如何彻底读懂并理解MOSFET的Datasheet
如何彻底读懂并理解MOSFET的手册
附录A
从手册中估计MOSFET 的参数（等效电容，栅极电荷，栅极门限电压，米勒平台电压，近似内部栅极电阻，最大Dv/Dt）
在这个例子上，我们将计算IRFP450 MOSFET的等效电容Cgs、Cgd、Cds、全部栅极电荷，栅极门限电压，米勒平台电压，近似内部栅极电阻，和最大Dv/Dt。栅极对地参考栅极驱动器件的典型图如下。
必要的计算需要以下信息
Vds,off=380V 额定Vds关闭状态下的电压
Id=5A 满载时的最大漏极电流
Tj=100℃工作结温
Vdrv=13V 栅极上的电压幅度
Rgate=5R 外部栅极电阻
Rol=Rhi=5R 栅极驱动电路的输出电阻
A1.电容
IRFP450的datesheet里给出的电容值
把这些数值作为起点，实际应用中我们可以估算的平均电容值为：
物理电容值可以从基本的关系式中获得：
注意 Cgs是从手册的原始数值里得到的，在这个方程中，用同等测试条件下测得的电容值是很重要的。同时记住Cgs是一个常量和电压无关。另一方面，Cgd、Cds具有很强的非线性且和电压有关。他们的最大值分别在Vgd和Vgs接近于0或等于0处，且分别随着Vgd
和Vgs的上升迅速下降。
A2.栅极电荷
最坏情况下的栅极电荷值（在特别的情况下），由IRFP450的Datesheet给出
不同的栅极电压幅度，能由下面的典型Total Gage Charge曲线修正。
由下面图中13V的gate-to-source 电压开始，找到对应的drain-to-source的电压曲线，然后从横轴读出Total Gage Charge的数值。
如果需要更粗确的值，不同的栅极电荷成员要分别决定。只有在米勒平台级别修正过后，我们才能估计Gate-to-source charge的值从下面的图中。Miller电荷能由A1中的Crss,ave 的值获得。最后，over drive 电荷成员（从米勒平台到最终的电压）能由下面的图中估计出。
A3. 栅极门限电压和米勒平台电压
A2中我们已经展示了，稍后将会演示，许多MOSFET的开关特性被实际的栅极门限电压和米勒平台电压影响。为了计算米勒平台电压，栅极的门限电压（Vgs(th)）和跨导（Gfs）由手册t罗列出来。
不幸的是，门限电压不是非常好定义，Gfs是小信号量。更粗确的方法去获得门限电压和米勒平台电压是运用手册中Typical Transfer Characteristics曲线。
由相同的温度曲线，选中两个易读的点，指出相应的漏极电流和Vgs电压。先选择交点横线对应的漏极电流，再选对应的Vgs,因为X轴是线性的，Y轴是指数的，线性的比指数的精度更高。
比如，运用150 ℃这条曲线
Id1=3A
Vgs1=4.13V
Id2=20A
Vgs2=5.76V
门限电压和米勒平台电压可以计算如下：
这些数值对应的是150℃的结温曲线，因为我们用的是Typical Transfer Characteristics 图里的150℃的曲线。因为门限电压的实质温度系数，结果要100℃时结温修正，门限电压和米勒平台电压要被调整的值为：
A4. 栅级内部电阻
另外能人感兴趣的参数是栅格电阻（Rg,i）,但在手册中没有被定义。此电阻是一个等效电阻，和连接MOSFET 晶体管单元的分布式电阻等效。因此，栅级信号在器件中的分布看起来和表现都和传输线非常相似。这导致器件里独特的MOSFET单元的开关时间由单元到绑定盘的距离决定。
最可靠的方法去断定Rg,i是通过电桥。此方法和实验室里测电容的ESR方法一样。用此方法，源极和漏极要短接，阻抗分析器要设到Rs-Cs如果可以设到Rs-Cs-Ls等效电路，从而得到栅极的电阻Rg,i，输入电容Ciss，寄生电感等。
如此例子，用HP4194阻抗分析器测得IRFP450的Rg,i=1.6R ,等效电感=12.9nH,输入电容=5.85nF
A5. Dv/Dt 界线
MOSFET的晶体管在Vds电压迅速上升的时候是敏感的，这个变化dv/dt变化会诱发导通.本质上，导通是由电流流过Cgd,在gate-to-source上产生了电压。当这个电压幅度超过门限电压，MOSFET开始导通.这里有三种不同的情况进行考虑。
首先，观察图中的电容分压器，Vgs计算如下：
如果Vgs 这种技巧提供了全面的保护应对dv/dt诱发导通。在低压的应用中，完全和栅级的电压和外部驱动阻抗无关。 对于更高电压的应用中，断定MOSFET固有的dv/dt的界限它也是需要的。这个特点对于最大dv/dt，器件能在理想的情况下抵抗导通，即外部驱动的阻抗为0，栅极和源极短接。 导通是由对Cgd的充电电流，流过Rg,i产生的压降引发的，因此固有的dv/dt计算如下： （Vth=Rg*i=Rg*CgdDv/dt） 在具体应用中，关断dv/dt是由中路中的其它元件约束的，所以上面的数字对于评估合适性是有意义的。这些应用包括同步整流，共振模式和软开关电源转换器。 第三种计算结果是基于MOSFET器件上的寄生元件和栅极驱动电路特征描述了产生Vds波形的dv/dt limit. 为了避免导通，Vgs必须处在门限电压以下 再一次强调这十分重要，MOSFET的门限电压对于温度的变化是值得注意的。因此高结温的情况下，它的作用也要引入。举一个具体例子， IRFP450型晶体管在100℃结温的情况下计算要受引下约束。 附录B 计算驱动旁路电容值 MOSFET驱动必须是一个低阻抗的电压源从而得到可靠性和高速性。为了提供这个虚拟的电压源，驱动的偏置线要被高质量的，高频的电容旁路。多数电路中，低阻抗，高频率的多层陶瓷电容实现了这个功能。合适的电容和驱动器的位置对旁数作用起到半数功劳。一些栅级驱动设计的重要规则将在下面的例子中高亮显示： 1.驱动器必须靠近被驱动的器件。通过小心的layout设计， PWM控制器与驱动之间的 距离是可以被容忍的。虽然PWM IC输出和驱动器输入之间没有大电流，但是相应的宽印制板布线还是能减小寄生的电感，因此提供了低阻抗环路以及更好的噪声抑制。2.同样重要的是独立的旁路去处理独自的电源噪声。比如，供电，PWM控制器，驱动都 有自己的旁路电容。三个阴回路必须最小。 当导通的时候，电流流过驱动的旁路电容，然而在关断的时候，电源处的高频电容给MOSFET 的Cgd充电。 举一个带数据的例子，IRFP350由MIC4423驱动（市面上假货很多）。驱动的静态电流为2.5mA. 当输入很低时，静态电流可以忽略。开关速度是100kHz,PWM的最大占空比为0.7。栅级是由12V信号驱动，关断状态下器件的电压接近300V。 这种情况下，total gate charge估作115nC.5%的纹波通个旁路电容可以接受的，12V的电压就是0.6V的纹波电压，等效计算最小旁路电容值为： 开关频率对旁路电容的影响如下面的图。在高频下，栅极电荷决定了旁路电容，因此曲线接近于一条最小值的渐近线。在低频的工作中，驱动器的静态电流决定了最小的电容器尺寸。纹波依赖于PWM信号的占空比。所以这里的最坏条件是占空比为0.7，被考虑进去了。 在下面的例子中，在48V输入buck转换电路中，高电压集成门驱动器IR2115用来驱动IRF1310N晶体管。对应的原理图如下： 我们来假设下面的应用参数： Vin,max=65V 最大稳定的输入电压； Vdrv=12V 高压侧和门驱动的偏置电压幅度； dVbst=0.5V Cbst两端的纹波电压； dVbst,max=3V 当驱动器低于锁定电压或驱动幅度不足的情况下，Cbst两头的最大压降；Fdrv=100kHz 开关频率； Dmax=0.9V 最小输入电压下的最大稳定占空比-此例中控制器没有限制最大占空比；Toff,tr=400us 开断时间间隔 Ton,tr=200us 开启时间 电路原件的特征如下： Qg=85nC the total gate charge of IRF310 @Vdr=12V Vds=65V Rgs=5.1k 门对源极的下拉电阻 Ir=10uA Dbst的漏电流 @ 输入电压最大且Tj=80℃ Vf=0.6V Dbst的压降 @ 0.1A，Tj=80℃ Ilk=0.13mA 稳压管上漏电流 @ 输入电压最大且Tj=100℃ Iqbs=1mA 高阻下的静态电流 首先，考虑到驱动器工作的稳定性，基于0.5V的纹波和自举电容器上总的电荷消耗，其最小的电容器值为： 代入数值： 按瞬间的条件计算的电容值要基于最大的电压下降。当开关不得不停留在关闭状态下一段时间，电感上的输出电流衰减到0，源极在输出电压状态。阴极负载二极管反偏，自举电容维持高阻。此外，在无功周期的后期，Cbst仍然不得不给MOSFET导通的电荷充电。因此，电容值如下： 最后的计算是得出开关能否在预期的200ms的时间内时持续准时的打开。长周期下能保证自举电容在关闭状态下重新充满。只有满足下面的表达示的时候，自举电容一定有足够的能量去支持静态和漏电流： 同时满足这三种条件的选 470nF。 高压侧驱动IC不仅要用自举电路旁路，还要用一个对地电容旁路，如图所示。Cdrv提供尖峰充电电流去补充Cbst在开关打开的时候消耗的能量。如果Cdrv>>Cbst，自举电容能被充到Vdrv的电压。通常的，Cdrv要比Cbst大一个数量级。当选择低压侧旁路电容的数值时，首先要考虑的是稳定工作。Cdrv=10倍的Cbst,所以我们选Cdrv=2.2uF。 附录D 耦合电容和瞬时建立时间的计算