加到1脚，当UO变化时，误差放大器1的输出电压随之改变，即与锯齿波电压的比较电平发生改变，比较器输出的脉冲宽度改变，通过TL494输出的驱动脉冲改变开关管的导通时间，从而实现调宽稳压的目的。基准电压（14脚）另一路通过R9和R10分压后加到误差放大器的反相端15脚，同相端16脚接过流保护电阻R12的一端，当输出电流超过20A时，误差放大器2输出高电平，随之使开关管的导通时间变短，关断输出。 另外，为了提高整个电路的功率传输效率，该单端正激变换器未采用加去磁绕组的方案，去磁由接到变压器T次级电路的二极管、电容来完成。在设计时应精确计算电容的取值，确保磁通复位，二极管选用超快速恢复型，同时为防止变压器磁通饱和，在次级电路中采用直流隔离电容C8。磁性材料选用日本TDK公司的PC40。 3 实验结果 在实验过程中，进行了多次严酷环境下的老化实验，结果表明，该设计方案是可靠的，变换器的各项参数如下： 输入电压：（40～60）V； 输入电流：5A（满载时）； 输出电压：24V； 电压调整率：0.02％(40～60)V输入时； 额定输出功率：200W； 峰值功率：400W； 效率：92％。 4 结语 该设计方案采用了独特的正激拓朴结构，从原理上提高了DC/DC变换器的效率，经过长时间的老化和各种恶劣环境下的实验，证明该设计方案是可行的。

反激变压器设计实例(二)

反激变压器设计实例（二） 目录 反激变压器设计实例（二） (1) 导论 (1) 一．自跟踪电压抑制 (2) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (4) 3. 选择反击变换器功率元件 (5) 3.1 输入整流器和电容器 (5) 3.2 原边开关晶体管 (5) 3.3 副边整流二极管 (5) 3.4 输出电容 (6) 4. 电路搭接和输出结果 (6) 总结 (7) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。

图1.反激电路主拓扑 图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一．自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。 在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL，并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。 考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计 正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法： 规格： 输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM A PFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右） 输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一， 第一，选择磁芯的材质 选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下： 因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB

得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)

单端正激式开关电源-主电路地设计

摘要：电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠工作。目前，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的相控稳压电源，并广泛应用于电子设备中。 本设计的单端正激式开关电源是一种间接直流变流技术，本设计以正激电路为主体，采用以TOPSwitch系列开关电源集成芯片TOP244Y为核心的脉宽调制电路实现交-直-交-直变流，输出稳压稳频的直流电。 关键词开关电源；正激电路；变压器；脉宽调制； ABSTRACT Power is an indispensable part of electronic equipment, its performance directly related to electronic equipment technical indicators and safe work can. At present, switching power supply for has the advantages of small size, light weight, high efficiency, low calorific value and stable performance advantages and replace traditional technology of phased manostat, and widely used in electronic equipment. The design of the single straight separate-excited switching power supply is a kind of indirect dc converter technology, this design was adopted for the main circuit, induced by TOPSwitch series of switch power integration chip TOP244Y as the core of the pulse width modulation circuit implementation delivered straight into - - - the voltage output variable flow straight, dc frequency stability. KEY WORDS Switching power supply；Is induced circuit；Transformer；Pulse width modulation 目录 前言 (1)

反激变压器的详细公式的计算

单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯

设计变压器的基本公式精编版

设计变压器的基本公式 为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T） Bm=(Up×104)/KfNpSc 式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V） f——脉冲变压器工作频率（Hz) Np——变压器一次绕组匝数（匝） Sc——磁心有效截面积（cm2） K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0 一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。 变压器输出功率可由下式计算（单位：W） Po=1.16BmfjScSo×10－5 式中：j——导线电流密度（A/mm2） Sc——磁心的有效截面积（cm2) So——磁心的窗口面积（cm2） 3对功率变压器的要求 （1）漏感要小 图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。 图9双极性功率变换器波形 功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。 （2）避免瞬态饱和

一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。 （3）要考虑温度影响 开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。 （4）合理进行结构设计 从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑： 漏磁要小，减小绕组的漏感； 便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护； 便于散热。 4磁心材料的选择 软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。 软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO 等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。 在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。 开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：

变压器的设计实例

摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 PCbfans提示请看下图: 其主要技术参数如下： 电路形式半桥式； 整流形式全波整流； 工作频率f=38kHz； 变换器输入直流电压Ui=310V； 1

变换器输出直流电压Ub=14.7V； 输出电流Io=25A； 工作脉冲占空度D=0.25～O.85； 转换效率η≥85％； 变压器允许温升△τ=50℃； 变换器散热方式风冷； 工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T 到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此 2

正激变压器的设计

正激变压器的设计 本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相關規格参数（SPEC）: INPUT: AC 180V~260V 50Hz OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A Pout: 274W (Pomax=294W) η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、選擇core材質.決定△B 选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T 3、確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W) Ps=Po/η+Po (正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J : 電流密度 ( A) .取400 A/cm2 Ku: 銅窗占用系數. 取0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3

AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns. (1). 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向壓降取1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387 Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5 (13.8+1) /370=0.218 (2). 計算Np Np=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae) Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uS Np = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算Ns Ns = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np) Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS

反激式变压器的设计

反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)

所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国))： （28a） 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。 这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)

正激式高频变压器的设计

电子报/2007年/8月/5日/第012版 资料 正激式高频变压器的设计 成都立新 由于高频变压器在开关电源中已被广泛的使用，所以，高频变压器的设计是一重要课题。 按照高频变压器的工作方式，可分为正激式和反激式两种。高频变压器工作时是利用一电子开关的高速通断，从而使变压器进行能量传输。当电子开关导通时，变压器进行能量传输，称为正激式；反之，即电子开关截止时，变压器进行能量传输，称为反激式。 这里，笔者介绍正激式高频变压器的设计方法，如图1所示。该变压器一般设计的使用功率为50～500W。图1中已标明变压器T各绕组安装时规定的同名端，以便以下分析。 当功率开关管M1接通时（给M1栅极上外加脉冲开关信号，在变压器T的主绕组N1中有电流通过），其自感电动势a点为＋，b点为－，这样在变压器的N1中就储存了磁能。该能量传输到次级绕组N2上（e点为＋，f点为－），使二极管D2正向偏置，有电流通过D2、电感L和负载RL。而此时D3是处于反向偏置，所以无电流通过D3。 当功率开关M1截止时（M1栅极开关信号为“0”电平），变压器T所有绕组以及L的感应电压都反向，D2也处于反向偏置状态。由于电感器L的电流不能突变，D3（是续流管）导通，负载RL仍有电流通过。此时，次级绕组中无电流通过。由此可见，变压器T从初级到次级的能量传输是在开关M1导通时完成的，这一过程通常称为正激式变换（反之，若上述的能量传输是在M1截止时完成，称为反激式变换，这里不讨论）。 在上述的变压器T正激式变换中，为了避免变压器T或电感器L产生饱和，要求开关管M1导通时的电压与时间的乘积（U×T）应等于M1截止时的反向电压与时间的乘积。为此，设定M1时间为T ON，T初级绕组电压设为Uin （初级绕组电流由N1的a流到b），由此时的电压×时间：Uin×Ton……（1）。 然而，当电子开关M1截止时，没有电流流过变压器T，结果是电压与时间的乘积就会不平衡，这种不平衡将导致变压器T饱和。为了解决变压器可能饱和的问题，在变压器T中增加了第三绕组N3和一只快恢复二极管D1。抗饱和的工作原理是当M1瞬时截止时，第三绕组N3的感应电压。c～d反向，此时c点为正，d点为负，且其感应电压高于Uin，因此D1开始导通，这就平衡了铁芯的电压和时间的乘积，这一过程称为铁芯的去磁或复位。 设N1、N2、N3分别是初级绕组、次级绕组和第三绕组的匝数，再设M1导通时，次级绕组的感应电压为：

一种正激变换器开关电源设计方案方法

一种基于正激变换器的开关电源设计方法 收藏此信息打印该信息添加：郑慧汤天浩韩金刚来源：未知 1 引言 经过多年的发展，开关电源技术已经取得了很大成功，其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂，涉及的元器件较多，以及要降低成本、提高可靠性，仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验，也有一定的难度。对于第一个问题，由于目前各种开关电源虽然形式多样，结构各异，但其大都源于几种基本的dc-dc变换器拓扑结构，或者是这些基本电路组合，因此，可以对几种基本dc-dc变换器进行分析，将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题，随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善，人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。 本文在对基本的buck变换器电路拓扑分析的基础上，对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析，发现可以通过等效变换，从buck变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外，采用pspice仿真软件进行了电路仿真试验，仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。 2 buck变换的拓扑结构与参数设计 基本buck变换器的电路拓扑结构如图1所示，由电压源vi、串联开关s、续流二极管vd和由lc组成的电流负载组合而成，其中l的大小决定输出电流纹波，而输出电压纹波则由c决定，这是最基本的一种直流变换器。 图1 基本的buck变换器 文献[1]给出了buck变换器的电路设计公式，根据buck变换器的输出公式:

式中:ρ为占空比，且有:ρ＝ton/t，则ρ＝vo/vi。 电感l的计算公式为: 式中:f为开关频率; iomin为输出最小电流。 而电容c的计算公式为: 式中:δvo为输出电压纹波。 3 正激变换的公式推导 3.1 拓扑结构与工作模式 一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示，由于正激变换器是在基本的buck型变换器基础上多了一个隔离变压器t1、一个二极管vd1和一个由回收绕组n3和箝位二极管vd3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化，所以设计时不能直接使用上述基本buck变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析，采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的buck变换电路，由此可将基本buck变换电路的参数计算公式(2)和(3)推广到一类正激变换器的参数计算，建立新的设计公式。 图2 单管正激变换器主电路结构

正激电路设计

正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。 在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从（1-76）和（1-77）两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压（图1-16-b中正半周）的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行