10kW全桥移相ZVSPWM整流模块的设计

10kW全桥移相ZVSPWM整流模块的设计

摘要：介绍了10kW全桥移相ZVSPWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。

关键词：全桥移相；零电压开关；降频

0 引言

在大型发电厂中，由于需要的直流负荷比较大，蓄电池的容量通常都在2000A·h以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块，一般需要20个或10个以上的模块并联，并联数过多，对模块之间的均流会带来一定的影响，而且可靠性并不随着模块并联数的增加而增加，一般并联数最好在10个以下。目前，在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此，很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW全桥移相ZVSPWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FBPWM直流变换技术，控制电路采用UC3879专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。

1整流模块主电路设计与参数计算

整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS 全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。

图1 主电路原理框图

图1中由开关管S

1～S

4

，钳位二极管D

1

及D

2

，谐振电感L r，隔直电容C b，主

变压器T

1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中S

1

及S

3

为超前

管，S

2及S

4

为滞后管。S

1

（S

3

）超前S4(S

2

)一定的角度，即移相角。S

1

～S

4

采用

IGBT单管并联组成，开关频率为25kHz左右。

1.1 变压器参数的设计

由于设计的全桥移相ZVSPWM整流模块的最大输出功率接近10kW，若采用常规的铁氧体磁芯，由于功率比较大，磁芯不太好选择，实际设计中磁芯采用了超微晶磁环。和铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密（可达1.2～1.6T）和较低损耗和优良的温度稳定性等优点，非常适宜用作大功率开关电源的主变压器的磁芯。

本模块的输入输出指标为输入304～456V，输出198～286V/35A。

1）直流母线的最低电压V dmin

V

dmin

≈V inmin×1.35=410.4V（1）

式中：V inmin为三相输入电压最低值304V。

2）变压器副边的最低电压V2min

V

2min

=(V omax＋V D＋V r)/D max=(286＋3＋2)/0.95=306.3V（2）

式中：V omax为模块输出电压最高值，取为286V；

V

D

为整流二极管的压降，取为3V；

V

r

为变压器副边绕组内阻压降和线路压降，取为2V；

D

max

为最大占空比,取为0.95。

3）变压器的变比n

n=V

dmin

/V2min=410.4/306.3=1.33

实际变压器原边取为21匝，副边为16匝，变比为21/16=1.3125。

1.2 谐振电感L r参数的设计

在全桥移相ZVS变换器中，在超前管S

1(S

3

)的开关过程中，由于输出滤波电

感L1与谐振电感L r是串联的，而L1和谐振电感相比一般比较大，因此超前管很

容易实现ZVS；而在滞后管S

2(S

4

)的开关过程中，由于变压器副边是短路的，此

时依靠谐振电感L r的能量来实现ZVS，因此滞后管实现ZVS比较困难，一般设计在1/3满载负载以上实现零电压开关。

L

r

=8C mos V dmax2/3I12[2]（3）

式中：C mos为开关管漏源极电容（包括外并电容），实际中取为3300pF；

V

dmax

为直流母线电压的最大值，取为

1.35×456=615.6V；

I

1

为滞后臂开关管关断时原边电流。

I

1

=(I omax/3＋ΔI1f/2)/n（4）

式中：I omax为输出电流最大值，取为35A；

ΔI1f为允许输出电感电流的脉动值，取为0.2×35=7.0A。

由以上数据计算可得L r=24.7μH。

2 控制电路设计

控制电路采用了专用移相控制器件UC3879，原理框图如图2所示。

图2 控制电路框图

图2中I SET为电流限流设定值，V SET为电压设定值，分别由微处理器产生；I O 为输出电流值，V FB为输出电压反馈值；SHT为故障关机信号，I PR为原边电流采样值。

UC3879采用电流型PWM控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部，提高了模块的瞬态响应速度。UC3879输出的OA，OB，OC，OD4路信号再通过TLP250

光耦组成了驱动电路，分别驱动S

1～S

4

4组开关管。OA/OB，OC/OD相位互补，OA(OB)

分别超前OC(OD)一定的移相角。

由于本全桥移相开关管采用IGBT，电流关断时存在拖尾现象，开关管两端并联的电容比较大，导致空载损耗比较大。因此，在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法，即在输出电流<0.5A时，使开关频率适当降低；而当输出电流>0.5A时，使模块开关频率恢复正常值。降频的实际电路如图3所示，IO′为输出电流值，IREF为设置的电流阈值。当输出电流超过设置的电流阈值时，Q1导通，UC3879的振荡电阻变为R28和R17(R17见图2)并联；而当输出电流小于设置的电流阈值时，Q1关断，UC3879的振荡电阻为R17。

图3 降频控制电路

实测样机在交流输入440V时，不降频的情况下，空载损耗有220W左右，而采用降频控制技术后，空载损耗只有130W左右。

3 实验结果

按照上述设计思想制作了2台试验样机，表1为其中一台实测的效率数据。

表1 实测效率

输入电压380V，输出电压240V。

图4为2A负载时超前管S1的驱动波形（CH1）和漏源极波形(CH2)；

图5为2A负载时滞后管S2的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图5可以看出滞后管还没有实现ZVS；

图6为15A负载时滞后管S2的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图6可以看到滞后管已实现ZVS；

图7为35A负载时变压器的原边波形(20A/div)。

图4 2A负载时S

驱动波形与漏源极波形

1

驱动波形与漏源极波形图5 2A负载时S

2

驱动波形与漏源极波形图6 15A负载时S

2

图7 35A负载时变压器原边电流波形

4 结语

本文介绍的全桥移相ZVSPWM整流模块的开关管实现了ZVS，输出240V、35A 时效率达到

93.4％；而且由于采用了轻载变频的技术，使得空载损耗大为降低，具有广泛的应用前景。

移相全桥

移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高 开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源？请见 下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实 现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后 臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由 VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开 关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断 VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其 值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电 压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时 开通VT2,则VT2即是零电压开通。

移相全桥大功率软开关电源的设计

移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。

开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方

移相全桥零电压开关PWM设计实现

题目：移相全桥零电压开关PWM设计实现

移相全桥零电压开关PWM设计实现 摘要 移相全桥电路具有结构简单、易于恒频控制和高频化,通过变压器的漏感和功率开关器件的寄生电容构成谐振电路,使开关器件的应力减小、开关损耗减小等优点,被广泛应用于中大功率场合。近年来随着微处理器技术的发展，各种微控制器和数字信号处理器性能价格比的不断提高，采用数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势。相对于用实现的模拟控制，数字控制有许多的优点。本文的设计采用TI公司的高速数字信号处理器TMS320F28027系列的DSP作为控制器。该模块通过采样移相全桥零电压DC-DC变换器的输出电压、输入电压及输出电流，通过实时计算得出移相PWM信号，然后经过驱动电路驱动移相全桥零电压DC-DC变换器的四个开关管来达到控制目的。实验表明这种控制策略是可行的，且控制模块可以很好的实现提出的控制策略。 关键词：移相全桥；零电压；DSP

Phase-shifted Full-bridge Zero-voltage Switching PWM Design and Implementation ABSTRACT Phase-shifted full-bridge circuit has the advantages of simple structure, easy to constant frequency control and high-frequency resonant circuit constituted by the leakage inductance of the transformer and the parasitic capacitance of the power switching devices, to reduce the stress of the switching devices, switching loss is reduced,which widely used in high-power occasion. In recent years, with the development of microprocessor technology, a variety of

移相全桥参数

● 输入电压mod in V -：270VDC ±20% ● 输出电压o V ：60V ● 输出电流mod o I -：25A 4.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比 为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压围能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为sec min V ： sec min max 73.1762o D Lf e V V V V D ++==(V) (4.1) 其中， o V 为变换器的输出电压， 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降，1Lf V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，max e D 为变压器副边的最大占空比。 变压器的原副边匝比为：mod min secmin 270(120%) 2.95273.176 in V K V -?-= == 2)选磁芯 初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A ，其2235e A mm =。 3)确定原副边匝数 匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数N s ，由电磁感应定律有： 4o s s m e V N f B A = (4.2) 将60o V V =，310010s f Hz =?，0.15m B T =，2235e A mm =代入上式有： 36 60 4.25534100100.1523510s N -==????? 取4s N =匝，又由11.75p s N K N =?=，取12p N =匝，N p 为变压器原边匝数。 4)导线的选取 导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度?，穿透深度根据下面的公式计算： ?=(4.3)

移相全桥参数计算

1、 2、 介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏 情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V 输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 3、功能示意图 4、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 ^BUOGET =^OUT X 1 =45,2W V H J 5、原边变压器计算T1 变压器匝比（al）: VREF GNU UPD OUTA CQMP QUIT HI WTC UL L AB oyrr&1* DC LCD DUTE瞽 QELEF OUTF TT TMiNl S-VNC M mr GS15 RSUV WC1 □ cm ADELEF口 -jWTF I s srrec

估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）: V RDSON ~ 0*3 V 基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期 （DTYP ） ("OUT 彳力整座N 0 66 (V|N - 2 兀 ) 输岀电感纹波电流设置为输岀电流的 20% 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 （LMAG ）。下列方程计算主变 压器 器运行在电流型控制。 如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式 这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。 ^2.76mH 图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意 l （QE ） l （QF ） 也是T1的次级绕组电流。变量 D 是转换器占空比。 a1 = N P N s 3［二（￥N 和忡）x 口叱 =21 M OUT P OUT X °隈 V OUT = 10A 仃1）的最低磁化电感，确保变频

ZVS移相全桥变换器设计

Z V S移相全桥变换器设 计 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]

电气工程学院课程设计说明书 设计题目： 系别： 年级专业： 学生姓名： 指导教师：

电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：电力电子与电源综合课程设计 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科

电力电子与电源课程设计组内自评表

摘要 首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。 其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。 然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。 实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。 关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875

移相全桥PWM DC-DC变换器的数学建模

移相全桥 移相全桥ZVS 变换器由于其充分利用了电路本身的寄生参数，使开关管工作在软开关状态，降低了开关管的开关噪声和开关损耗，提高了变换器的效率，近年来在中大功率场合得到广泛应用。随着微处理器价格的不断下降和计算能力的不断提高，采用数字控制已经成为中大功率开关电源的发展趋势，许多数字控制方法相继提出。但对于DC/ DC 变换器这种强非线性系统，传统的基于线性系统理论的控制方法并不能获得理想的动态特性。 该文在建立移相全桥变换器模型的基础上，提出一种新的模糊PID 预测控制策略，将传统控制方法与智能控制方法相结合，通过模糊控制对传统PID 控制器进行增益调节，同时采用预测控制以补偿数字控制系统中的时延。这种控制策略比较简单，易于数字控制器的实现，该文采用MA TLAB 方法进行了仿真研究。 2 移相全桥变换器小信号模型的建立 一般建立DC/ DC 变换器的小信号模型的方法是状态空间平均法，但对于移相全桥ZVS 变换器来说，用状态空间平均法建模是一项十分复杂的工作。因为这种变换器具有12种开关状态，因此列写状态空间方程式是一个非常复杂的工作。 根据移相全桥ZVS PWM 变换器源于BUCK 变换器的事实，从电路工作的描述中可以 看出变压器副边的有效占空比^ off off off d D d =-，变压器原边电压的占空比d 而且依靠输出滤波电感电流L i ，漏感lk L ，输入电压in V 和开关频率s f ，所以移相全桥变换器小信号传递 函数也将取决于漏感lk L ，开关频率s f ，滤波电感电流扰动^ L i ，输入电压扰动^in V ，和变压 器原边占空比扰动^ d 等因素。为了精确地建立移相全桥变换器的动态特性模型，找出lk L ， s f ，^ L i ，^in V 和^ d 对^ off d 的影响是必要的。这些影响可以加入到PWM BUCK 变换器的小 信号电路模型中（图1），从而获得移相全桥PWM 变换器的小信号模型（图2）。 我们知道由于谐振电感lk L 和变压器副边整流二级管的影响，移相全桥变换器存在占空比丢失的现象，副边有占空比为：off D D D =-? 即()()221/21lk off L o in nL D D I D V T L V T =- --???? 移相全桥变换器输出电压增益为： ()()2 221/22o lk off L o in in V n L nD nD I D V T L V V T ==- --???? 其中，n 为变压器副边匝数与原边匝数的比值；L I 为电感电流平均值。 下面通过式（l ）来分析对off D 产生影响的因素。 l ）占空比扰动^ d 对off D 的影响^ d d 由式（l ）可得

基于UC3875的高频开关电源的设计

引言 近年来，随着电子技术的发展，邮电通信、交通设施、仪器仪表、工业设施、家用电器等越来越多地应用开关电源，随着科学技术的不断进步，对大功率电源的需求也就越来越大。与此同时大量集成电路、超大规模集成电路等电子通信设备日益增多，要求电源的发展趋势是小型化、轻量化。通常滤波电感、电容和变压器的体积和重量比较大，因此主要是靠减少它们的体积来实现小型化、轻量化。 我们可以通过减少变压器的绕组匝数和金减小铁心尺寸来提高工作频率，但在提高开关频率的同时，开关损耗会随之增加，电路效率会严重下降。针对这些问题出现了软开关技术，它利用以谐振为主的辅助换流手段，解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关电源能高频高效地运行，从20世纪70年代以来国内外就开始不断研究高频软开关技术，目前已比较成熟，下面以2KW的电源为例进行设计。 1.设计内容和方法 1.1主电路型式的选择 变换电路的型式主要根据负载要求和给定电源电压等技术条件进行选择。在几种常用的变换电路中，因为半桥、全桥变换电路功率开关管承受的电压比推挽变换电路低一倍，由于市电电压较高，所以不选推挽变换电路。半桥变换电路与全桥变换电路在输出同样功率时，半桥变换电路的功率开关管承受二倍的工作电流，不易选管，输出功率较全桥小，所以采用全桥变换电路。 传统的全桥变换电路开关元件在电压很高或电流很大的条件下，在门极的控制下开通或关断，开关过程中电压、电流均不为零，出现重叠，导致了开关损耗。开关损耗随开关频率增加而急剧上升，使电路效率下降，阻碍了开关频率的提高。在移相控制技术的基础上，利用功率管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。由于减少了开关过程损耗，变换效率可达80%-90%，并且不会发生开关应力过大。所以选用移相控制全桥型零电压开关脉宽调制（PSC FB ZVS-PWM）变换电路。 移相控制全桥变换电路是目前应用最为广泛的软开关电路之一，它的特点是电路简单，与传统的硬开关电路相比，并没有增加辅助开关等元件。原理如图1所示，主要由四个相同的功率管和一个高频变压器压器组成。E为输入直流电压， T1～T4 为开关管， D1～D4 为体内二极管，C1 ～C4 为开关的输出电容。以第一个桥臂为例介绍，利用变压器漏感和功率输出电容C1 谐振，漏感储能向电容 C1释放过程中，使电容上的电压逐步下降到零，体内二极管D1开通，创造了T1 的ZVS条件。

ZVZCS移相全桥软开关工作原理

ZVZCS移相全桥软开关工作原理 (1) 主电路拓扑 本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。 图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑 当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部k 导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 S、4S导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝1 位电容Cc充电。输出滤波电感o L与漏感k L相比较大，视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3.7所示。

图3.7 模式1主电路简化图及等效电路图 由上图可以得到如下方程： p Cc o s k dI V V V L n n dt = ++ (3-3) p c o I nI nI += (3-4) Cc c c dV I C dt =- (3-5) 由(3-3)式得： 2p Cc k d I dV nL dt dt =- (3-6) 将(3-6)式代入(3-5)式得： 22 p c c k d I I nC L dt = (3-7) 将(3-7)式代入(3-4)式得： 22 2 p p c k o d I I n C L nI dt += (3-8) 解微分方程： 22 2p p o c k c k d I I I nC L dt n C L + = (3-9) 其初始条件为： (0)0Cc t V ==；(0)0c t I == （3-10） 代入方程解得： ()sin s o p o k V V n I t t nI L ωω -= + (3-11) ()sin p s o c o k I V V n I t I t n nL ωω -=- =- (3-12)

10kW移相全桥ZVS设计

10kW全桥移相ZVS PWM整流模块的设计 摘要：本文介绍了10kW全桥移相ZVS PWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主 变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。叙词：全桥移相, 零电压开关, 降频Abst ract： This paper introduces the structure of 10kW ZVS-FB PWM Switch Power Module, then discu sses the design of main circuit and control system and parameter calculation, finally presents the experim ent result. Keywords： full bridge phase-shift, zero-voltage switching (ZVS), frequency reduced 1 引言 在大型发电厂中,由于需要的直流负荷比较大,蓄电池的容量通常都在2000AH以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块,一般需要20或10以上的模块并联,但并联的模块过多,对模块之间的均流会带来一定的影响, 而且模块的可靠性并不随着模块的增加而增加, 一般并联的模块数量最好在10个以下。目前在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW 全桥移相ZVS PWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FB P WM直流变换技术，控制电路采用UC38专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。 2 整流模块主电路设计与参数计算 整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。 图1中由PQ1~PQ4开关管，钳位二极管D1,D2,谐振电感Lr,隔直电容CB，主变压器T 1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中PQ1,PQ3为超前管，PQ2,PQ4为滞后管。PQ1（PQ3）超前PQ4(PQ2)一定的角度，即移相角。PQ1~PQ4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25KHZ。

大功率移相全桥软开关电源的设计

工程硕士学位论文 大功率移相全桥软开关电源的设计 THE DESIGN ON SOFT SWITCHING POWER SUPPLY WITH HIGH POWER PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGE 雷连方 哈尔滨工业大学 2006年12月

国内图书分类号 : TM92 国际图书分类号: 621.38 工程硕士学位论文 大功率移相全桥软开关电源的设计 硕士研究生：雷连方 导师：刘瑞叶 教授 副导师：肖连存 高工 申请学位：工程硕士 学科、专业：电气工程 所在单位：中国科工集团第三总体设计部 答辩日期：2006年12 月 授予学位单位：哈尔滨工业大学

Classified Index: TM92 U.D.C: 621.38 Dissertation for the Master Degree in Engineering THE DESIGN ON SOFT SWITCHING POWER SUPPLY WITH HIGH POWER PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGE C a n d i d a t e：Lei Lianfang Supervisor：Prof. Liu Ruiye Associate Supervisor：Senior Engineer Xiaolianchun Academic Degree Applied for：Master of Engineering Speciality：Electrical Engineering Affiliation：The 3rd Headquarters of China Aerospace Science Industry Company Date of Defence：December,2006 Degree-Conferring-Institution：Harbin Institute of technology

1KW移相全桥变换器设计

课程设计 课程名称电力电子技术课程设计 题目名称1kW移相全桥直流变换器设计专业班级11级电气工程及其自动化学生姓名 学号 指导教师 二○一四年四月十三日 目录

一，设计内容和要求 (3) 1.1 主电路参数 (3) 1.2 设计内容 (3) 1.3 仿真波形 (3) 二，设计方案 (3) 2.1 主电路工作原理 (3) 2.2 芯片说明 (4) 2.2.1采用的芯片说明 (4) 2.2.2 UCC3895引脚说明 (5) 2.2.3 UCC3895工作原理 (6) 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 (8) 2.3控制电路设计 (8) 三，设计论述 (8) 3.1电路参数设计： (8) 3.1.1 主电路参数： (8) 3.1.2 变压器的设计 (9) 3.1.3 输出滤波电感的设计 (10) 3.1.4 功率器件的选择 (11) 3.1.5 谐振电感的设计 (12) 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 (13) 四，仿真设计 (14) 五，结论 (15) 六，参考文献 (16)

一，设计内容和要求 Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路，得到仿真波形 二，设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。

移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计

移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计 摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器 0 引言 上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1．1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。 当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、

移相全桥各模态分析

移相控制DC/DC 变换器开关状态分析 移相全桥变换器在一个工作周期间一共有12个开关模态，进行如下假设： (1)四个开关管和两个二极管都是理想器件； (2)电路中的电感、电容和变压器都是理想器件； (3)==，； (4)f L ,n 是变压器原副边匝比。 下面我们详细分析一下变换器的工作模态，假设每个时间段的起始时刻均为t=0。各开关状态的工作情况叙述如下: （1）、开关模态0[0t ]： 在0t 时刻对应图2.6（a ）。1Q 和4Q 同时导通，功率传送阶段，输入功率经 变压器向负载传送，此时/p o i I n =。副边二极管1D 流过全部负载电流o I ， ab U E =。 (2)、开关模态1[01~t t ]： 在01~t t 时刻对应图2.6（b ）。在时刻关断1Q ，原边电流p i ，从1Q 中转移到C1和C3中的支路中，给C1充电，给C3放电。因为有C1和C3，所以1Q 是零电压关断。在这段时间里r L 和f L 是串联的，而且f L 很大，原边电流近似不变。电容C1上的电压上升，电容C3上的下降。 （a ） （b ） （c ） （d ） 1C 2C lead C 24log C C C ==2 r L n ≥0t DC Rl D2 Rl DC Rl DC

（e ） （f ） （g ） 图2.6移相全桥变换器各模态图 p i 和C1、C3的电压表达式分别为: 01()()p p i t I t I == （2.1） （2.2） （2.3） 在时刻，C3的电压下降到零，3Q 的反并联二极管3VD 自然导通，开关模1已结束。开关模态1结束的时间为： 01101 2lead in C V t t t I =-= （2.4） （3）、开关模态2[21t ~t ]： 在21t ~t 时刻，对应于图2.6（c ）。3VD 导通后使3Q 开通，3Q 为ZVS 开通。 虽然3Q 开通了，但没有电流通过3Q ，原边电流通过3VD 。由图可见，为实现3Q 的ZVS 开通，1Q 与3Q 间死区时间()d lead t 应大于01t ，即 ()01d lead t t > (2.5) Rl DC Rl DC Rl DC 1 10()2C lead I v t t C = -1t

全桥型开关稳压电源设计

电力电子课程设计说明书 全桥型开关稳压电源设计 摘要 本次课程设计了一台输出电压为48V稳压范围宽、大功率的全桥型开关稳压电源、并给出了设计波形图。 该课程设计主要运用了软开关PWM技术。给出了全桥整流电路、逆变电路驱动电路、控制电路的具体设计方法。本全桥型开关稳压电源最大功率达1000W，输出电流约为20A，设计采用了AC／DC／AC／DC变换方案。一次整流后的直流电压，经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数，再经全桥变换电路逆变后，由高频变压器隔离降压，最后整流输出直流电压。 在设计中首先画出主电路图，主电路图由整流电路、逆变电路组成。全桥电路的开关元件使用的是MOSFET。全桥移相电路采用UC3875控制芯片，并作数据处理，MATLAB仿真作出了不同角度的仿真波形图。并说明其工作原理，再通过基本计算，选择触发电路和保护电路的结构以及晶闸管的型号和变压器的变比及容量，完成本设计的任务。 关键词：开关电源；全桥；PWM控制电路；整流；逆变；高频变压器 ABSTRACT

The curriculum design a output voltage 48V voltage wide range, high power full bridge switch regulated power supply and given the waveform diagram is designed. This course design mainly uses the soft switch PWM technology. The design method of the circuit and the control circuit of the whole bridge rectifier circuit and the inverter circuit are given.. The full bridge switch regulated power supply maximum power up to 1000W, output current is about 20a, designed using AC / DC / AC / DC converter scheme. A rectified DC voltage, by means of active power factor correction link to improve the power factor of the system, again after full bridge converter inverter circuit, by the high frequency transformer isolated buck. Finally, the output DC voltage. In the design, the main circuit diagram is drawn, the main circuit diagram is composed of the rectifier circuit and the inverter circuit.. The switching element of the whole bridge circuit is MOSFET. The full bridge phase shifted circuit uses UC3875 control chip, and data processing, MATLAB simulation to make a different angle of the simulation waveforms. And explain its working principle, again through the basic calculation, select trigger circuit and protection circuit structure and thyristor model and transformer ratio and capacity, complete the design task. Key words switching power supply; full bridge; PWM control circuit; rectifier; inverter; HF transformer 目录

移相全桥电路

主题: 移相全桥滞后臂驱动波形疑问: 移相全桥软开关，2000w电源，驱动波形不正常。大家帮忙分析一下，黄色为ds波形。蓝色为驱动波形 疑问： 1.为什么ds有震荡？ 2.这是滞后臂下管驱动波形。为什么关段时死区时间没有了。滞后臂上管的驱动波形正好和下管相反，开通时死区时间没有了？ 3、谐振电容和电感应该选择多大的？ Answer： 1、驱动凹下去的那块是米勒效应区，这个可以加大驱动能力减弱。 2、关断时死区没有了，在驱动变压器副边加快速关断电路试试，或者就是在驱动电阻上反并联一个二极管。 3、谐振参数计算是比较的复杂的，一般2KW电压，取15UH就可以了，当然得看看您的变压器变比，输出电流折算到原边的大小，来确定。 I为原边电流，CMOS为MOS并联电容大小，您可以自己算算了，您这样的一个参数15UH 偏小了，我看您的波形您已经软开关了啊。 4、是实现软开关了但是滞后臂的驱动波形在关断是死区时间还不是很好所以经常炸管。

这是原边电流波形 变压器原边电压波形 变压器副边电压波形 输出整流二极管电压波形

Answer： 滞后臂炸管： 第一个排除：过温问题，看看您的MOS管的稳定是否超过降额。 第二个排除:死区时间问题，您的滞后臂死区时间是否大于您的体二极管的反向恢复时间呢？这个一定要大于，必须的大于。 第三个：您的驱动是否收到干扰呢，波形是否很干净。 您发的波形基本没发现什么问题，您为什么不加个原边牵位二极管呢，把输出震荡搞定呢？ 1、对于死区时间你要实测你管子哪里的驱动，用示波器读出来，因为很多的时候设置变压器驱动死区会和你设置的不一致的。 2.、IGBT比较适合做零电流，因为他的拖尾电流严重，做零电压没意义的，MOS适合零电压的。 3、IGBT必须加负压关断才比较的可靠。

全桥移相开关电源设计毕业论文

全桥移相开关电源设计毕业论文 目录 摘要 (1) ABSTRACT (2) 第一章引言 (4) 1.1开关电源简介 (4) 1.2开关电源的发展动向 (4) 1.3本设计的主要容 (5) 第二章相关电力电子器件介绍 (6) 2.1二极管 (6) 2.2双极型晶体管 (7) 2.3光电三极管 (8) 2.4场效应管 (8) 第三章 UC3875原理和应用 (10) 3.1 UC3875简介 (10) 3.1.1 uc3875各个管脚简要说明 (10) 3.1.2 uc3875的特点 (12) 3.2UC3875的应用 (12) 第四章 PWM控制技术 (14) 4.1PWM控制 (14) 4.1.1 PWM控制的基本原理 (14) 4.1.2 PWM控制具体过程 (15) 4.1.3 PWM控制的优点 (15) 4.1.4 几种PWM控制方法 (16) 4.2PWM逆变电路及其控制方法 (18) 4.2.1 计算法和调制法 (18) 4.2.2 异步调制和同步调制 (21) 第五章电力变换电路介绍 (23) 5.1整流电路 (23) 5.1.1 桥式不可控整流电路 (23) 5.1.2 单相桥式全控整流电路 (24) 5.2逆变电路 (25)

5.2.1逆变电路的基本工作原理 (26) 5.2.2电压型逆变电路 (26) 第六章 ZVS-PWM全桥移相开关电源设计 (28) 6.1电路图设计 (28) 6.2电路图原理 (28) 总结 (32) 致谢 (33) 参考文献 (34)

第一章引言 1.1开关电源简介 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。 开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。 SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用，GTR驱动困难，开关频率低，逐渐被IGBT和MOSFET取代。 开关电源的三个条件 1、开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态 2、高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频 3、直流：开关电源输出的是直流而不是交流 人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。