信号中心频率
中心频率调节从0.01Hz到500kHz
电源电压5V--15V，推荐使用8V
静态工作电流 8mA。
最高工作频率 500KHz。
8脚最大吸收电流 l00mA。
二、基本应用
1、LM567选频电路
5、6脚外接定时电阻及电容决定锁相环内部压控振荡器的中心频率(fo=1/1.1RC)。第2脚对地接电容C2为相位比较器输出的低通滤波器。第2脚所接电容C2对锁相环的捕捉带
宽Bw有影响。
第1脚对地接一电容C1为正交相位检波器的输出滤波，其电容值应不小于2脚所接电容约两倍，即Cl大于、等于2C2。
第3脚为信号输入端，要求输入信号的幅度大于25mV，最佳值为200mV左右。
当LM567的输入信号的频率落在其内部压控振荡器中心频率fo附近时，逻辑输出端（8脚）将由原高电平变为低电平，输出一个负脉冲。8脚不仅可以实现选频，而且还有负脉冲形成功能。改变Rp可改变选频频率。
由于8脚为集电极开路输出，故实际应用时，其8脚应接一上拉电阻至电源正极Vdd。
2、LM567调制电路
如果在LM567的2脚（实际上是内部压控振荡器的控制端）加入音频信号，则它将使压控振荡器的5脚输出受2脚信号调制的调频信号。利用这一功能可以实现对信号的频率调制。
调频信号的中心频率fo是由5脚、6脚的外接阻容元件确定的。
3、LM567解调电路
如果在3脚输入由音频信号调制的调频信号，且调频信号的中心频率fo与LM567内部压控振荡器中心频率fo相同时，第2脚将输出调频信号的解调信号。
三、实际应用举例
1、单通道红外遥控电路
在不需要多路控制的应用场合，可以使用由常规集成电路组成的单通道红外遥控电路。这种遥控电路不需要使用较贵的专用编译码器，因此成本较低。
单通道红外遥控发射电路如图1所示。在发射电路中使用了一片高速CMOS型四重二输入“与非”门74HC00。其中“与非”门3、4组成载波振荡器，振荡频率f0调在38kHz左右；“与非”门1、2组成低频振荡器，振荡频率f1不必精确调整。f1 对f0进行调制，所以从“与非”门4输出的波形是断续的载波，这也是经红外发光二极管传送的波形。几个关键点的波形如图2所示，图中B′波形是A点不加调制波形而直接接高电平时B点输出的波形。由图2可以看出，当A点波形为高电平时，红外发光二极管发射载波；当A点波形为低电平时，红外发光二极管不发射载波。这一停一发的频率就是低频振荡器频率f1。
在红外发射电路中为什么不采用价格低廉的低速CMOS四重二输入“与非”门CD4011，而采用价格较高的74HC00呢？主要是由于电源电压的限制。红外发射器的外壳有多种多样，但电源一般都设计成3V，使用两节5号或7号电池作电源。虽然CD4011的标称工作电压为3～18V，但却是对处理数字信号而言的。因为这里CMOS“与非”门是用作振荡产生方波信号的，即模拟应用，所以它的工作电压至少要4.5V才行，否则不易起振，影响使用。而74HC 系列的CMOS数字集成电路最低工作电压为2V，所以使用3V电源便“得心应手”了。74HC00的引脚功能如图3所示。
图4为红外接收解调控制电路。图中，IC1是LM567。LM567是一片锁相环电路，采用8脚双列直插塑封。其⑤、⑥脚外接的电阻和电容决定了内部压控振荡器的中心频率f2，
f2≈1/1.1RC。其①、②脚通常分别通过一电容器接地，形成输出滤波网络和环路单级低通滤波网络。②脚所接电容决定锁相环路的捕捉带宽：电容值越大，环路带宽越窄。①脚所接电容的容量应至少是②脚电容的2倍。③脚是输入端，要求输入信号≥25mV。⑧脚是逻辑输出端，其内部是一个集电极开路的三极管，允许最大灌电流为100mA。LM567的工作电压为4.75～9V，工作频率从直流到500kHz，静态工作电流约8mA。LM567的内部电路及详细工作过程非常复杂，这里仅将其基本功能概述如下：当LM567的③脚输入幅度≥25mV、频率在其
带宽内的信号时，⑧脚由高电平变成低电平，②脚输出经频率/电压变换的调制信号；如果在器件的②脚输入音频信号，则在⑤脚输出受②脚输入调制信号调制的调频方波信号。在图4的电路中我们仅利用了LM567接收到相同频率的载波信号后⑧脚电压由高变低这一特性，来形成对控制对象的控制。
弄清了LM567的基本工作原理和功能后，再来分析图4电路便非常简单了。IC1是红外接收头，它接收发射器发出的红外信号，其中心频率与发射器载波频率f0相同，经IC1解调后，在输出端OUT输出频率为f1的方波信号，也就是与图1中A点波形相同的信号。我们将LM567的中心频率调到与发射器中“与非”门1、2振荡频率相同，即使f2= f1。则当发射器发射信号时，LM567便开始工作，⑧脚由高电平变为低电平，利用这个变化的电平便可去控制各种对象。利用图4的电路，我们可以做成遥控开关，遥控家里的各种家用电器。
实际上，利用图1和图4所示的电路，我们也可以较容易地将其改造成多路遥控电路。方法是：在发射器（图1）中将电阻R＊变成若干挡不同的数值，由此形成若干种频率不同的调制信号；在接收电路中，设置若干只LM567，其输入均来自红外接收头，各个LM567的振荡频率不同但与发射端一一对应。这样当发射器按压不同的按钮，接入不同的调制信号时，在接收端对应的LM567的⑧脚的电平就会发生变化，由此形成多路控制。严格说来，这属于一种频分多路，与数字编译码多路控制相比，缺点是调试比较复杂。但在有些场合，如在多路报警中，也有其一席之地。因在报警应用场合中，需要解决两路以上同时报警的问题时，用时分多路存在复杂的同步问题，在频宽允许的情况下用频分多路则很容易解决。
2、超声波遥控电灯开关
这种遥控开关，电路简单，且免调试，非常适合初学者制作。
①工作原理
为发射电路。电路采用分立器件构成，VT1和VT2以及R1~ R4、C1、C2构成自激多谐振荡器，超声发射器件B被联接在VT1和VT2的集电极回路中，以推挽形式工作，回路时间常由R1、C1和R4、C2确定。超声发射器件B的共振频率使多谐振荡电路触发。因此，本电路可工作在最佳频率上。
..
(图2)为接收电路，结型场效应VT1构成高输入阻抗放大器，能够很好地与超声接收器件B相匹配，可获得较高接收灵敏度及选频特性。VT1采用自给偏压方式，改变R3即可改变VT1的表态工作点，超声接收器件B将接收到的超声波转换为相应的电信号，经VT1和VT2两极放大后，再经VD1和VD2进行半波整流变为直流信号，由C3积分后作用于VT3和基极，使VT3由截止变为导通，其集电极输出负脉冲，触发器JK触发D，使其翻转。JK触发器Q端的电平直接驱动继电器K，使K吸合或释放。由继电器K的触点控制电路的开关。
②元件选用
发射电路中，VT1和VT2用CS9013或CS9014等小功率晶体管，≥100。超声发射器件用SE05?40T，电源GB采用一块9V叠层电池,以减小发射器体积和重量。
接收电路中，VT1和3DJ6或是3DJ7等小功率结型场效应晶体管。VT2~ VT3用CS9013，≥100。VD1和VD2用IN4148。JK触发器263B。超声接收器件用SE05?40R，与SE05?40T配对使用。继电器K用HG4310型。
3、超声波遥控电扇变速器
(图3)为发射电路。它采用的是国产蝙蝠牌FS?A5A型电风扇的遥控发射器。这种发射器具有体积小、耗电省、工作可靠、电路简单等特点。在使用时，每按一下发射键，发射器发出约为500ms的40KHZ的超声波。发射电路的工作原理如下。
VT2和VT3构成直接耦合正反馈振荡电路，B为40KHz超声发射器件，并兼振荡电路反馈先频元件。因此，此电路可准确地振荡于超声发射器件的中心频率40KHZ。VT1和R2、C1组成500ms延时电路。R1、VD1是C1的放电通路，当按下发射键S时，VT2构成的振荡电路工作，发出超声波，同时，电源通过R2向C1充电，当C1上的电位充到1.4V时(约经过500ms),VT1导通,VT2基极以及VT3集电极电位下降为0.3V左右,振荡器停止工作,当松开发射键S时,C1通过VD1和R1迅速放电,为下一次发射作好准备.VD3和R4构成发射指示电路,当按发射键时,VD3发光。
(图4)为接收电路。CMOS非门D1~ D3由R1偏置为线性放大器，总增益可达60bB以上，由于CMOS电路的输入阻抗较高，故能够很好与超声接收器件匹配。放大后的信号由C1耦合给锁相环译码器LM567的输入端3脚。当输入信号的频率落在其中心频率上时，LM567的逻辑输出端8脚由高电平变为低电平。
4、选频声控开关
此声控开关可由一特定音调的(500到2000Hz)声音来控制任一电器的开或关。由于它有一定的选频作用，故误动作的机率小。
电路设计为用音频电信号(达100mV)来控制，其控制信号源可以是电话、收音机、电唱机、录音机，从其中适当点用屏蔽线引来。如果想用声波遥控，加一个驻极体话筒和一级前置放大即可。
本装置的电路下图所示。它的中心器件是一块拾音集成电路LM567，以及一个50mA的继电器。
一定音调的音频信号加至LM567的输入端(3脚)后，经内电路的放大、选频等处理，在其输出端8脚输出低电平(没有输入信号时为高电平)。这时，与其相接的一个PNP管(2N3906)导通，使接在集电极电路中的继电器吸动，从而以其接点去控制被控电器。若用以开机，则使用继电器的常开、动合接点；若用来关机，则应采用常合、动开式接点。
响应频率决定于接于第5、6脚的电位器和电容器的值，故调整10kΩ电位器可调节其响应频率。本机可接收的音频范围为500～2000Hz。
二极管1N4001用以保护晶体三极管。2N3906可以用其它任何型号的中、小功率PNP硅管代替。
迭代法正弦信号频率估计
频率估计的相位加权平均算法及其迭代方法 在信号处理领域，估计复高斯白噪声环境中的单频复正弦信号的频率是一个十分重要的问题，其应用十分广泛。如在系统频率同步时，利用导频进行频偏估计等。 根据最大似然（ML ）准则，解决该问题的最优方法是搜索周期图的谱峰位置，但是，即使采用FFT 快速算法，这种最大似然估计方法仍然具有非常大的运算量。因此，在文献[12]-[16]中提出了一些运算量相对较低的简化算法。要评价这些简化算法的估计性能，信噪比门限是一个重要的指标。某一算法的信噪比门限指的是该算法估计结果的均方误差开始离开CRB （Cramer-Rao bound ）时的信噪比值。 文献[12]-[16]提出的方法中，WPA 方法[12]具有最低的运算量，但是其存在信噪比门限随所估计的复正弦信号频率的增大而升高的问题。为了克服这个问题，文献[16]提出了WNLP 方法，该方法可使得信噪比门限在整个[,)ππ-的估计范围内保持不变，但WNLP 方法的信噪比门限较高，当所估计的复正弦信号频率较低时，WNLP 方法的信噪比门限将高于WPA 方法。因此，本文提出了一种基于WPA 方法的迭代方法。该迭代方法不仅能在整个[,)ππ-的估计范围内保持其信噪比门限不变，而且其信噪比门限远低于WNLP 方法的信噪比门限。 .1 相位加权平均法 叠加复高斯白噪声的复正弦信号为: ()()0j n n s n Ae z ωθ+=+ 式中,0,1,2,,1n N =- 。 采样时刻序列表示采样周期的整数倍。主要关心的参量是频率0ω。n z 表示测量噪声。 记加权系数为：
22312212n N n N p N N ??????--?? ?????????=-?????????????? 。 频率的估计为: 11n n n n n x x x x ++=∠-∠=∠ ， 2 010N n n n t p x x ?-+==∠∑ 。 式中2 01N n t p -==∑；0?是无偏估计。其中n 为相邻2点的相位差。Kay 提出的频率估 计算法在高信噪比下达到CR 门限。 在较高信噪比SNR > 6dB 时,估计误差可以达到CRB. Kay 方法理论上可以计算的频率范围为(),ππ-,其主要缺点是低信噪比情况下性能较差, 其门限信噪比还会随着待估频率的增大而增大. Kim 等人在Kay 方法的基础上, 针对Kay 方法的高信噪比门限问题,提出了前置矩形滤波器的思路，通过这一预处理, 极大地改善了信噪比门限这一问题,且只增加了少量的计算量, 然而Kim 方法的不足在于其频率估计范围极大地减小. 当前置滤波器为长度为M 的矩形滤波器时, 频率估计器可以获得()1010log M 的增益,但是其频率估计范围仅为(),M M ππ-,这种方法是以减小频率估计范围为代价来达到使频率估计方法适应于低信噪比情况。 另一方面,从最大谱峰搜索这一思路出发FITZ 首先推导出一种快速测频方法,如下式， ()()() (){} 016arg 121J N m m N n R m J J ω=≈-++∑
信号瞬时频率估计的研究
信号瞬时频率估计方法的研究： 在信号处理中，信号本身有很多重要的属性，频率特性有：带宽、各频率分量的相对幅值、频率分量间的相对相位关系等；时域特性有信号时宽等。在很多时候，对信号的处理都涉及到需要对平稳或者非平稳信号的频率特性进行估计。平稳信号的频率特性是时不变的，而非平稳信号的频率特性往往是时变的，因此，瞬时频率的定义主要是针对非平稳信号而提出的。Ville 给出了一种统一的瞬时频率的定义： 1()[arg ()] 2i d f t z t dt π= 其中，z(t)是实信号()cos(())s t A t φ=的解析信号。 瞬时频率估计的方法可以分为时频分析和时域分析两类。 就平稳信号而言，由于其功率谱密度函数是不随时间变化的，因此可以直接用参数化或者非参数化谱估计的方法来得到其功率谱，将功率谱中峰值所对应的频率值作为组成该平稳信号的各频率分量的频率的估计值。但是，对于非平稳信号而言，由于其功率谱密度函数是时变的，因此如果要在频域估计其瞬时频率，最简单的方法就是先将其视为短时平稳的信号，每次都用足够短的时间内的数据来构建其功率谱密度函数，将估计得到的结果作为该短时间内的信号瞬时频率，这也就是时频分析中的短时傅立叶变换方法。当然，时频分析还有诸如小波变换等其他的性能更好的变换方法这里不再展开叙述。 下图是用短时傅立叶变换得到的一个非线性调频信号的时频分布图：
时域处理方法则主要是根据信号瞬时频率的定义，先将实信号变换为复信号，再通过对复信号的相位进行求导（模拟）或者差分（数字）的方法来求得瞬时频率。时频分析处理的好处是对于有多个频率分量的信号可以根据功率谱密度函数的各个峰值点估计出对应分量的瞬时频率。而基于相位求导或者差分的时域处理方法却是无法对多频率分量的信号进行瞬时频率估计的。针对这一问题，HUANG. N. E 提出了局域波分解方法，首先将复杂的信号分解成有限个基本模式分量，再对这些基本模式进行相位求导或者差分以估计各分量的瞬时频率。通过局域波分解的方法可以很好的解决相位求导或差分方法的缺陷。时域处理的好处是计算量远小于时频分析处理。 这里主要讨论时域的处理。而要进行时域处理，则通常要首先将物理上的实信号变换为复信号以便取其相位。现有的两种的方法分别是正交变换和hilbert变换。
频谱及信号分析技术
频谱及信号分析技术 【摘要】随着电子技术的发展，世界各国加速了对电子领域的研究，具体体现在竞相提高通信、雷达、遥控、导航等无线电电子设备的威力和效能等方面。在这些方面，频谱分析成为必不可少的信号分析手段。频谱分析可以对信号的频率、电平、频谱纯度及抗干扰特性进行分析，使其成为电子领域必不可少的测量手段。对于信号分析，使用的仪器也是重中之重。其中使用最广泛的事频谱分析仪和矢量信号分析仪等。 【关键词】频谱、信号分析、应用、频谱分析仪、矢量信号分析仪首先介绍一下信号频谱分析的方法，信号又分为周期和非周期两种。下面就连续周期和非周期信号频谱分析的方法做一个介绍和研究。在信号处理过程中，频域分析方法往往比时域分析方法更方便和有效。对于确知连续时间信号，其频域分析可以通过连续时间傅里叶变换来进行，但是，这样计算出来的结果仍然是连续函数，计算机不能直接加以处理。为了实现数值计算，还需要对其进行离散化处理，即采用离散傅里叶变换（DFT）进行分析。DFT 的快速算法的出现，使 DFT 在数字通信、图像处理、功率谱估计、系统分析与仿真、雷达信号处理、光学、医学等各个领域都得到广泛应用。对于时间连续信号f(t)，其频谱分析可以通过连续时间傅里叶变换（CTFT）来进行。连续时间傅里叶变化特别适合于对时间连续信号的理论分析，但是，由于函数 f(t)和其频谱函数都是连续函数，不能够直接用计算机来处理，因此在进行数值计算时必须将其离散化，然后利用离散傅里叶变换（DFT）实现近似计算。在已知连续信号数学解析式的情况下，非周期信号的频谱可以根据傅里叶变换的定义进行解析计算。实际应用中的多数信号不存在数学解析式，信号的频谱无法利用傅里叶分析公式方法直接计算，一般需采用数值方法进行近似计算分析频谱，在进行数字计算时，需对计算的连续变量进行离散化。由于连续非周期信号 x(t) 的频谱函数 X(jω)是连续函数，因此，需要对其进行离散化处理得到 x[n]以近似分析相应的频谱。通过建立序列 x[n]的离散傅里叶变换 X[m]与连续非周期信号 x(t)的傅里叶变换 X(jω)之间的关系，可以利用DFT对连续非周期信号频谱进行近似分析。在利用DFT分析连续时间信号的频谱时，涉及频谱混叠、频率泄漏及栅栏现象。频率混叠与连续信号的时域抽样间隔有关，频率泄漏与信号的时域加窗截短的长度及窗型有关，栅栏现象与DFT的点数有关。在大多数情况下，一般已知待分析连续信号的最高频率，以及希望的DFT的频率分辨率。 频谱分析仪是功能强大并广泛应用于射频信号检测的一种仪器。现代外差式频谱分析仪由射频前端、第１级混频、多级中频处理、视频处理、检波和踪迹输出5部分组成，如图1所示。
基于LabVIEW的正弦信号频率与相位测量
基于LabVIEW 的正弦信号频率与相位测量 1. 前言 信号频率与相位的测量具有重要的实际意义。本文调研了频率与相位的多种测量算法，并借助LabVIEW 编程实现。在此基础上，对各种算法进行了比较研究，且提出了行之有效的改进措施。 2. 采样定理与误差分析 2.1 采样定理 时域信号()f t 的频谱若只占据有限频率区间m m ωω（-,），则信号可以用等间隔的采样值唯一表示，而最低采样频率为m 2f 。采样定理表明：信号最大变化速度决定了信号所包含的最高频率分量，要使采样信号能够不失真地反映原信号，必须满足在最高频率分量的一个周期内至少采样两个点。 2.2 误差分析 对连续周期信号()a x t 进行采样得离散序列()d x n ，如果满足采样定理，则离散序列 ()d x n 的傅里叶级数()dg X k 是连续信号()a x t 的傅里叶级数1()ag X k ω的周期延拓，否则会 出现两种形式的误差。 2.2.1 泄漏误差 在连续信号()a x t 一个周期1T 内采样1N 个点，如果正好满足11s N T T =（s T 为采样间隔），则是完整周期采样，采样结果()d x n 仍为周期序列，周期为1N 。基于()d x n 一个周期1N 个点计算离散傅里叶级数()dg X k ，由()dg X k 可以准确得到连续信号()a x t 的傅里叶级数 1()ag X k ω。如果在连续信号()a x t 的M 个周期时间内采样整数1N 个点，即11s N T MT =， 也是完整周期采样。在此情况下，采样结果()d x n 仍为周期序列，周期为1N ，但()d x n 的一个周期对应于()a x t 的M 个周期，由离散序列()d x n 仍然可以准确得到连续信号()a x t 的
基于S变换的信号瞬时频率特征提取
基于S 变换的信号瞬时频率特征提取 摘要： S 变换是一种优越的时频分析方法，能够清晰表达信号瞬时频率的变化特征。与传统时频分析方法相对比，S 变换的抗噪性较强，无交叉项干扰。本文提出了采用S 变换来提取调制信号的瞬时频率。仿真实验结果表明，S 变换时频谱能够清晰表示出不同信号的瞬时频率特征。 关键词：时频分析；S 变换；时频图；调制信号；瞬时频率 1 引言 信号的瞬时频率特征可以反映信号在不同时刻的频率变化规律。与传统的时频分析方法相比较，S 变换的时频分析方法具有频率分辨率高、抗噪性强、无交叉项干扰等优点，这使得S 变换能够准确提取信号的瞬时频率。 2S 变换的基本原理 2.1S 变换的提出 S 变换由短时傅里叶变换发展而来，借鉴了短时傅里叶变换加窗的思想。将短时傅里叶变换中的高斯窗函数进行相关伸缩和平移，从而使信号的频率分辨率具备随频率的适应性。这个特点使得S 变换在信号的时频分析中具有明显的优势。 S 变换[1]是由地球物理学家Stockwell 于1996年首次提出的。它可由短时傅里叶变换推导而来，对于连续信号()h t 的短时傅里叶变换为： 2(,)()()j ft STFT f x t w t e dt π+∞ --∞τ=-τ?(1) 其中， 22()t t -δω= (2) 若窗函数为归一化的高斯函数，且对窗函数进行依赖频率的伸缩和平移，那么 22()2(,)t f t f τ τ--ω-= (3) 这样就得到了连续信号()h t 的S 变换定义式： 22()22(,)(f t i ft ST f h t e dt πτ-+∞---∞τ=? (4) 其中，τ为时移因子。 利用S 变换与傅里叶变换之间的紧密联系，可实现信号从S 变换中的无损恢复。S 变换的逆变换形式如式(5)所示： {} 2()(,)j ft h t S f d e df πττ+∞ +∞-∞-∞=?? (5) S 变换还可以看成是信号的小波变换与相位因子的乘积。它采用平移、伸缩的局部高斯窗函数作为母小波，具有频率分辨率高、抗噪性强的优点，且不需满足小波变换的容许性条件。因此，S 变换并不是严格意义上的小波变换，但可以看成是小波变换的一种扩展。 2.2S 变换的瞬时频率表达 由于S 变换为复数，包含实部和虚部，所以S 变换可以表示为： (,)(,)(,)j f S f A f e τττΦ= (6) 其中(,)A f τ为振幅谱，(,)f τΦ为相位谱： (,)f τA =[][]Im (,)(,)arctan Re (,)S f f S f τττ????Φ=?????? (8)
MSP430F5529测周法测量信号频率
MSP430F5529测量频率 -----测周法信号变换电路 过零比较器，lm393输出上拉电阻，两电阻分压 程序 #include
// Wait till SVM is settled while ((PMMIFG & SVSMLDL YIFG) == 0); // Clear already set flags PMMIFG &= ~(SVMLVLRIFG + SVMLIFG); // Set VCore to new level PMMCTL0_L = PMMCOREV0 * level; // Wait till new level reached if ((PMMIFG & SVMLIFG)) while ((PMMIFG & SVMLVLRIFG) == 0); // Set SVS/SVM low side to new level SVSMLCTL = SVSLE + SVSLRVL0 * level + SVMLE + SVSMLRRL0 * level; // Lock PMM registers for write access PMMCTL0_H = 0x00; } void init_clock() { SetVcoreUp (0x01); SetVcoreUp (0x02); SetVcoreUp (0x03); UCSCTL3 = SELREF_2; // Set DCO FLL reference = REFO UCSCTL4 |= SELA_2; // Set ACLK = REFO __bis_SR_register(SCG0); // Disable the FLL control loop UCSCTL0 = 0x0000; // Set lowest possible DCOx, MODx UCSCTL1 = DCORSEL_7; // Select DCO range 50MHz operation UCSCTL2 = FLLD_0 + 609; // Set DCO Multiplier for 25MHz // (N + 1) * FLLRef = Fdco // (762 + 1) * 32768 = 25MHz // Set FLL Div = fDCOCLK/2 __bic_SR_register(SCG0); // Enable the FLL control loop __delay_cycles(782000); do { UCSCTL7 &= ~(XT2OFFG + XT1LFOFFG + DCOFFG); // Clear XT2,XT1,DCO fault flags SFRIFG1 &= ~OFIFG; // Clear fault flags }while (SFRIFG1&OFIFG); // Test oscillator fault flag } void send_char(char sc) { UCA0TXBUF=sc; while(!(UCA0IFG&UCTXIFG));
电子测量复习题解答
一、填空题 1、在选择仪器进行测量时，应尽可能小的减小示值误差，一般应使示值指示在仪表满刻度值的___2/3__ 以上区域。 2、随机误差的大小，可以用测量值的____标准偏差____ 来衡量，其值越小，测量值越集中，测量的____精密度____ 越高。 3、设信号源预调输出频率为1MHz ，在15 分钟内测得频率最大值为1.005MHz ，最小值为998KHz ，则该信号源的短期频率稳定度为___0.7%___ 。 4、信号发生器的核心部分是振荡器。 5、函数信号发生器中正弦波形成电路用于将三角波变换成正弦波。 6、取样示波器采用非实时取样技术扩展带宽，但它只能观测重复信号。 7、当观测两个频率较低的信号时，为避免闪烁可采用双踪显示的____断续____方式。 8、BT-3 型频率特性测试仪中，频率标记是用一定形式的标记来对图形的频率轴进行定量，常用的频标有___针形频标_____ 和____菱形频标_____ 。 9、逻辑分析仪按其工作特点可分逻辑状态分析仪和逻辑定时分析仪。 10、指针偏转式电压表和数码显示式电压表测量电压的方法分别属于____模拟__ 测量和___数字___ 测量。
1、测量误差是测量结果与被测值的差异。通常可以分为 绝对误差 和 相对误差 。 2、在测量数据为正态分布时，如果测量次数足够多，习惯上取 3σ 作为判别异常数据的界限，这称为莱特准则。 3、交流电压的波峰因数P K 定义为 峰值与有效值之比 ，波形因 数F K 定义为 有效值与平均值之比 。 4、正弦信号源的频率特性指标主要包括 频率范围 、频率准确度 和 频率稳定度 。 5、频谱分析仪按信号处理方式不同可分为 模拟式 、 数字式 和模拟数字混合式。 6、逻辑笔用于测试 单路信号 ，逻辑夹则用于 多路信号 。 7、当示波器两个偏转板上都加 正弦信号 时，显示的图形叫李沙育图形，这种图形在 相位 和频率测量中常会用到。 8、在示波器上要获得同步图形，待测信号周期y T 与扫描信号周期x T 之比要符合 y x nT T 。 1、按照误差的基本性质和特点，可把误差分为 系统误差 、 随机误差、 和 粗大误差 。 2、按检波器在放大器之前或之后，电子电压表有两种组成形式，即 放大-检波式 和 检波-放大式 。 3、在双踪示波器的面板上，当“微调”增益控制旋钮顺时针方向转
基于EMD的信号瞬时频率估计_刘小丹
第32卷第1期2009年3月 辽宁师范大学学报(自然科学版)Journal of Liaoning Normal University (Natural Science Edition ) Vol.32 No.1Mar. 2009 文章编号:100021735(2009)0120051207 基于EMD 的信号瞬时频率估计 刘小丹, 孙晓奇, 沈 滨 (辽宁师范大学计算机与信息技术学院,辽宁大连 116029) 收稿日期:2008209224基金项目:辽宁省教育厅科学技术研究项目(20060466) 作者简介:刘小丹(19572),男,吉林蛟河人,辽宁师范大学教授,硕士.E 2mail :xdliu @https://www.wendangku.net/doc/9a12750449.html, 摘 要:分析了信号瞬时频率的定义及其两种主要的获得信号相位的方法:解析信号法和正交模型法.提出了一种基 于经验模式分解的新的瞬时频率估计方法———正交包络法.该方法计算简单,克服了正交模型法无法由一个时间函数 确定两个时间函数的困难.与Hilbert 变换方法相比,正交包络法使边界问题得到了明显改善.实验证明这是一种有效 的瞬时频率估计方法. 关键词:瞬时频率;正交包络法;EMD ;Hilbert 变换 中图分类号:TP202.4 文献标识码:A 根据Fo urier 分析理论,任何一个平稳信号都可以表示为多个谐波的加权和,对于谐波的某一特定频率,其幅值和相位是常数.而对于非平稳信号,由于其谱特性是随时间变化的,因此不能简单地用Fourier 变换作为非平稳信号的分析工具[1],平稳信号的频率概念也就无法准确解释非平稳信号的时变特性,于是就需要引入一个随时间变化的频率的概念,即瞬时频率. 瞬时频率的一个重要特性是作为时间的函数,用它可以确定信号谱峰的位置.基于这一特性,瞬时频率的概念有着极其重要的应用,因此瞬时频率的估计也就成为许多实际的信号处理应用中一项很有意义的工作.一些信息探测系统只要系统与目标之间有相对运动,多普勒效应就会使频率改变,传播媒质的扰动也会使频率变化,雷达、声呐、移动通信、医疗设备和天文观测都存在这一问题.以雷达信号处理为例,其主要目的是对目标实行检测、跟踪和成像,而像军用飞机一类的目标为了逃避被跟踪,其径向速度是随时间改变的,这使得雷达的多普勒频率具有非平稳的谱.因此,跟踪这类目标需要用到瞬时频率估计技术.瞬时频率估计技术也应用于生物医学.例如,血流的多普勒变化直接关系到心脑血管疾病的诊断.同时,在地震信号处理中,可以利用瞬时频率来确定不同的地质构造.在语音处理等其他诸多领域都有瞬时频率估计技术的应用,详见文献[223]. 从物理学的角度,信号可以分为单分量信号和多分量信号.单分量信号在任意时刻都只有一个频率,该频率称为信号的瞬时频率,而多分量信号则在某些时刻具有多个不同的瞬时频率. 瞬时频率的定义最早是由Carson 和Fry 在研究调频信号时分别提出的,在Gabor 提出了解析信号的概念之后,Ville 将二者结合起来,提出了现在普遍接受的实信号的瞬时频率的定义[4],即:实信号的瞬时频率就是该信号所对应的解析信号的相位关于时间的导数.上述定义只对单分量信号有意义.下面分析一下将瞬时频率定义为复信号相位关于时间的导数的原因. 设一复信号c (t )=A (t )e j φ(t ),A (t )、 φ(t )分别称为信号c (t )的幅度和相位.c (t )的频谱为C (ω)=12 π∫+∞-∞c (t )e -j ωt d t c (t )的总能量E =∫+∞-∞|c (t )|2d t =∫+∞-∞ |C (ω)|2d ω 于是,归一化的函数|c (t )|2/E 和|C (ω )|2/E 可分别作为信号c (t )在时域和频域的能量密度函数,从而得到信号频谱C (ω )的平均频率: 〈ω〉=1E ∫+∞-∞ω|C (ω)|2d ω=1E ∫+∞-∞ ωC (ω)C 3(ω)d ω (3表示共轭运算)
基于单片机正弦波有效值的测量
基于单片机正弦波有效值的测量 一．简介 本作品以单片机STC12C5A60S2为主控芯片并以此为基础，通过二极管1N5819实现半波整流，使用单片机内部自带10位AD对整流后的输入信号进行采样，从而实现对峰值的检测；同时通过运放LM837对输入信号进行放大，之后通过施密特触发器，将原始信号整形成可被单片机识别的标准脉冲波形，之后配合内部计数器（定时器）达到测量其频率的目的；这样，整流和AD采样实现对输入信号峰值的检测；通过放大、整形实现对输入信号频率的检测。 二．基本功能与技术指标要求 （1）输入交流电压：1mV～50V,分五档： ①1mV~20mV，②20mV~200mV,③200mV~2V,④2V~20V,⑤20v~50V。 （2）正弦频率；1Hz~100kHz； （3）检测误差：≤2%； （4）具有检测启动按钮和停止按钮，按下启动按钮开始检测，按下停止按钮停止检测； （5）显示方式：数字显示当前检测的有效是，在停止检测状态下，显示最后一次检测到的有效值； （6）显示：LCD，显示分辨率：每档满量程的0.1%； 三．理论分析 本文要求输入交流信号，通过电路测量其峰值，频率，有效值以
及平均值，因为输入的交流信号为模拟信号，而一般处理数据使用的主控芯片单片机处理的是数字信号，所以我们选择使用数模转换器AD（Analog to Digital Converter）将输入的模拟信号转换为数字信号，并进行采样；由于要求输入交流信号电压峰峰值Vpp为 50mV~10V，所以如果我们采用AD为8位，则最小采样精度为 ，因此会产生78.4%的误差，并且题目要求输入交流信号的频率范围为40Hz～50kHz，所以为了保证对高频率信号的单周期内采样个数，我们需要选择尽量高速度的AD； 因此我们选用使用单片机STC12C5A60S2，其内部自带AD为8路10位最高速度可达到250KHz，所以我们可以将最小采样精度缩小到 ，并且在输入交流信号频率最大时（50KHz）在单个周期内可采集5个点，因此可保证测量精度。 由于该AD只能接受0~5V的模拟信号输入，所以当我们直接输入一个双极性信号时可能损坏AD，因此当信号进入AD之前我们要进行半波整流，为此我们设计了整流电路，在交流信号通过整流电路输入AD 后，由AD实时输出对应模拟信号大小的二进制数，并存入变量MAX 中，随着信号的不断输入MAX中只保存AD输出过的最大值，这样既 可测出输入信号的峰值；由交流信号有效值表达式 可知检波器应当首先把输入的瞬时电压平方, 然后在一定平均时间内取平均值再开方。即可得到交流信号的有效值，然后通过比较峰值
基于分段波形的信号瞬时频率计算方法
龙源期刊网 https://www.wendangku.net/doc/9a12750449.html, 基于分段波形的信号瞬时频率计算方法 作者：张亢,程军圣,杨宇,邹宪军 来源：《湖南大学学报·自然科学版》2011年第11期 摘要：针对局部均值分解（Local Mean Decomposition，LMD）中乘积函数（Product Function，PF）分量的瞬时频率计算问题，引入了一种新的信号瞬时频率计算方法.该方法基于分段波形，先将信号分成若干个全波段（full wave），然后以一组递增的反正弦函数定义每个全波段的瞬时相位，进而得到信号的瞬时频率.由该方法得到的瞬时频率理论上是正的、稳定的并且能够确保信号局部特征信息的完整.应用该方法计算了仿真信号和实际齿轮故障振动信号的瞬时频率，并与其他方法求得的瞬时频率进行了对比.结果表明，本文方法非常适合求取信号的瞬时频率. 关键词：故障检测；局部均值分解；乘积函数；纯调频信号；瞬时频率；分段波形 中图分类号：TN911.7 文献标识码：A A Piece-wise Based Signal Instantaneous Frequency Computing Method ZHANG Kang, CHENG Jun-sheng, YANG Yu, ZOU Xian-jun (State key Laboratory of Advanced Design and Manufacture for Vehicle Body, Hunan Univ, Changsha，Hunan 410082,China) Abstract:To address the computing instantaneous frequency of the product function (PF) in local mean decomposition (LMD), a new instantaneous frequency of a signal computing method was introduced. This method is piece-wise wave based. Firstly, a signal was separated to a number of full waves. Then, the instantaneous phase of each full wave was defined by a set of monotonic increasing arcsine functions. Therefore, the instantaneous frequency of a signal was obtained. Theoretically, the instantanoues frequency obtained in this method was positive, stable and could guarantee the characteristic information of signal integrity. This method was applied to compute the instantaneous frequency of simulated signals and actual gear fault vibration signals, and the results were compared with those obtained in other methods. It has been shown that this method is quite suitable for extracting the instantaneous frequency of a signal. Key words: fault detection;local mean decomposition; product function; pure frequency modulated signal; instantaneous frequency; piece-wise wave
电子测量实验4 信号频率与相位分析 实验报告
实验四 信号频率与相位分析 一、实验目的 1 理解李沙育图形显示的原理； 2 掌握用李沙育图形测量信号频率的方法； 3 掌握用李沙育图形测量信号相位差的方法； 4 用示波器研究放大电路的相频特性。 二、实验原理和内容 1 李沙育图形 扫描速度旋钮置”X-Y ”位置时，Y1通道变成x 通道，在示波器的y 通道(Y2)和x 通道(Y1，与Y2通道对称) 分别加上频率为f y 和f x 的正弦信号，则在荧光屏上显示的图形称为李沙育(或李萨如)图形。李沙育图形的形状主要取决于f y 、f x 的频率比和相位差。 例如，当f y /f x =1，且相位差为0时， 屏幕上显示一条对角线；当f y /f x =2，且相位差为0时，屏幕上显示“∞”；当f y /f x =1，但相位差不为0时，屏幕上显示一个椭圆。图4-1所示为f y /f x =2且相位差为0时的李沙育图形。 2 李沙育图形法测量未知信号的频率 扫描速度旋钮置”X-Y ”位置，被 测信号加到Y2通道，用信号发生器输出一个正弦信号加到X 通道（Y1），Y1、Y2的偏转灵敏度置相同位置，由小到大逐渐增加信号发生器输出信号频率，当屏幕上显示一个稳定的椭圆时，信号发生器指示的频率即为被测未知信号的频率。 3 李沙育图形法测量信号相位差 设u x = U xm sin (ωt+θ)，u y = U ym sin ωt ，分别加到x 通道（Y1通道）和Y2通道，扫描速度旋钮置”X-Y ”位置，荧光屏上显示的李沙育(或李萨如)图形如图5-2所示。则 m x x 01sin -=θ （4-1） 4 放大电路的相频特性研究 放大电路的相频特性是指输出信号与输入信号的相位差与信号频率的关系。采用李沙育图形法可以测量相位 差。保持输入信号幅度不变，改变输入信号频率，逐点测量各频率对应的相位差，采用描点法作出相频特性曲线。 三、实验器材 1、信号发生器 1台 2、示波器 1台 3、实验箱 1台 图4-1 f y /f x =2且相位差为0时的李沙育图形 U x t t U y 图4-2李沙育图形法测相位差 x 0 x m
用示波器测量信号的电压及频率
用示波器测量信号的电压及频率 长江大学马天宝应物1203班 1、示波器和使用 -【实验目的】 1．了解示波器的大致结构和工作原理。 2．学习低频信号发生器和双踪示波器的使用方法。 3．使用示波器观察电信号的波形，测量电信号的电压和频率。 【实验原理】 一、示波器原理 1．示波器的基本结构 示波器的种类很多，但其基本原理和基本结构大致相同，主要由示波管、电子放大系统、扫描触发系统、电源等几部分组成，如图4.9-1所示。 （1）示波管 示波管又称阴极射线管，简称CRT，其基本结构如图4.9-2所示，主要包括电子枪、偏转系统和荧光屏三个部分。 电子枪：由灯丝、阳极、控制栅极、第一阳极、第二阳极五部分组成。灯丝通电后，加热阴极。阴极是一个表面涂有氧化物的金属圆筒，被加热后发射电子。控制栅极是一个顶端有小孔的圆筒，套在阴极外面，它的电位相对阴极为负，只有初速达到一定的电子才能穿过栅极顶端的小孔。因此，改变栅极的电位，可以控制通过栅极的电子数，从而控制到达荧光屏的电子数目，改变屏上光斑的亮度。示波器面板上的“亮度”旋钮就是起这一作用的。阳极电位比阴极高得多，对通过栅极的电子进行加速。被加速的电子在运动过程中会向四周发散，如果不对其进行聚焦，在荧光屏上看到的将是模糊一片。聚焦任务是由阴极、栅极、阳极共同形成的一种特殊分布的静电场来完成的。这一静电场是由这些电极的几何形状、相对位置及电位决定的。示波器面板上的“聚焦”旋钮就是改变第一阳极电位用的，而“辅助聚焦”就是调节第二阳极电位用的。 偏转系统：它由两对互相垂直的平行偏转板——水平偏转板和竖直偏转板组成。只有在偏转板上加上一定的电压，才会使电子束的运动方向发生偏转，从而使荧光屏上光斑的位置发生改变。通常，在水平偏转板上加扫描信号，竖直偏转板上加被测信号。． 荧光屏：示波管前端的玻璃屏上涂有荧光粉，电子打上去它就会发光，形成光斑。荧光材料不同，发光的颜色不同，发光的延续时间（余辉时间）也不同。玻璃屏上带有刻度，供测量时使用。 （2）电子放大系统 为了使电子束获得明显的偏移，必须在偏转板上加上足够的电压。被测信号一般比较弱，必须进行放大。竖直（Y轴）放大器和水平（X轴）放大器就是起这一作用的。 （3）扫描与触发系统 扫描发生器的作用是产生一个与时间成正比的电压作为扫描信号。触发电路的作
MATLAB程序分析小波变换和FFT变换后信号的频率成分
clear all clc close all fs=1000; T=20; t=0:1/fs:T-1/fs; f0=50; f1=200; % 线性调频信号 s=chirp(t,0,5,300); figure plot((0:length(s)-1)/length(s)*fs,abs(fft(s))); xlim([0 fs/2]) xlabel('f/Hz'); ylabel('幅度') % 单频信号 % s=sin(2*pi*f0*t)+2*sin(2*pi*f1*t); % s=sin(2*pi*f0*t); y=s+0.5*randn(1,length(t)); % 加高斯白噪声
% 加泊松分布的噪声 % lambda = 0.5; % r = poissrnd(lambda,1, length(t)); % y=s+r; % 不同小波核函数及尺度的小波变换，可以选择操作 % c = cwt(s,1:32,'cgau4'); % c = cwt(s,[64 32 16:-2:2],'morl'); c = cwt(s,[3 18 12.9 7 1.5],'db2'); % c = cwt(s,1:32,'sym2'); % c = cwt(s,1:64,'sym4','abslvl',[100 400]); Nfft=fs/4; NN=(T*fs/Nfft); for kk=1:5 for ii=1:NN mu(:,ii)=abs(fft(s((1+(ii-1)*Nfft):(Nfft+(ii-1)*Nfft)))); aa(:,ii)=abs(fft(y((1+(ii-1)*Nfft):(Nfft+(ii-1)*Nfft)))); bb(:,ii)=abs(fft(c(kk,(1+(ii-1)*Nfft):(Nfft+(ii-1)*Nfft)))); end figure
多线性调频信号瞬时频率估计迭代算法
密级：无 多线性调频信号瞬时频率估计迭代算法 二炮工程大学士官学院 作者 于鹏鹏 黄向阳 艾名舜 摘要：针对多线性调频信号的瞬时频率估计问题提出一种快速算法，该算法以特征子空间跟踪算法为基础，结合矩阵线性变换和多项式方程求根得到参数估计。该算法的优点是计算量小，其计算量仅与短时傅里叶变换相当；频率分辨力较高；多信号情况下不存在交叉项问题；当多信号的功率差异达到14dB 时仍能有效估计瞬时频率。由于采用了矩阵求逆的步骤，该算法在低信噪比环境下性能较差。仿真实验显示在信噪比不低于6dB 时本文算法具有明显的优越性。 关键词：线性调频 瞬时频率 时频分析 一、引言 线性调频 (Linear Frequency Modulation, LFM) 信号在雷达、声纳、通信等领域有着广泛的应用，由于瞬时频率随时间变化，LFM 信号具有非平稳特性，因此通常采用时频分析的方法对其进行分析及参数估计。短时傅里叶变换是一种简单的时频分析方法，但是时频聚集性较差；Wigner-Ville 分布 [1] （WVD ）的时频聚集性较好，但由于采用了二次型变换，在多LFM 信号情况下不可避免地存在 交叉项，为信号参数估计造成了一定的困难；在Cohen 类时频分布[2]的框架下各种核函数被设计出来用于抑制交叉项，自适应核函数[3-4]的提出进一步提高了交叉项的抑制能力，然而性能较优的时频分析方法计算量也较大，因此在一定程度上较低了此类算法的实用性。 上述方法都是描述信号功率在时频平面上的分布，即信号的功率谱，其频率分辨率受限于信号时窗长度的倒数，这个限制被称为“瑞利限”。超分辨算法利用信号特征子空间的正交性得到信号在频域上的“伪谱”，使有限长信号的频率分辨率能够突破“瑞利限”，从而获得更优的参数估计，但由于传统的超分辨频率估计算法的计算量较大，该类算法很少被用于估计非平稳信号参数。 本文提出一种基于子空间跟踪的信号瞬时频率估计算法，该算法利用数据投影实现信号特征子空间的跟踪，对特征子空间矩阵进行线性变换后得到多项式系数，进而利用多项式方程求根的方法获得信号瞬时频率的估计。本文算法得到的是信号在时频平面上的 “伪谱”，不仅具有较好的时频聚集性，而且在多LFM 信号情况下不存在交叉项的问题，更重要的是，本文算法的计算量仅与短时傅里叶变换相当，因此是一种快速算法。 二、信号模型 考虑一维时间序列S (t )由M 个调频信号线性叠加而成 1 ()()(),1,2,...,M m m m t A t t t T ==+=∑S s n (1) 这里21()exp(2())2m m m t j f t k t π=-+s ，m =1,2,…,M ， A m 、f m 和m k 分别表示第m 个信号的幅度、起 始频率和调频斜率。T 表示有限长采样点数，设采样频率为f s ，测向无模糊范围不大于1 2s f 。n (t )表 示通道噪声，这里假设为零均值高斯白噪声，设等间隔采样，将N 个连续的采样点构成的向量称为一个快拍，N > M ，忽略噪声，t 0时刻的快拍向量0()t y 可以表示为 []0 000 022(1)1111122()(),(1),...,(1)(),(),...,()[(),(),...,()]m m t t M M M j f t j f N t m m m m m m m m m t t M M t t t t t t N A t A t e A t e A t A t A t ππ=-?--?======--+??=??????=?∑∑∑y S S S s s s s s s F (2) 其中，F 是包含当前瞬时频率的矩阵，表达式为
正弦信号参数测量报告
正弦波参数分析仪 设计报告
摘要 本作品以MSP430单片机为控制核心，由波形变换电路、峰值检测电路、显示电路、单片机自带AD转换电路组成。将信号变为方波后可直接由单片机测出其的频率，其峰值由峰值检测电路转换为直流信号并被单片机测量。 关键字：正弦信号;频率;峰值;MSP430单片机; Abstract This design take MSP430 MCU as control core, Provided by the waveform conversion circuit, the Peak detection circuit,the display circuit, AD conversion circuit in MCU. The frequency of Signal can be directly measured by the microcontroller when it is transformed as square wave , its peak by the peak detector circuit is converted into a DC signal and SCM measurements. Keyword:sinusoidal signal;frequency;Peak;MSP430 microcontroller; 一、系统方案论证与比较 1、频率测量方案选择 方案一：采用计数器芯片74LS161和8253。该计数器芯片可以精确地对矩形波信号进行计数并直接与单片机交换数据，但其测量频率很有限，外围电路复杂，价格较贵。 方案二：利用MSP430单片机内部含有两个定时/中断计数器，且每个定时/计数器均含有16位，可以通过定时器实现测频与测周,能够很好的满足测量频率为高频或是低频时的测量要求。 最终选择方案二，同时为了提高频率计的量程，分别对高频和低频信号采用测频和测周的测量方法。且由此设计的频率计具有精度高、测量时间短，耗能少，使用方便等优点。 2、峰值测量方案选择 方案一：以运放、二极管以及电容器组成精密峰值保持电路，并通过ADC 对保持电路幅度进行测量，同时电路中引入反馈电路，实现方便对输出进行调试。 方案二：模拟直接运算变换法。根据有效值数学定义用集成组件乘法器、开方器等一次对被测信号进行平方、平均值和开方等计算，直接得出输入信号的有效值。在这种电路设计中，当输入信号幅度变小时，平方器输出电压的平均值下降很快，输出很小，往往与失调和漂移电压混淆，因此该电路的动态范围很窄，且精度不高。 最终采用方案一，其电路实现简单，价格低廉，调试方便，加入反馈电路能对输入信号进行更加准确的测量。