开关电源的小信号模型和环路原理

开关电源的小信号模型和环路原理

本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。

设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式。

1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型

图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。

S导通时，对电感列状态方程有

L(dil/dt)=Uin－Uo （1）

S断开，D1续流导通时，状态方程变为

L(dil/dt)=－Uo （2）

占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为

L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3）

稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压Uin成正比。

由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得

L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo') （4）

式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d为D 的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得

L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo' （5）

由图1，又有

iL=C(duc/dt)＋Uo/R0 （6）

Uo=Uc＋ReC(duc/dt) （7）

式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。由式（6）及式（7）可得

iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt)) （8）

式（8）的推导中假设Re<

式（9）减式（8）得

iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt)) （10）

将式（10）进行拉氏变换得

iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)] (11)

(s)=（11）一般认为在开关频率的频带范围内输入电压是恒定的，即可假设=0并将其代入式（5），将式（5）进行拉氏变换得

sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s) （12）

由式（11），式（12）得

Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1] （13）

iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro （14）

式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。

2 电压模式控制（VMC）

电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。

图2中，当电压误差放大器（E/A）增益较低、带宽很窄时，Vc波形近似直流电平，并有

D=Vc/Vs （15）

d=Vc'/Vs （16）

式（16）为式（15）的小信号波动方程。整个电路的环路结构如图3所示。图3没有考虑输入电压的变化，即假设Uin=0。图3中，（一般为0）及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；KFB=UREF/Uo，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器KEA放大后，得；KMOD为脉冲宽度调制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR为主电路增益，KPWR=/d=Uin；KLC为输出滤波器传递函数，

KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。

在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。由于KLC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除稳态误差，一般取为KLC零极点的1/10以下；KP用于使剪切频率处的开环增益以－20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺点：

1）没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；

2）对由L和C产生的二阶极点（产生180°的相移）没有构成补偿，动态响应较慢。

VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。

3 平均电流模式控制（AverageCMC）

平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定（Vcv）和反馈信号（iLRs）之

差进行比较、放大，得到的误差放大器输出Vc再和三角波Vs进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。图4中Rs为采样电阻。对于一个设计良好的电流误差放大器，Vc不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致Vc下降；开关关断，电感电流下降时，会导致Vc上升。电流环的设计原则是，不能使Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时就是最优。原因是：如果Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致Vc 峰值超过Vs的峰值，在下个周波时Vc和Vs就可能不会相交，造成次谐波振荡。

采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。

当D很大时，较小的Vc会引起D较大的改变，而D较小时，即使Vc变化很大，D 的改变也不大，即增益下降。所以有

d=DV'/Vs （17）

不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时Vcv为常数。当Vc的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率fs处,电流误差放大器的增益GCA为

GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs （18）

GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs) （19）

高频下，将式（14）分子中的“1”和分母中的低阶项忽略，并化简，得

iL'(s)=[d(s)Uin]/sL （20）

由式（17）及式（20）有

(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) （21）

将式（19）与式（21）相乘，得整个电流环的开环传递函数为

(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s （22）

将s=2πfc代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率fc=fs/(2π)。因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。显然，当电流误差放大器的增益GCA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。

GCA中一般要在fs处或更高频处形成一个高频极点，以使fs以后的电流环开环增益以－40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。

整个环路的结构如图7所示。其中KEA，KFB定义如前。可见相对VMC而言（参见图3），平均CMC消除了原来由滤波电感引起的极点（新增极点fs很大，对电压环影响很小），将环路校正成了一阶系统,电压环增益可以保持恒定，不随输入电压Vin而变，外环设计变得更加容易。

4 峰值电流模式控制（PeakCMC）

平均CMC由于要采样滤波电感的电流，有时显得不太方便，因此，实践中经常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值CMC，如图8所示。电压外环输出控制量（Vc）和由电感电流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通过电压比较器进行比较后，直接得到开关管的关断信号（开通信号由时钟自动给出），因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，由电感电流峰值控制占空比。

峰值CMC控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流（经滤波后即负载电流），而峰值电流和平均电流之间存在误差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般满载时电感电流在导通期间的电流增量设计为额定电流的10％左右，因此，最好情况下峰值电感电流和平均值之间的误差也有5％，负载越轻误差越大，特别是进入不连续电流（DCM）工作区后误差将超过100％，系统有时可能会出现振荡现象。在剪切频率fc以下，由图6可知平均CMC的电流环开环增益可升到很高（可以>1000），电流可完全得到控制，但峰值CMC的电流环开环增益只能保持在10以内不变（峰值电流和平均值之间的误差引起），因此，峰值CMC更适用于满载场合。

峰值CMC的缺点还包括对噪音敏感，需要进行斜坡补偿解决次谐波振荡等问题。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的优点，且容易通过脉冲电流互感器等简单办法复现电感电流峰值，因此，它在Buck电路中仍然得到了广泛应用。

5 结语

采用平均状态方程的方法可以得到Buck电路的小信号频域模型，并可依此进行环路设计。电压模式控制、平均电流模式控制和峰值电流模式控制方法均可用来进行环路设计，各有其优缺点，适用的范围也不尽相同。

常见几种开关电源工作原理及电路图

一、开关式稳压电源的基本工作原理 开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。 调宽式开关稳压电源的基本原理可参见下图。 对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Ｕ。可由公式计算， 即Uo=Um×T1/T 式中Um为矩形脉冲最大电压值；T为矩形脉冲周期；T1为矩形脉冲宽度。 从上式可以看出，当Um 与T 不变时，直流平均电压Uo 将与脉冲宽度T1 成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。 二、开关式稳压电源的原理电路 1、基本电路

图二开关电源基本电路框图 开关式稳压电源的基本电路框图如图二所示。 交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。 控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。 ２．单端反激式开关电源 单端反激式开关电源的典型电路如图三所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1 导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1 整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。

小信号模型及环路设计

开关电源的小信号模型及环路设计 文章作者：万山明吴芳 文章类型：设计应用文章加入时间：2004年8月31日22:9 文章出处：电源技术应用 摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。 关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型

图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 S导通时，对电感列状态方程有 L(dil/dt)=Uin－Uo （1） S断开，D1续流导通时，状态方程变为 L(dil/dt)=－Uo （2） 占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3） 稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压Uin成正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得

开关电源工作原理

开关电源 一．开关电源得工作原理 (以LQ-16０0K3电源为例) １、滤波电路 交流输入经滤波电路整形进入全桥整流。滤波电路减小了外部噪声与打印机内部所产生得噪声。滤波器中使用得线圈与电容得作用就是抑制交流电中得毛刺脉冲,使噪声干扰降低到最小从而得到一个较平滑得正弦波.C3、C４电容接于地就是为了防止电源中窜入高脉冲损坏电路. 经全桥整流与电容滤波形成３00多伏得准直流电压。 2.开关电路 开关电路使用环形阻塞转换器式交流输入开关电源电路。具有元件少，变压器小得特点，场效应管Ｑ1既就是开关管又就是振荡管,振荡周期由电阻R11与C13得充放电时间常数所决定。电路得工作过程就是导通饱与→截止→导通饱与，周而复始地进行下去。其工作过程如下： ａ、导通饱与阶段 电源接通,交流220Ｖ经过滤波、整流、平滑输出直流电压３0０V,由启动电阻R10、R31接至振荡管Q1得栅极上，产生栅压Vgs,在Ｑ１得漏极上产生漏极电流Ｉd，从小到大。在变压器T１上线圈Ｔ1５—１2内产生一个力图阻止Id增大得自感电动势，极性为上正下负，同时在Ｔ10—9中感应出一个感应电动势其极性也为上正下负,由于C13两端电压不能突变，因此T10—９线圈中产生得感应电势不能立即充电, 通过R１1、C13加至Q１得栅极，使栅极电位提高,Q1漏极电流更加增大，又通过T1０—9使Q1栅极电位更加提高，从而使漏极电流增

大更快,这种连锁得正反馈使Q1进入饱与状态. b、从饱与到截止阶段 由于Ｑ１导通饱与后，T10—9感应电动势通过Ｒ１1、R19向C13充电，充电方向从T１0-9得1０端经R11、Ｃ13、R1９，于就是C13被充电，电压为右正左负，随着充电得进行,C13右端电位逐渐升高，左端电位随着降低，经过一段时间,当Ｃ１3左端电位低到一定数值时，Q1得栅压开始减小，漏极电流Id也随之减小，由于线圈有抵制电流变化得特性，T1５—1２线圈中就产生一个力图阻止漏极电流减小得自感电动势，它得极性与刚才得相反，就是上负下正，并且在线圈T10—9中感应出一个上负下正得感应电动势,它得负端通过R11、C1３加到Q1得栅极,使栅极电压更负,从而使漏极电流Ｉd更小,这种正反馈得作用,使Ｑ1很快脱离饱与转入截止状态，即所谓截止阶段. Q１关断时，产生一个浪涌电流经线圈T15—12使线圈T１5-１2中产生一个上正下负得感应电动势,并且在线圈Ｔ11—9中也感应出一个上正下负得感应电动势，然而Ｑ3得发射极电压超过了基极电压，而Q3得基极电压就是由IＣ１(ＴL4３１）稳压得,所以Ｑ3导通，便使?Ｑ2也导通，并且短路Ｑ1得栅极,维持接地，保持Q1可靠得截止，直至浪涌电压经地线耗尽为止。 c、从截止到导通饱与阶段 Q1截止后,C１3停止充电,并通过R1１→Ｔ10-9→D2→C1３放电，Ｃ1３两端电位发生了变化，Ｃ13右边电位降低,左边电位相对提高,于就是通过C１3左边连接到Ｑ1栅极得电位也随之提高，当栅极得电位升高到一定数值时，就重新产生漏极电流，如上述由于正反馈得作用使Q1很快从截止状态进入导通饱与阶段. 所以振荡电路从导通饱与—-截止——导通饱与周而复始地循环 3.+３５Ｖ整形电路 包括Ｔ3—5、T４—6、D51、C51、Ｃ５２等。 4、 +35V稳压控制电路 正常工作状态下,稳压控制电路使输出电压稳定在35±６%之间。如果因某种原因引起输出电压高于3５V＋6％,而稳压二级管ＺD51、ZＤ８1～ＺD８5两端电压32、7Ｖ保持不变；或因稳压二级管ZＤ5１、ZＤ81～ZD８5两端电压低于３2、7—2、７5%Ｖ时，流经DZ５1—DZ８5—D81-R57得电流会增大，使得PＣ１得1-2腿上得电流加大并使７—8腿导通,以至于使Q3发射极电位提高导至Q3、Q２导通，使Q1截止；相反若输出低于35V-6％时，ＰC1、Ｑ2截止，Ｑ1处于正常导通状态,输出继续增大,直到恢复3５V±6%。 ５、 +35V过载检测电路

开关电源各模块原理实图讲解

开关电源原理 一、开关电源的电路组成： 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值 降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及 杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。 当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪 涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是 负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5 容量变小，输出的交流纹波将增大。

时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增 大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路： 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导 体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。 R1和Q1中的结电容C GS、C GD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。 Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量

开关电源的小信号建模详解

详解：开关电源的小信号建模 开关电源的反馈环路设计是开关电源设计的一个非常重要的部分，它关系到一个电源性能的好坏。要设计一个好的环路，必须要知道主回路的数学模型，然后根据主回路的数学模型，设计反馈补偿环路。本文想重点介绍下主回路的数学建模方法。 首先来介绍下小信号的分析法。开关电源是一个非线性系统，但可以对其静态工作点附近进行局部线性化。这种方法称为小信号分析法。 以一个CCM模式的BOOST电路为例， 其增益为： 其增益曲线为： 其中M和D之间的关系是非线性的。但在其静态工作点M附近很小的一个区 域范围内，占空比的很小的扰动和增益变化量之间的关系是线性的。因此在这个很小的区域范围内，我们可以用线性分析的方法来对系统进行分析。这就是小信号分析的基本思路。因此要对一个电源进行小信号建模，其步骤也很简单，第一步就是求出其静态工作点，第二步就是叠加扰动，第三步就是分离扰动，

进行线性化，第四步就是拉氏变换，得到其频域特性方程，也就是我们说的传递函数。要对一个变换器进行小信号建模，必须满足三个条件。 首先要保证得到的工作点是“静”态的。因此有两个假设条件： 1，一个开关周期内，不含有低频扰动。因此叠加的交流扰动小信号的频率应该 远远小于开关频率。这个假设称为低频假设 2，电路中的状态变量不含有高频开关纹波分量。也就是系统的转折频率要远远 小于开关频率。这个假设称为小纹波假设。其次为了保证这个扰动是在静态工作 点附近，因此有第三个假设条件： 3，交流小信号的幅值必须远远小于直流分量的幅值。这个称为小信号假设。 对于PWM模式下的开关电源，通常都能满足以上三个假设条件，因此可以使用小 信号分析法进行建模。对于谐振变换器来说，由于谐振变换器含有一个谐振槽路。 在一个开关时区或多个开关时区内，谐振槽路中各电量为正弦量，或者其有效成 分是正弦量。正弦量的幅值是在大范围变化的，因此在研究PWM型变换器所使用 的“小纹波假设”在谐振槽路的小信号建模中不再适用。对于谐振变换器，通常 采用数据采样法或者扩展描述函数法进行建模。 以一个CCM模式下的BUCK电路为例，应用上面的四个步骤，来建立一个小信号 模型。 对于一个BUCK电路 当开关管开通时，也就是在(0-DTs)区间 其状态方程为

开关电源入门必读：开关电源工作原理超详细解析

开关电源入门必读：开关电源工作原理超详细解析 第1页：前言：PC电源知多少 个人PC所采用的电源都是基于一种名为“开关模式”的技术，所以我们经常会将个人PC电源称之为——开关电源（Sw itching Mode P ow er Supplies，简称SMPS），它还有一个绰号——DC-DC转化器。本次文章我们将会为您解读开关电源的工作模式和原理、开关电源内部的元器件的介绍以及这些元器件的功能。 ●线性电源知多少 目前主要包括两种电源类型：线性电源（linear）和开关电源（sw itching）。线性电源的工作原理是首先将127 V或者220V市电通过变压器转为低压电，比如说12V，而且经过转换后的低压依然是AC交流电；然后再通过一系列的二极管进行矫正和整流，并将低压AC交流电转化为脉动电压（配图1和2中的“3”）；下一步需要对脉动电压进行滤波，通过电容完成，然后将经过滤波后的低压交流电转换成DC直流电（配图1和2中的“4”）；此时得到的低压直流电依然不够纯净，会有一定的波动（这种电压波动就是我们常说的纹波），所以还需要稳压二极管或者电压整流电路进行矫正。最后，我们就可以得到纯净的低压DC直流电输出了（配图1和2中的“5”） 配图1：标准的线性电源设计图

配图2：线性电源的波形 尽管说线性电源非常适合为低功耗设备供电，比如说无绳电话、PlayStation/W ii/Xbox等游戏主机等等，但是对于高功耗设备而言，线性电源将会力不从心。 对于线性电源而言，其内部电容以及变压器的大小和AC市电的频率成反比：也即说如果输入市电的频率越低时，线性电源就需要越大的电容和变压器，反之亦然。由于当前一直采用的是60Hz（有些国家是50Hz）频率的AC市电，这是一个相对较低的频率，所以其变压器以及电容的个头往往都相对比较大。此外，AC市电的浪涌越大，线性电源的变压器的个头就越大。 由此可见，对于个人PC领域而言，制造一台线性电源将会是一件疯狂的举动，因为它的体积将会非常大、重量也会非常的重。所以说个人PC用户并不适合用线性电源。 ●开关电源知多少 开关电源可以通过高频开关模式很好的解决这一问题。对于高频开关电源而言，AC输入电压可以在进入变压器之前升压（升压前一般是50-60KHz）。随着输入电压的升高，变压器以及电容等元器件的个头就不用像线性电源那么的大。这种高频开关电源正是我们的个人PC以及像VCR录像机这样的设备所需要的。需要说明的是，我们经常所说的“开关电源”其实是“高频开关电源”的缩写形式，和电源本身的关闭和开启式没有任何关系的。 事实上，终端用户的PC的电源采用的是一种更为优化的方案：闭回路系统（closed loop system）——负责控制开关管的电路，从电源的输出获得反馈信号，然后根据PC的功耗来增加或者降低某一周期内的电压的频率以便能够适应电源的变压器（这个方法称作PW M，Pulse W idth Modulation，脉冲宽度调制）。所以说，开关电源可以根据与之相连的耗电设备的功耗的大小来自我调整，从而可以让变压器以及其他的元器件带走更少量的能量，而且降低发热量。 反观线性电源，它的设计理念就是功率至上，即便负载电路并不需要很大电流。这样做的后果就是所有元件即便非必要的时候也工作在满负荷下，结果产生高很多的热量。 第2页：看图说话：图解开关电源 下图3和4描述的是开关电源的PW M反馈机制。图3描述的是没有PFC(P ow er Factor Correction，功率因素校正)电路的廉价电源，图4描述的是采用主动式PFC设计的中高端电源。 图3：没有PFC电路的电源 图4：有PFC电路的电源 通过图3和图4的对比我们可以看出两者的不同之处：一个具备主动式PFC电路而另一个不具备，前者没有110/220V转换器，而且也没有电压倍压电路。下文我们的重点将会是主动式PFC电源的讲解。

Buck电路小信号模型及环路设计

开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路 设计 华中科技大学电气与电子工程学院作者：万山明，吴芳 0 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型 图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 图1 典型Buck电路 S导通时，对电感列状态方程有 L=U in－U o （1） S断开，D1续流导通时，状态方程变为 L=－U o （2） 占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s和（1－D）T s的时间（T s为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 L=D(U in－U o)＋(1－D)(－U o)=DU in－U o（3） 稳态时，=0，则DU in=U o。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压U in成正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得 L=(D＋d)(U in＋)－(U o＋) （4）

反激变换器小信号模型Gvd(s)推导__1210

一、反激变换器小信号模型的推导 1.1 DCM 1.1.1 DCM buck-boost 小信号模型的推导 根据状态空间平均法推导DCM buck-boost 变换器小信号模型如下： +-v in (t)v o (t)一般开关网络 图1 1理想Buck-Boost 变换器开关网络 1231d d d ++= （1） 首先，定义开关网络的端口变量1122,,,v i v i ，建立开关周期平均值 1 1 2 2 ,,,s s s s T T T T v i v i 之间的关系： 11()s g T g pk s s v t v i d T d T L L <>= = （2） 根据工作模态：113()()()0s s s L T g T T v t d v t d v t d <>=<>+<>+ （3） []1 1 ()()()s s s t T t T L T L s t t s s s di L v t v d L d i t T i t T T d T τττ++<>= = =+-? ? （4） DCM 下，()()0s i t T i t +==，所以()0s L T v t <>=，结合（3）式： 11()()0s s g T T d v t d v t <>+<>= （5） 21()(t)=-(t)()s s g T T v t d d v t <><> （6） 根据工作模态：1123()()0()(()())()()s s s s T g T T g T v t d t d t v t v t d t v t <>=+<>-<>+<>（7） 消去上式的2d 和3d 得：1()()s s T g T v t v t <>=<> （8） 根据工作模态：2123()()(()())()0(()) s s s s T g T T g T v t d t v t v t d t d v t <>=<>-<>++-<>

开关电源工作原理详细解析

开关电源工作原理详细解析 个人PC所采用的电源都是基于一种名为―开关模式‖的技术，所以我们经常会将个人PC电源称之为——开关电源（Switching Mode Power Supplies，简称SMPS），它还有一个绰号——DC-DC转化器。本次文章我们将会为您解读开关电源的工作模式和原理、开关电源内部的元器件的介绍以及这些元器件的功能。 ●线性电源知多少 目前主要包括两种电源类型：线性电源（linear）和开关电源（switching）。线性电源的工作原理是首先将127 V或者220 V市电通过变压器转为低压电，比如说12V，而且经过转换后的低压依然是AC交流电；然后再通过一系列的二极管进行矫正和整流，并将低压AC 交流电转化为脉动电压（配图1和2中的―3‖）；下一步需要对脉动电压进行滤波，通过电容完成，然后将经过滤波后的低压交流电转换成DC直流电（配图1和2中的―4‖）；此时得到的低压直流电依然不够纯净，会有一定的波动（这种电压波动就是我们常说的纹波），所以还需要稳压二极管或者电压整流电路进行矫正。最后，我们就可以得到纯净的低压DC 直流电输出了（配图1和2中的―5‖） 配图1：标准的线性电源设计图

配图2：线性电源的波形 尽管说线性电源非常适合为低功耗设备供电，比如说无绳电话、PlayStation/Wii/Xbox等游戏主机等等，但是对于高功耗设备而言，线性电源将会力不从心。 对于线性电源而言，其内部电容以及变压器的大小和AC市电的频率成反比：也即说如果输入市电的频率越低时，线性电源就需要越大的电容和变压器，反之亦然。由于当前一直采用的是60Hz（有些国家是50Hz）频率的AC市电，这是一个相对较低的频率，所以其变压器以及电容的个头往往都相对比较大。此外，AC市电的浪涌越大，线性电源的变压器的个头就越大。 由此可见，对于个人PC领域而言，制造一台线性电源将会是一件疯狂的举动，因为它的体积将会非常大、重量也会非常的重。所以说个人PC用户并不适合用线性电源。 ●开关电源知多少 开关电源可以通过高频开关模式很好的解决这一问题。对于高频开关电源而言，AC输入电压可以在进入变压器之前升压（升压前一般是50-60 KHz）。随着输入电压的升高，变压器以及电容等元器件的个头就不用像线性电源那么的大。这种高频开关电源正是我们的个人PC以及像VCR录像机这样的设备所需要的。需要说明的是，我们经常所说的―开关电源‖其实是―高频开关电源‖的缩写形式，和电源本身的关闭和开启式没有任何关系的。

开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计

开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计 万山明，吴芳 (华中科技大学电气与电子工程学院，湖北武汉430074） 摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。 关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制 0 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型 图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 图1 典型Buck电路

S 导通时，对电感列状态方程有 O U Uin dt dil L -= ⑴ S 断开，D 1续流导通时，状态方程变为 O U dt dil L -= （2） 占空比为D 时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s 和（1－D ）T s 的时间（T s 为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 ())()(O in O O in U DU U D U U D dt dil L -=--+-=1 稳态时，dt dil =0，则DU in =U o 。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压U in 成 正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得 L =(D ＋d )(U in ＋)－(U o ＋) （4） 式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d 为D 的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得 L =D ＋dU in － （5） 由图1，又有 i L =C ＋ （6） U o =U c ＋R e C （7）

开关电源原理图精讲.pdf

开关电源原理（希望能帮到同行的你更加深入的了解开关电源，温故而知新吗！！） 一、开关电源的电路组成[/b]：： 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下： 二、输入电路的原理及常见电路[/b]：： 1、AC输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防

止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。 2、 DC输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路[/b]：： 1、 MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图：

电脑开关电源原理及电路图

2.1、输入整流滤波电路 只要有交流电AC220V输入，ATX开关电源，无论是否开启，其辅助电源就一直在工作，直接为开关电源控制电路提供工作电压。图1中，交流电AC220V经过保险管FUSE、电源互感滤波器L0，经BD1—BD4整流、C5和C6滤波，输出300V左右直流脉动电压。C1为尖峰吸收电容，防止交流电突变瞬间对电路造成不良影响。TH1为负温度系数热敏电阻，起过流保护和防雷击的作用。L0、R1和C2组成Π型滤波器，滤除市电电网中的高频干扰。C3和C4为高频辐射吸收电容，防止交流电窜入后级直流电路造成高频辐射干扰。 2.2、高压尖峰吸收电路 D18、R004和C01组成高压尖峰吸收电路。当开关管Q03截止后，T3将产生一个很大的反极性尖峰电压，其峰值幅度超过Q03的C极电压很多倍，此尖峰电压的功率经D18储存于C01中，然后在电阻R004上消耗掉，从而降低了Q03的C极尖峰电压，使Q03免遭损坏。 2.3、辅助电源电路 整流器输出的300V左右直流脉动电压，一路经T3开关变压器的初级①~②绕组送往辅助电源开关管Q03的c极，另一路经启动电阻R002给Q03的b极提供正向偏置电压和启动电流，使Q03开始导通。Ic流经T3初级①~②绕组，使T3③~④反馈绕组产生感应电动势(上正下负)，通过正反馈支路C02、D8、R06送往Q03的b极，使Q03迅速饱和导通，Q03上的Ic电流增至最大，即电流变化率为零，此时D7导通，通过电阻R05送出一个比较电压至IC3（光电耦合器Q817）的③脚，同时T3次级绕组产生的感应电动势经D50整流滤波后一路经R01限流后送至IC3的①脚，另一路经R02送至IC4（精密稳压电路TL431），由于Q03饱和导通时次级绕组产生的感应电动势比较平滑、稳定，经IC4的K端输出至IC3的②脚电压变化率几乎为零，使IC3内发光二极管流过的电流几乎为零，此时光敏三极管截止，从而导致Q1截止。反馈电流通过R06、R003、Q03的b、e极等效电阻对电容C02充 电，随着C02充电电压增加，流经Q03的b极电流逐渐减小，使③~④反馈绕组上的感应电

第四章 放大电路基础(2)小信号模型及三种基本电路2016 [兼容模式]

§4.3 放大电路的分析方法 ——小信号模型分析法
思路：在Q点附近，三极管特性曲线可近似看为线性的，把非线性问题转为 线性问题求解。条件：输入为交流小信号（微变信号） 式中各量均是全量，包 一、H参数等效电路： 含直流和交流两部分
1、H参数的导出：
v BE = VBE + vbe
iB = I B + ib iC = I C + ic
iC iB
+
vCE = VCE + vce
vBE＝f1 (iB , vCE ) iC＝f 2 (iB , vCE )
电气工程学院 苏士美
T
+
输入回路关系 输出回路关系
v BE 2016/3/7
PDF pdfFactory Pro
v CE -
1
https://www.wendangku.net/doc/956881206.html,

小信号模型分析法
考虑微变关系，对两式取全微分：
vBE＝f1 (iB , vCE ) iC＝f 2 (iB , vCE )
式中： dvBE = vbe , diB = ib , dvCE = vce , diC = ic
dvBE＝
?vBE ?iB
? diB +
vCE
?vBE ?vCE
? dvCE
iB
vbe＝hie ib + hre vce
在小信号情况下： H参数，具有不同的 量纲，混合参数
共e下BJT的输入 电阻rbe（欧姆） 电流放大系数β
输出对输入的反作 用μr（无量纲） 输出电导1/rce
?iC diC＝ ?iB
2016/3/7
PDF pdfFactory Pro
vCE
?iC ? diB + ?vCE
? dvCE
iB
电气工程学院 苏士美
ic＝hfe ib + hoe vce
2
https://www.wendangku.net/doc/956881206.html,

小信号分析法重点笔记讲解

开关电源的反馈环路设计是开关电源设计的一个非常重要的部分，它关系到一个电源性能的好坏。要设计一个好的环路，必须要知道主回路的数学模型，然后根据主回路的数学模型，设计反馈补偿环路。开关电源是一个非线性系统，但可以对其静态工作点附近进行局部线性化，这种方法称为小信号分析法。 以一个CCM模式的BOOST电路为例 其增益为： 其增益曲线为： 其中M和D之间的关系是非线性的。但在其静态工作点M附近很小的一个 区域范围内，占空比的很小的扰动和增益变化量之间的关系是线性的。因此在这个很小的区域范围内，我们可以用线性分析的方法来对系统进行分析。这就是小信号分析的基本思路。 因此要对一个电源进行小信号建模，其步骤也很简单，第一步就是求出其静态工作点，第二步就是叠加扰动，第三步就是分离扰动，进行线性化，第四步就是拉氏变换，得到其频域特性方程，也就是我们说的传递函数。 要对一个变换器进行小信号建模，必须满足三个条件,首先要保证得到的工作点是“静”态的。因此有两个假设条件： 1，一个开关周期内，不含有低频扰动。因此叠加的交流扰动小信号的频率应该

远远小于开关频率。这个假设称为低频假设 2，电路中的状态变量不含有高频开关纹波分量。也就是系统的转折频率要远远小于开关频率。这个假设称为小纹波假设。 其次为了保证这个扰动是在静态工作点附近，因此有第三个假设条件：3，交流小信号的幅值必须远远小于直流分量的幅值。这个称为小信号假设。 对于PWM模式下的开关电源，通常都能满足以上三个假设条件，因此可以使用小信号分析法进行建模。 对于谐振变换器来说，由于谐振变换器含有一个谐振槽路。在一个开关时区或多个开关时区内，谐振槽路中各电量为正弦量，或者其有效成分是正弦量。正弦量的幅值是在大范围变化的，因此在研究PWM型变换器所使用的“小纹波假设”在谐振槽路的小信号建模中不再适用。 对于谐振变换器，通常采用数据采样法或者扩展描述函数法进行建模。 以一个CCM模式下的BUCK电路为例，应用上面的四个步骤，来建立一个小信号模型。对于一个BUCK电路 当开关管开通时，也就是在(0-DTs)区间。其状态方程为 当开关管S断开时，二极管D导通，忽略二极管D的压降，可得到等效电路

ATX开关电源结构图

ATX开关电源的原理框图： 上图工作原理简述： 220V交流电经过第一、二级EMI滤波后变成较纯净的50Hz交流电，经全桥整流和滤波后输出300V的直流电压。300V直流电压同时加到主开关管、主开关变压器、待机电源开关管、待机电源开关变压器。 由于此时主开关管没有开关信号，处于截止状态，因此主电源开关变压器上没有电压输出，上图中的-12V至+3.3V，5组电压均没电压输出。电+脑*维+修-知.识_网 (w_ww*dnw_xzs*co_m) 但我们同时注意到，300V直流电加到待机电源开关管和待机电源开关变压器后，由于待机电源开关管被设计成自激式振荡方式，待机电源开关管立即开始工作，在待机电源开关变压器的次级上输出二组交流电压，经整流滤波后，输出+5VSB

和+22V电压，+22V电压是专门为主控IC供电的。+5VSB加到主板上作为待机电压。当用户按动机箱的Power 启动按键后，（绿）色线处于低电平，主控IC内部的振荡电路立即启动，产生脉冲信号，经推动管放大后，脉冲信号经推动变压器加到主开关管的基极，使主开关管工作在高频开关状态。主开关变压器输出各组电压，经整流和滤波后得到各组直流电压，输出到主板。但此时主板上的CPU仍未启动，必须等+5V的电压从零上升到95%后，IC检测到+5V上升到4.75V时，IC发出P.G信号，使CPU启动，电脑正常工作。当用户关机时，绿色线处于高电平，IC内部立即停止振荡，主开关管因没有脉冲信号而停止工作。-12至+3.3的各组电压降至为零。电源处于待机状态。 输出电压的稳定则是依赖对脉冲宽度的改变来实现，这就叫做脉宽调制PWM。由高压直流到低压多路直流的这一过程也可称DC-DC变换，是开关电源的核心技术。采用开关变换的显著优点是大大提高了电能的转换效率，典型的PC电源效率为70—75%，而相应的线性稳压电源的效率仅有50%左右。 保护电路的工作原理： 在正常使用过程中，当IC检测到负载处于：短路、过流、过压、欠压、过载等状态时，IC内部发出信号，使内部的振荡停止，主开关管因没有脉冲信而停止工作。从而达到保护电源的目的。电+脑*维+修-知.识_网(w_ww*dnw_xzs*co_m) 由上述原理可知，即使我们关了电脑后，如果不切断交流输入端，待机电源是一直工作的，电源仍有5到10瓦的功耗。 内部电路结构 电源的内部电路分为抗干扰电路、整流滤波电路、开关电路、保护电路、输出电路等。 抗干扰电路电源的抗干扰电路位于电源输入插座后，由线圈和电容组成一个滤波电路（如图1 ），它可以滤除电源线上的高频杂波和同相干扰信号，构成了电源抗电磁干扰的第一道防线。由于这部分电路不影响电源的正常工作，很多便宜的电源会把它省略。随着3 C 认证制度的实施，在这部分开始增加P F C （功率因数校正）电路，凡是3 C 认证的电脑电源，必须增加P F C 电路。PFC 电路可以减少对电网的谐波污染和干扰。PFC 电路有两种：有源PFC 和无源P F C 。无源P F C 一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，有源P F C 由电感电容及电子元器件组成，能够获得更高的功率因数，但成本也相对较高。有源P F C 电路具有低损耗和高可靠性等优点，可获得高度稳定的输出电压，因此，有源P F C 的电源不需要采用很大容量的滤 波电容。PFC电路是面已经提到PFC，PFC电路称为功率因素校正电路，功率

计算机开关电源原理图电路分析

计算机开关电源原理图电路分析

计算机开关电源原理图电路分析 第一章 基本构成方框图及原理分析 一、基本方框图 +5VSB PG PS/ON ±5V/±12V/3.3V 二、原理分析 1．工作原理 交流电220V 进入输入滤波电路，衰减电网电源线进入的外来噪声，再进入 浪涌电流抑制电路，抑制开机瞬间的浪涌电流，进入桥式滤波电路，把交流220V 整流滤波成直流300V 电压。一路进入开关电路，另一路进入辅助电源电路，经 过辅助电源电路内部变换，输出两组电压，一组为+5VSB 电压，另一组为TL494 ⑿脚提供工作电压（约18V ）。 TL494有了工作电压，就开始振荡工作，经内部整形，在其⒁脚就有+5V 基准电压，⑧脚⑾脚输出脉冲矩形波，经驱动电路放大，驱动变压器耦合，送 到开关电路开关管的基极，控制开关管轮流导通和截止，于是在开关变压器次 级就有脉冲方波输出，经次级侧整流滤波，输出直流电压±5V ，±12V ，＋3.3V 。 输入 滤波 电路 浪涌电流抑制电路 桥式（倍 压）整流 电路 滤波 电路 开关 电路 开关 变压器 整流滤波 电路 辅助电源 开关电路 整流 滤波 电路 整流 滤波 电路 驱动 变压 器 驱动 放大 电路 TL494 LM339 过流 保护 检测 电路 稳压 检测 电路 过压保护 检测 电路 1 114 81 325 61

2．稳压原理 当输出电压（+5V，+12V，+3.3V）因某种原因升高或降低时，经稳压检测电路（取样电阻）检测，到TL494①脚的电压也相应升高或降低，经TL494内部取样放大器比较，从而使TL494内部末级输出晶体管输出的调制脉冲宽度变窄或变宽，经驱动电路加到两开关管的基极驱动脉冲的宽度也相应变窄或变宽，这样从开关管经高频变压器耦合到次级绕组的脉冲调制电压的脉冲宽度也将变窄或变宽，经整流滤波后的直流电压必然下降或升高，从而使输出电压保持稳定。 3．过流保护原理 当输出电压某一组负载过大或短路时，开关变压器绕组电流也增大，从而使推动变压器上感应的电流也增大，经耦合，推动变压器初级电流也相应增加，此电压经整流、取样，使TL494⒃脚和LM339⑤脚的电压升高，导致TL494输出的调制脉冲宽度为0，从而达到过流保护的目的。 4．过压保护原理 当输出电压超过规定值时，稳压管将被击穿而导通，LM339⑤脚电压将会升高，LM339②脚输出电压也会升高，从而使TL494④脚电压也会升高，结果使TL494⑧脚⑾脚输出的调制脉冲宽度为0，开关管处于截止状态，从而达到过压保护的目的。 第二章基本单元电路原理分析 一、输入滤波电路 作用：防止输入电源窜入噪声，抑制开关电源产生的噪声反馈到输入电源。 FL1和CX1组成差模抗干扰电路（正态）； FL1或CY1、CY2组成共模抗干扰电路（共态）； 经LC振荡产生一高频振荡频率吸收电路，当外界高频干扰信号来时，经吸收电路短路到地，输出正常的50HZ低频信号，此电路又称低通滤波器。 二、浪涌电流抑制电路

开关电源的小信号模型和环路原理

开关电源的小信号模型和环路原理 本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型 图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 S导通时，对电感列状态方程有 L(dil/dt)=Uin－Uo （1） S断开，D1续流导通时，状态方程变为

L(dil/dt)=－Uo （2） 占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3） 稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压Uin成正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得 L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo') （4） 式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d为D 的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得 L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo' （5） 由图1，又有 iL=C(duc/dt)＋Uo/R0 （6） Uo=Uc＋ReC(duc/dt) （7） 式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。由式（6）及式（7）可得 iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt)) （8）