永磁同步电机最优直接转矩控制
第31卷第27期中国电机工程学报V ol.31 No.27 Sep.25, 2011
2011年9月25日Proceedings of the CSEE ?2011 Chin.Soc.for Elec.Eng. 109 文章编号：0258-8013 (2011) 27-0109-07 中图分类号：TM 761 文献标志码：A 学科分类号：470·40
永磁同步电机最优直接转矩控制
杨建飞，胡育文
(南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室，江苏省南京市 210016) Optimal Direct Torque Control of Permanent Magnet Synchronous Motor
YANG Jianfei, HU Yuwen
(Aero-power Sci-tech Center, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 210016, Jiangsu Province, China)
ABSTRACT: The amplitude of stator flux and torque angle in permanent magnet synchronous motor (PMSM) are controllable, the implementation method of direct torque control in PMSM is not unique. A new torque control method was presented according to the characteristic that the amplitude of stator flux linkage and torque angle are all controllable. The amplitude of the stator flux linkage and the torque angle were controlled synthetically. The optimal voltage vector was selected according to the torque requirement directly and the stator flux linkage control loop in traditional control method was eliminated in the proposed torque control method. The validity of the theory analysis and the feasibility of the toque control method are verified by the experiment results.
KEY WORDS: permanent magnet synchronous motor (PMSM); direct torque control (DTC); stator flux; torque angle
摘要：永磁同步电机转矩中定子磁链幅值和转矩角均为可控
变量，直接转矩控制的实现方法不唯一。根据永磁同步电机
定子磁链和转矩角均可控的特点提出了一种最优直接转矩
控制方法。该方法不要求保持定子磁链幅值恒定，直接以转
矩为最终控制目标选择最优电压矢量实现对电机转矩的直
接控制，省去了传统直接转矩控制方法中的磁链环。实验结
果验证了理论分析的正确性和转矩控制方法的可行性。
关键词：永磁同步电机；直接转矩控制；定子磁链；转矩角
0 引言
传统永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor，PMSM)直接转矩控制(direct torque control，DTC)通过保持定子磁链幅值恒定，迅速改变转矩角，实现对电机转矩的有效控制，该
基金项目：国家自然科学基金项目(50877035)。
Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50877035)．控制方案于1997年被提出后得到了成功应用[1]，引起了国内外学者的广泛关注，成为永磁同步电机高性能控制领域的热点研究问题[2-13]。迄今为止关于永磁同步电机直接转矩控制方面的研究，都是在保持定子磁链恒定，通过改变转矩角实现对转矩的控制这一思路下展开的。永磁同步电机的转矩取决于定子磁链、转子磁链以及二者之间的转矩角，其中定子磁链和转矩角均为可控变量，因此，实现永磁同步电机高性能转矩控制的方法并不唯一，除了传统的转矩控制方法之外，还可以有其他的实现方案。
本文从对转矩控制思想的优化出发，分析了永磁同步电机转矩变化规律，提出了一种新的转矩控制方法，该方法从转矩控制的核心思想和电压矢量的选取原则2个角度对传统DTC方法进行优化和改进，电机运行中不要求保持定子磁链幅值恒定，省去了传统直接转矩控制中的磁链控制环，为便于后续分析和介绍，将本文所提出的转矩控制方法称为最优直接转矩控制。
1 永磁同步电机最优直接转矩控制原理
1.1 转矩控制原理分析
对电机转矩的控制最终落实到对电压矢量的选择上，对于定子绕组为三角形连接的永磁同步电机，6个运动电压矢量分布如图1所示。图中，αβ为两相静止坐标系；dq为转子同步旋转坐标系；xy 为定子磁链同步旋转坐标系；
s
ψ为定子磁链，其相
对于α轴角度为
se
θ；
f
ψ为转子永磁体磁链，其相
对于α轴角度为
re
θ；定转子磁链之间的夹角为δ。
对于隐极式永磁同步电机，其转矩[1]为
e s
f s f s s
3sin/(2)3/(2)
q
T p L p L
ψψδψψ
== (1)
110 中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷
式中：s L 为电机直交轴电感；s q ψ为定子磁链交轴分量。
U
5
图1 电压矢量和定转子磁链位置
Fig. 1 Voltage vector, stator and rotor flux linkage
电机转矩的微分可表示如下：
s e f s d d 3d 2d q T p
t L t
ψψ= (2) 由式(2)可知，对电机转矩的有效控制也就是对定子磁链交轴分量的有效控制，而对定子磁链的控制最终落实到对电压矢量的选择上，电压矢量和定子磁链矢量之间的关系[1]为
s
s s s d d R t
?=
u i ψ (3) 式中：s u 为电压矢量；s R 为定子电阻；s i 为定子电流矢量。
由式(3)
中，T s 为控制周期，U x s()n ψ；转子磁链分别为f (1)n ?ψ和f ()n ψ为(1)n δ?和()n δ。
图2 定转子磁链和转矩角变化 Fig. 2 Variation of stator, rotor flux linkage and power angle
刻，则在零时刻的dq 坐标系中，d 轴和f (1)n ?ψ重合，
q 轴超前于d 轴90°，从s(1)n ?ψ和s()n ψ的矢尖向d 轴
作垂线，分别交d 轴于D 和F 点，从s(1)n ?ψ矢尖向
AF 作垂线交于E 点。从图2所示的dq 坐标系中可知，电压矢量交轴分量u s q 在控制周期内的积分和定子磁链交轴分量的变化量之间满足：
s s s ()s (1)q q n q n u T AE AF EF ψψ?==?=? (4)
根据式(4)可知，
当需要快速增加或减少电机转矩时，应选择使定子磁链交轴分量变化最快的空间电压矢量。结合图1可知，随着转子磁链角度的变化，各个运动电压矢量的交轴分量随着转子磁链角度的变化而变化。设电压矢量幅值为1 V ，逆时针超前于转子永磁体磁链的方向为转矩增加的方向，规定为正方向，则各个运动电压矢量交轴分量随转子角度的变化为
1re 2
re 3re 4
re 5re 6re :sin(30)
:sin(90)
:sin(150)
:sin(210):sin(270):sin(330)
U U U U U U θθθθθθ°???°???°???
°???°??°??? (5) 将式(5)中各个电压矢量交轴分量随转子角度变化情况示于图3中。
图3 电压矢量交轴分量随转子磁链角度变化情况
Fig. 3 D-axis component of voltage vector vs. rotor position
由图3可知，在θre ∈[0, 2π]，转子角度被平均分成6个扇区，每个扇区内电压矢量交轴分量都存在
最大值和最小值。以θre ∈[6π,36
π
]扇区为例，如 果需要使电机转矩变化为正向最大，则应选择最优电压矢量U 3，以快速增加定子磁链交轴分量；同理，如果需要使电机转矩变化为负向最大，则应选择最
第27期 杨建飞等：永磁同步电机最优直接转矩控制 111
表1 最优电压矢量选择表
Tab. 1 Optimal voltage vector select table
θre ∈
τ 11[0,)(,2]66
πππU [,)62ππ 5[,)26ππ 57[
,66ππ 73[
,)62ππ 311[
,)26ππ 1 U 2 U 3 U 4 U 5 U 6 U 1 0 U 0(U 7) U 0(U 7) U 0(U 7) U 0(U 7) U 0(U 7) U 0(U 7) ?1
U 5
U 6
U 1
U 2
U 3
U 4
优电压矢量U 6，以快速减少定子磁链交轴分量；当电机转矩在转矩调节器零电压矢量作用范围内，则选择零电压矢量。据此，可以得到表1所示的最优电压矢量选择表，其中τ为转矩调节器输出标志，
τ =1表示需要增加转矩，τ =0表示需要保持转矩， τ =?1表示需要减小转矩，U 0和U 7为零电压矢量，
其根据功率管开关次数最少原则确定。
根据转矩调节器输出结果，并结合转子磁链角度，由表1选择最优电压矢量作用于电机，实现对电机转矩的最优控制。 1.2 定子磁链幅值的限幅方法
从图1可以看到，运动电压矢量不仅包括交轴分量，也包括直轴分量，因此当运动电压矢量作用于电机后，不仅引起定子磁链交轴分量的变化，同时还引起了定子磁链直轴分量的变化，如果不对其进行限制，则很容易超出电机额定定子磁链幅值。如果定子磁链幅值过大，导致定子绕组磁链饱和，最终发生过流，将使电机无法稳定运行，因此在永磁同步电机转矩控制过程中，必须检测定子磁链幅值，一旦检测到定子磁链幅值超过了额定值，则必须对定子磁链幅值进行限幅。
永磁同步电机在xy 定子同步旋转坐标系下定子电压和定子磁链幅值有如下关系[1]：
s s s s s s s r s s s s s d d d ()d x x y y
y U R i t
U R i R i t ψδωψωψ?
=+???
?=++=+??
(6) 式中：s x i 、s y i 分别为定子电流在定子同步旋转坐标系下的x 轴分量和y 轴分量；s x U 、s y U 分别为定子 电压在定子磁链同步旋转坐标系下的x 轴分量和y 轴分量；s ω为定子磁链旋转角速度。
由式(6)可知，在忽略定子电阻压降的情况下，定子电压x 轴方向的分量直接决定了定子磁链幅值的变化，因此，为达到有效限制定子磁链幅值的目的，应选择沿着定子磁链法线方向电压分量最优的电压矢量作用于电机。在磁链限幅过程中要考虑转
矩控制要求，此时通过控制定子磁链位置进而改变转矩角来实现，由式(6)可知，此时应选择磁链切线方向电压分量符合转矩要求的电压矢量。设运动电压矢量幅值为1 V ，将逆时针超前于定子磁链的方向规定为正方向。由图1可知，各个运动电压矢量沿着定子磁链法线方向的分量随着定子磁链角度
的变化而变化，是定子磁链相对于α 轴角度se θ的函数，分别表示为
1se 2
se 3se 4
se 5se 6se :cos(30)
:cos(90)
:cos(150)
:cos(210):cos(270):cos(330)
U U U U U U θθθθθθ°???°??°???
°???°??
°?? (7) 同理，各个电压矢量沿着定子磁链切线方向的分量可表示为
1se 2se 3se 4
se 5se 6se :sin(30):sin(90):sin(150)
:sin(210):sin(270):sin(330)
U U U U U U θθθθθθ°???
°???°???
°???°??°??? (8) 根据上文的分析，在定子磁链同步旋转坐标系中，定子电压x 轴方向分量决定了定子磁链幅值的
变化，定子电压y 轴方向分量决定了定子磁链位置的变化，将电压矢量沿定子磁链法线和切线方向的分量随定子磁链角度的变化情况示于图4中。
从图4(a)可以看到，在θse ∈[0, 2π]，定子磁链角度范围被平均分成6个扇区，在每个扇区内电压矢量沿定子磁链法线方向分量都存在最大值和 最小值。在磁链限幅条件下，以θ∈[0,π/3]扇区为例说明电压矢量的选择。由图4(a)可知，在此扇区内当需要减小定子磁链幅值时，可选的电压矢量为U 3、U 4和U 5。根据3个电压矢量分量在图4(b)中的变化情况，如果需要增加转矩，则选择使定子磁链幅值减小，同时使定子磁链角度增大的电压矢量
112
中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷
(a) 电压矢量沿定子磁链法线方向分量变化
6 π 6 3π 6 5π 67π 6 9π 6 11π 6
12π
(b) 电压矢量沿定子磁链切线方向分量变化
图4 电压矢量分量随定子磁链角度变化情况 Fig. 4 Normal and tangential direction component of
voltage vector vs. stator flux linkage position
U 3；如果需要减小转矩，则选择使定子磁链幅值减小，同时使定子磁链角度减小的电压矢量U 5；如果电机转矩在转矩调节器零电压矢量作用范围内，则选择使定子磁链幅值减小，同时对定子磁链角度的影响在一个扇区内平均值为0的电压矢量U 4。据此，可得定子磁链限幅条件下电压矢量选择依据，如表2所示，其中ε 为转矩调节器输出标志，θse 为定子磁链角度。
表2 定子磁链限幅条件下电压矢量选择表 Tab. 2 Voltage vector select table under
flux linkage limitation
se θ∈
ε [0,)3π
2[,)33ππ
2[
,)3ππ
4[,
3
ππ
45[
,)33ππ 5[
,2]3ππ1 U 3 U 4 U 5 U 6 U 1 U 2 0 U 4 U 5 U 6 U 1 U 2 U 3 ?1
U 5
U 6
U 1
U 2
U 3
U 4
2 最优直接转矩控制方法的实现
根据上文分析，采用最优DTC 方法时需要已知电机转矩和转子磁链所处扇区，而为了限制定子磁链幅值，则需要知道定子磁链幅值以及定子磁链所处扇区。在静止两相坐标下永磁同步电机方程[1]如下所示：
s s s s s s s s s s se s e s s s s ()d ()d arctan 3()2
u R i t u R i t T p i i αααββββααββαψψψθψψψ?=??
=???=??
?=??
?=??∫ (9) 式中：s αψ、s βψ分别为定子磁链在静止两相坐标轴分量；s u α、s u β分别为定子电压在静止两α、β轴分量；s i α、s i β分别为定子电流在 α、β轴分量。根据式(9)即可确定定
1
se θ、re θ以及转矩角δ之间有如下关系：
re se θθδ=? (10)
对于隐极式电机，根据式(1)有
1
e s
s f
2sin 3T L p δψψ?= (11)
根据式(9)得到电机转矩和定子磁链幅值，代入式(11)得到转矩角δ，
结合式(10)即可得到转子磁链角度re θ，根据re θ可判断转子磁链所处扇区。采用最优DTC 时，系统控制框图如图5所示，
图5 最优直接转矩控制方法系统控制框图 Fig. 5 Control block diagram of proposed DTC
3 实验研究
在基于TMS320LF2812的通用数字平台上对所提控制方法进行实验验证。永磁同步电机参数如
第27期 杨建飞等：永磁同步电机最优直接转矩控制 113
表3所示。采用传统DTC 时，定子磁链给定为额定定子磁链0.9 Wb ；
采用本文提出的最优DTC 时，定子磁链限幅值为0.9 Wb ，控制周期60 μs 。
1）不同负载转矩下磁链轨迹比较。
表3 永磁同步电机参数 Tab. 3 Motor parameters
电机参数
数值
额定相电压/V 257
额定相电流/A 1.5 额定转速/(r/min) 1 500 极对数 2
直轴电感/H 0.113 3
交轴电感
/H 0.129 5 定子电阻/Ω
22.5
转子永磁体磁链/Wb 0.86
额定转矩/(N ?m) 5.8
电机在额定转速1 500 r/min 时，分别采用传统
DTC 和最优DTC 方法，在不同负载转矩下定子磁链轨迹如图6所示。
由图6可以看出，无论电机负载转矩如何变化，定子磁链轨迹基本不变，对应于一个扇区内要用到
ψs β(0.45 W b /格)
ψs α(0.45 Wb/格)
ψs β(0.45 W b /格)
ψs α(0.45 Wb/格)(a) 传统DTC (空载)
(b) 最优DTC (空载)
ψs β(0.45 W b /格)
ψs α(0.45 Wb/格)
ψs β(0.45 W b /格)
ψs α(0.45 Wb/格)(c) 传统DTC (半载)
(d) 最优DTC (半载)
ψs β(0.45 W b /格)
ψs α(0.45 Wb/格)
ψs β(0.45 W b /格)
ψs α(0.45 Wb/格)(e) 传统DTC (满载)
(f) 最优DTC (满载)
图6 采用不同控制方法时，不同负载转矩下
定子磁链轨迹
Fig. 6 Stator flux locus under different load with
different methods
4个运动电压矢量[1]。根据最优DTC 定子磁链轨迹同时结合表1可知，在磁链限幅范围内一个扇区仅需要2个运动电压矢量，所需运动电压矢量减少，开关次数降低。同时，在最优DTC 中，定子磁链幅值能够随着负载转矩的变化而自适应变化，特别是随着负载转矩的降低，定子磁链幅值呈减小的趋
势，而定子磁链幅值的减小意味着无功励磁电流的
减小，功率因数的提高。 2）不同转速下稳态性能比较。
对电机在不同转速额定负载转矩条件下的稳态性能进行比较，电机转矩波形如图7所示。根据
图7可得试验结果如表3所示。
T e (1(N ?m )/格)
t (100 ms/格)
T e (1(N ?m )/格)
t (100 ms/格)
(a) 传统DTC (n =1 500 r/min) (b) 最优DTC(n =1 500 r/min)
T e (1(N ?m )/格)
t (100 ms/格)
T e (1(N ?m )/格)
t (100 ms/格)
(c) 传统DTC (n =750 r/min)
(d) 最优DTC (n =750 r/min)
T e (1(N ?m )/格)
t (100 ms/格)
T e (1(N ?m )/格)
t (100 ms/格)
(e) 传统DTC (n =300 r/min) (f) 最优DTC (n =300 r/min)
图7 采用不同控制方法时不同转速下转矩波形 Fig. 7 Torque waveform under different load with
different methods
表3 不同转速下稳态转矩脉动
Tab. 3 Torque ripple under different speed
电机转速/ (r/min) 传统DTC 转矩脉动/
(N ?m) 最优DTC 转矩脉动/
(N ?m) 1 500
2.0
1.7
750 1.8 1.6 300 1.6
1.4
由表3可知，相比于传统DTC ，采用本文所提的最优DTC ，电机的稳态性能更好。
3）电机动态性能比较。
在电机突加给定转矩5.8 N ?m 时，分别采用两种控制方法的转矩波形如图8和图9所示。
114 中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷
T e (2(N ·m )/格)
t (5 ms/格)
图8 传统DTC 动态响应
Fig. 8 Dynamic performance of traditional DTC
T e (2(N ·m )/格)
t (5 ms/格)
图9 最优DTC 动态响应
Fig. 9 Dynamic performance of proposed DTC
由图8、9可知，2种方法的转矩动态响应时间均在2
ms 左右，并且达到给定转矩后，最优DTC 具有更低的转矩脉动，从最优DTC 控制过程可知，由于仅将电机转矩作为直接控制目标，省去了磁链控制要求，从而能够实现对转矩的精确控制，获得更好的稳态性能。
综合上文的实验说明，实现永磁同步电机DTC 思想的方案不是唯一的，本文所提的方法在省去定子磁链控制环的条件下，仍能实现电机的稳定运行，同时保持电机动态性能优良。
4 结论
永磁同步电机转子磁链为定值，采用DTC 时可以省去磁链控制环节，提出了一种最优DTC 控制方法，和传统DTC 相比有如下特点：
1）省去了磁链控制环，磁链幅值能够随着负载转矩的情况自适应变化，减小了励磁电流大小；
2）仅根据转矩控制要求选择最优电压矢量，减小了开关次数，降低了开关损耗；
3）保持了DTC 动态响应快的优点，同时具有更好的稳态性能。
为永磁同步电机高性能控制研究提供了一条新的思路。
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收稿日期：2010-11-02。
作者简介：
杨建飞(1982)，男，博士研究生，研究方向为
永磁电机直接转矩控制，yjfsmile@https://www.wendangku.net/doc/ab12210155.html,；
胡育文(1944)，男，教授，博士生导师，主要
从事飞机、车辆电源系统，功率电子与电机控制方
面的研究。
(编辑李婧妍)杨建飞
永磁同步电机基础知识
(一) P M S M 的数学模型 交流电机是一个非线性、强耦合的多变量系统。永磁同步电机的三相绕组分布在定子上，永磁体安装在转子上。在永磁同步电机运行过程中，定子与转子始终处于相对运动状态，永磁体与绕组，绕组与绕组之间相互影响，电磁关系十分复杂，再加上磁路饱和等非线性因素，要建立永磁同步电机精确的数学模型是很困难的。为了简化永磁同步电机的数学模型，我们通常做如下假设： 1) 忽略电机的磁路饱和，认为磁路是线性的； 2) 不考虑涡流和磁滞损耗； 3) 当定子绕组加上三相对称正弦电流时，气隙中只产生正弦分布的磁势，忽略气隙中的高次谐波； 4) 驱动开关管和续流二极管为理想元件； 5) 忽略齿槽、换向过程和电枢反应等影响。 永磁同步电机的数学模型由电压方程、磁链方程、转矩方程和机械运动方程组成，在两相旋转坐标系下的数学模型如下： (l)电机在两相旋转坐标系中的电压方程如下式所示: 其中，Rs 为定子电阻；ud 、uq 分别为d 、q 轴上的两相电压；id 、iq 分别为d 、q 轴上对应的两相电流；Ld 、Lq 分别为直轴电感和交轴电感；ωc 为电角速度；ψd 、ψq 分别为直轴磁链和交轴磁链。 若要获得三相静止坐标系下的电压方程，则需做两相同步旋转坐标系到三相静止坐标系的变换，如下式所示。 (2)d/q 轴磁链方程： 其中，ψf 为永磁体产生的磁链，为常数，0f r e ωψ=，而c r p ωω=是机械角速度，p 为同步电机的极对数，ωc 为电角速度，e0为空载反电动势，其值为每项 倍。 (3)转矩方程： 把它带入上式可得: 对于上式，前一项是定子电流和永磁体产生的转矩，称为永磁转矩；后一项是转 子突极效应引起的转矩，称为磁阻转矩，若Ld=Lq ，则不存在磁阻转矩，此时，转矩方程为： 这里，t k 为转矩常数，32 t f k p ψ=。 (4)机械运动方程： 其中，m ω是电机转速，L T 是负载转矩，J 是总转动惯量(包括电机惯量和负载惯量)，B 是摩擦系数。 (二) 直线电机原理 永磁直线同步电机是旋转电机在结构上的一种演变，相当于把旋转电机的定子和动子沿轴向剖开，然后将电机展开成直线，由定子演变而来的一侧称为初级，转子演变而来的一侧称为次级。由此得到了直线电机的定子和动子，图1为其转变过程。
永磁同步电机学习笔记
1.内功率因数角：定子相电流与空载反电势的夹角，定子相电流超前时为正。 2.功率角（转矩角）：外施相电压超前空载反电势的角度，是表征负载大小的象征。 3.功率因数角：外施相电压与定子相电流的夹角。 4.内功率因数角决定直轴电枢反应是出于增磁还是去磁状态的因素。 5.实际的空载反电势由磁钢产生的空载气隙磁通在电枢绕组中感应产生，当实际反电势大于临界反电势时，电动机将处于去磁工作状态。空载损耗与空载电流是永磁电机出厂试验的两个重要指标，而空载反电势对这两个指标的影响尤其重大。空载反电势变动时空载损耗和空载电流也有一个最小值，空载反电势设计得过大或过小都会导致空载损耗和空载电流的上升，这是因为过大或过小都会导致空载电流中直轴电流分量急剧增大的缘故。还对电动机的动、稳态性能均影响较大。永磁机的尺寸和性能改变时，曲线定子电流I=f(E)是一条V形曲线。（类似于电励磁同步机定子电流和励磁电流的关系曲线） 6.由于永磁同步电动机的直轴同步电抗一般小于交轴同步电抗，磁阻转矩为一负正弦函数，因而矩角特性曲线上最大值所对应的转矩角大于90度，而不像电励磁同步电机那样小于90度。这是一个特点。 7.工作特性曲线： 知道了空载反电势、直轴同步电抗、交轴同步电抗和定子电阻后，给出一系列不同的转矩角，便可以求出相应的输入功率，定子相电
流和功率因数，然后求出电动机在此时的损耗，便可以得到电动机出去功率和效率，从而得到电动机稳态运行性能与输出功率之间的关系曲线，即为电动机工作曲线。 8.铁心损耗： 电动机温度和负载变化导致磁钢工作点改变，定子齿、轭部磁密也随之变化。温度越高，负载越大，定子齿、轭部的磁密越小，铁耗越小。工程上采用与感应电机铁耗类似的公式，然后进行经验修正。 9.计算极弧系数： 气隙磁密平均值与最大值的比值。它的大小决定气隙磁密分布曲线的形状，因而决定励磁磁势分布的形状、空气隙的均匀程度以及磁路的饱和程度。其大小还影响气隙基波磁通与气隙总磁通比值，即磁钢利用率，和气隙中谐波的大小。 10.永磁电机气隙长度： 是非常关键的尺寸。尽管他对于永磁机的无功电流影响不如感应电机敏感，但对于交直轴电抗影响很大，继而影响电动机的其他性能。还对电动机的装配工艺和杂散损耗影响较大。 11.空载漏磁系数： 是很重要的参数，是空载时总磁通与主磁通之比，是个大于1 的数，反映空载时永磁体向外磁路提供的总磁通的有效利用程度。空载漏磁系数以磁导表示的表达式又正好是负载时外磁路应用戴维宁定理进行等效转换的变换系数，同时由于负载情况的不同，电枢磁动势大小不同，磁路的饱和程度也随之改变，气隙磁导、漏磁导
永磁同步电机直接转矩控制及控制性能研究.
第五章永磁同步电机直接转矩控制及控制性能研究 矢量控制和直接转矩控制是交流电机的两种高性能控制策略,在永磁同步电机驱动控制中的应用与研究己受到众多学者的广泛关注。为了能够更好研究永磁同步电机的控制性能,提高永磁同步电机调速系统的动静态性能,本章针对永磁同步电机直接转矩控制系统,从空间电压矢量出发,在第四章建立永磁同步电机不同的坐标系下的数学模型的基础上,研究永磁同步电机直接转矩控制和空间电压矢量调制直接转矩控制的理论和实现方法,并进行仿真实验研究,分析控制策略的正确性 [24][30] 。 本文研究的转鼓实验台的恒转矩控制方式和惯量模拟控制方式,均采用空间电压矢量调制直接转矩控制策略对交流测功机(即永磁同步电机进行模拟加载。 5.1 永磁同步电机直接转矩控制基本理论 5.1.1 永磁同步电机在x 、y 坐标系下的数学模型 将永磁同步电机在同步旋转坐标系中磁链、电流和电压矢量关系表示在图5-1(即图4-1中所示,图中定义δ为转矩角,即定子磁链和转子磁链之间的夹角。d 、q 为与转子磁场速度 r ω同步旋转的坐标系,d 轴指向转子永磁磁链f ψ方向;x 、y 为与定子磁场速度e ω同步旋 转的坐标系,x 轴指向定子磁链s ψ方向。假设x 轴超前d 轴时转矩角为正,在忽略定子电阻的情况下,转矩角即为功角。当电机稳态运行时,定、转子磁链都以同步转速旋转。因此,在恒定负载的情况下转矩角为恒定值。当电机瞬态运行时,转矩角则因定、转子旋转速度不同而不断变化[31][32]。
A 图5-1 永磁同步电机坐标系 由图5-1可推导出转矩角的表达式为( tan /(tan 1 1 f d d q q sd sq i L i L ψ ψ
永磁同步电动机矢量控制(结构及方法)
第2章永磁同步电机结构及控制方法 2.1 永磁同步电机概述 永磁同步电动机的运行原理与电励磁同步电动机相同，但它以永磁体提供的磁通替代后的励磁绕组励磁，使电动机结构较为简单，降低了加工和装配费用，且省去了容易出问题的集电环和电刷，提高了电动机运行的可靠性；又因无需励磁电流，省去了励磁损耗，提高了电动机的效率和功率密度。因而它是近年来研究得较多并在各个领域中得到越来越广泛应用的一种电动机。 永磁同步电动机分类方法比较多：按工作主磁场方向的不同，可分为径向磁场式和轴向磁场式；按电枢绕组位置的不同，可分为内转子式(常规式)和外转子式；按转子上有无起绕组，可分为无起动绕组的电动机(用于变频器供电的场合，利用频率的逐步升高而起动，并随着频率的改变而调节转速，常称为调速永磁同步电动机)和有起动绕组的电动机(既可用于调速运行又可在某以频率和电压下利用起动绕组所产生的异步转矩起动，常称为异步起动永磁同步电动机)；按供电电流波形的不同，可分为矩形波永磁同步电动机和正弦波永磁同步电动机(简称永磁同步电动机)。异步起动永磁同步电动机用于频率可调的传动系统时，形成一台具有阻尼(起动)绕组的调速永磁同步电动机。 永磁同步伺服电动机的定子与绕组式同步电动机的定子基本相同。但根据转子结构可分为凸极式和嵌入式两类。凸极式转子是将永磁铁安装在转子轴的表面，如图 2-1(a)。因为永磁材料的磁导率十分接近空气的磁导率，所以在交轴(q 轴)、直轴(d 轴)上的电感基本相同。嵌入式转子则是将永磁铁安装在转子轴的内部，如图 2-1(b)，因此交轴的电感大于直轴的电感。并且，除了电磁转矩外，还有磁阻转矩存在。 为了使永磁同步伺服电动机具有正弦波感应电动势波形，其转子磁钢形状呈抛物线状，其气隙中产生的磁通密度尽量呈正弦分布；定子电枢绕组采用短距分布式绕组，能最大限度地消除谐波磁动势。永磁体转子产生恒定的电磁场。当定子通以三相对称的正弦波交流电时，则产生旋转的磁场。两种磁场相互作用产生电磁力，推动转子旋转。如果能改变定子三相电源的频率和相位，就可以改变转子的转速和位置。
永磁同步电机直接转矩控
摘要 直接转矩控制是近年来应用比较广泛的一种控制策略。它的优点包括控制原理直观明了，操作简单快捷，具有良好的转矩响应性。而另一方面，永磁同步电机因为其运行的可靠性高，结构简单，所以在交流伺服电机中所处的地位越来越高。基于这一发展趋势，本文重点研究了把直接转矩控制应用在永磁同步电机上的控制效果。为了更好地分析永磁同步电机直接转矩控制，本文介绍了直接转矩控制的原理和它的优缺点，还有永磁同步电机的分类、结构及其在不同坐标系下的数学模型。然后借助MATLAB 中的Simulink功能，搭建永磁同步电机直接转矩控制系统的模型，对仿真结果进行分析归纳，最后得出结论。结论表明，永磁同步电机直接转矩控制具有较好的转矩响应，基本能实现对永磁同步电机的快速可靠的控制，但是低速性能不佳，得不到快速的转矩响应。这就确定了改善永磁同步电机直接转矩控制在低速时候的转矩响应将成为今后的发展趋势。 关键词:直接转矩控制；永磁同步电机；仿真
目录 摘要Ⅰ 第一章选题背景 1.1 研究背景及研究意义 3 1.2 相关领域的发展情况 3 1.3 研究的主要内容 4 第二章直接转矩控制概述 2.1 直接转据控制原理 4 2.2 直接转矩控制的发展方向 5 2.3 本章小结 6 第三章永磁同步电机概述 3.1 永磁同步电机的分类 6 3.2 永磁同步电机的结构 7 3.4 本章小结 8 第四章永磁同步电机直接转矩控制 4.1 永磁同步电机直接转矩控制原理 8 4.2 逆变器与开关表 10 4.3 定子磁链与电磁转矩的测定 11 4.4 本章小结 13 第五章永磁同步电机直接转矩控制仿真 5.1 仿真软件 13 5.2 仿真模型 14 5.3 仿真结果分析 17 5.4 本章小结 18 第六章结论19参考文献20 第一章选题背景
调速永磁同步电动机的电磁设计与磁场分析
调速永磁同步电动机的电磁设计与磁场分析 1 引言 与传统的电励磁电机相比，永磁同步电动机具有结构简单，运行稳定；功率 密度大；损耗小，效率高；电机形状和尺寸灵活多变等显著优点，因此在航空航 天、国防、工农业生产和日常生活等各个领域得到了越来越广泛的应用。 随着电力电子技术的迅速发展以及器件价格的不断下降，越来越多的直流电 动机调速系统被由变频电源和交流电动机组成的交流调速系统所取代，变频调速 永磁同步电动机也应运而生。变频调速永磁同步电动机可分为两类,一类是反电 动势波形和供电电流波形都是理想矩形波(实际为梯形波)的无刷直流电动机,另 一类是两种波形都是正弦波的一般意义上的永磁同步电动机。这类电机通常由变 频器频率的逐步升高来起动，在转子上可以不用设置起动绕组。 本文使用Ansoft Maxwell 软件中的RMxprt 模块进行了一种调速永磁同步电 动机的电磁设计，并对电机进行了性能和参数的计算，然后将其导入到Maxwell 2D 中建立了二维有限元仿真模型，并在此模型的基础上对电机的基本特性进行 了瞬态特性分析。 2 调速永磁同步电动机的电磁设计 2.1 额定数据和技术要求 调速永磁同步电动机的电磁设计主要包括主要尺寸和气隙长度的确定、定子 冲片设计、定子绕组的设计、永磁体的设计等。通过改变电机的各个参数来提高 永磁同步电动机的效率η、功率因数cos ?、起动转矩st T 和最大转矩max T 。本例所设计永磁同步电动机的额定数据及其性能指标如下： 额定数据 数值 额定功率 N 30kw P = 相数 =3m 额定线电压 N1=380V U 额定频率 =50Hz f 极对数 =3p 额定效率 N =0.94η 额定功率因数 N cos =0.95? 绝缘等级 B 级 计算额定数据：
永磁同步电机控制方法以及常见问题
永磁同步电机控制方法以及常见问题永磁同步电机控制方法以及常见问题。永磁同步是电流源控制模式，电流源频率定了，当然转速也定了，所有你看的永磁同步设置多少转速计算出来也是多少转速。 1.掌握永磁同步电机的成熟控制方法和开发内容后如何转型 (1)仿真：连续simulink+线性电机模型仿真，离散模型+线性电机+线性电机模型，q 格式离散模型+线性电机模型，simplorer+ansoft+无位置开环和闭环q格式仿真，模拟实际电机的线性电机模型建立，matlabgui+simulink仿真。都是无位置开环切闭环模式，各种仿真变着花样玩，ekf，hfi，pll，atan，磁连观测，扩展反电视等各种无位置仿真。仿真和实际跑板子其实只要电流采样底层做得好，过调制出得来都可以和仿真对的上。 (2)电机参数识别，通过变频器激励与响应实现，其余的表示不靠谱，可以在电机启动前10s内辨识出来。没啥用。 (3) 控制性能优化，6次谐波自适应陷波滤波，sogi等手段。 (4) 压缩机驱动自动力矩补偿。
(5) svpwm简单快速实现与单电阻采样结合研究。 (6) 各种各样电机调试与性能测试，我调试的电机型号应该有上千款了，仅限于 10w-20kw永磁同步电机，都快调试吐了，测试电机单体性能，带变频器运行极限测试 2.永磁同步电机初始角设置的问题 电机控制的调试里除却方波驱动，基本都会有一个类似于超前角的变量，该变量非常重要，直接影响速度，效率和抖动性。改变该角可以降低输出转矩，但可能会带来其他问题。 旋转转子使d轴指向A+与A-的中心线，就找到了初始角！但是对模型的初始角修改一下之后，在同样Thet角下，转矩下降好多！现在问题是在在修改初始角之后输出转矩能够稳定吗？这个输出转矩应该是与负载大小有关! 修改后的初始角与原来A相反电势为0对应的初始角，他们对应的输出转矩一定会变化的，且修改后的初始角中设定的功率角不是真正的模型功率角；至于设定负载我还没尝试过，不过我觉得你说的应该是对的。 其实我刚开始主要是对修改初始角后模型输出转矩稳定性有疑问，按照你的说法现在转矩应该是稳定的！那么对于一个永磁同步电机模型，峰值转矩可以达到，但是要求的额定转矩却过大，当修改模型之后达到要求的额定转矩时，峰值转矩却达不到，敢问你觉得应该从方面修改模型？？或是我修改模型的思路有问题 3.永磁同步电机控制的建模问题讨论，如模型仿真慢、联合仿真问题、PI控制问题等 两种控制方式不一样的所有输出量不一样。 永磁同步是电流源控制模式，电流源频率定了，当然转速也定了，所有你看的永磁同步设置多少转速计算出来也是多少转速。 无刷电机是电压源控制模式，而且计算出来都是开环的。性能由空载转速，电阻，电感
永磁同步电机学习笔记精编版
永磁同步电机学习笔记 精编版 MQS system office room 【MQS16H-TTMS2A-MQSS8Q8-MQSH16898】
1.内功率因数角：定子相电流与空载反电势的夹角，定子相电流超前时为正。 2.功率角（转矩角）：外施相电压超前空载反电势的角度，是表征负载大小的象征。 3.功率因数角：外施相电压与定子相电流的夹角。 4.内功率因数角决定直轴电枢反应是出于增磁还是去磁状态的因素。 5.实际的空载反电势由磁钢产生的空载气隙磁通在电枢绕组中感应产生，当实际反电势大于临界反电势时，电动机将处于去磁工作状态。空载损耗与空载电流是永磁电机出厂试验的两个重要指标，而空载反电势对这两个指标的影响尤其重大。空载反电势变动时空载损耗和空载电流也有一个最小值，空载反电势设计得过大或过小都会导致空载损耗和空载电流的上升，这是因为过大或过小都会导致空载电流中直轴电流分量急剧增大的缘故。还对电动机的动、稳态性能均影响较大。永磁机的尺寸和性能改变时，曲线定子电流I=f(E)是一条V形曲线。（类似于电励磁同步机定子电流和励磁电流的关系曲线） 6.由于永磁同步电动机的直轴同步电抗一般小于交轴同步电抗，磁阻转矩为一负正弦函数，因而矩角特性曲线上最大值所对应的转矩角大于90度，而不像电励磁同步电机那样小于90度。这是一个特点。 7.工作特性曲线： 知道了空载反电势、直轴同步电抗、交轴同步电抗和定子电阻后，给出一系列不同的转矩角，便可以求出相应的输入功率，定子相电流和功率因数，然后求出电动机在此时的损耗，便可以得到电动机出去功
率和效率，从而得到电动机稳态运行性能与输出功率之间的关系曲线，即为电动机工作曲线。 8.铁心损耗： 电动机温度和负载变化导致磁钢工作点改变，定子齿、轭部磁密也随之变化。温度越高，负载越大，定子齿、轭部的磁密越小，铁耗越小。工程上采用与感应电机铁耗类似的公式，然后进行经验修正。9.计算极弧系数： 气隙磁密平均值与最大值的比值。它的大小决定气隙磁密分布曲线的形状，因而决定励磁磁势分布的形状、空气隙的均匀程度以及磁路的饱和程度。其大小还影响气隙基波磁通与气隙总磁通比值，即磁钢利用率，和气隙中谐波的大小。 10.永磁电机气隙长度： 是非常关键的尺寸。尽管他对于永磁机的无功电流影响不如感应电机敏感，但对于交直轴电抗影响很大，继而影响电动机的其他性能。还对电动机的装配工艺和杂散损耗影响较大。 11.空载漏磁系数： 是很重要的参数，是空载时总磁通与主磁通之比，是个大于1 的数，反映空载时永磁体向外磁路提供的总磁通的有效利用程度。空载漏磁系数以磁导表示的表达式又正好是负载时外磁路应用戴维宁定理进行等效转换的变换系数，同时由于负载情况的不同，电枢磁动势大小不同，磁路的饱和程度也随之改变，气隙磁导、漏磁导和空载漏磁系数都不是常数。 一方面，空载漏磁系数大表明漏磁导大，磁钢利用率差。
永磁同步电机无传感器控制技术
哈尔滨工业大学，电气工程系 Department of Electrical Engineering Harbin Institute of Technology 电力电子与电力传动专题课 报告 报告题目:永磁同步电机无传感器控制技术 哈尔滨工业大学 电气工程系 姓名：沈召源 学号：14S006040 2016年1月
目录 1.1 研究背景 (1) 1.2 国内外研究现状 (1) 1.3 系统模型 (2) 1.4 控制方法设计 (4) 1.5 系统仿真 (7) 1.6 结论 (8) 参考文献 (8)
1.1 研究背景 永磁同步电机具有体积小、惯量小、重量轻等优点，在各领域的应用越来越广泛。目前在永磁同步电机的各种控制算法中，使用最多的是矢量控制和直接转矩控制，而这两种控制方式都需要转子位置，但转子位置传感器的采用限制了系统使用范围。永磁同步电机控制系统大多采用测速发电机或光电码盘等传感器检测速度和位置的反馈量，这不但提高了驱动装置的造价，而且增加了电机与控制系统之间的连接线路和接口电路，使系统易于受环境干扰、可靠性降低。由于永磁同步电机无传感器控制系统具有控制精度高、安装、维护方便、可靠性强等一系列优点，成为近年来研究的一个热点。 1.2 国内外研究现状 无传感器永磁同步电机是在电机转子和机座不安装电磁或光电传感器的情况下，利用电机绕组中的有关电信号，通过直接计算、参数辨识、状态估计、间接测量等手段，从定子边较易测量的量如定子电压、定子电流中提取出与速度、位置有关的量，利用这些检测到的量和电机的数学模型推测出电机转子的位置和转速，取代机械传感器，实现电机闭环控制。 最早出现的无机械传感器控制方法可统称为波形检测法。由于同步电机是一个多变量、强耦合的非线性系统，所要解决的问题是采用何种方法获取转速和转角。目前适合永磁同步电机的最主要的无速度传感器的控制策略主要有以下几种 (1)利用定子端电压和电流直接计算出θ和ω。该方法的基本思想是基于场旋转理论，即在电机稳态运行时，定子磁链和转子磁链同步旋转，且两磁链之间的夹角相差一个功角δ，该方法适用于凸极式和表面式永磁同步电机。该方法计算方法简单，动态响应快，但对电机参数的准确性要求比较高，应用这种方法时需要结合电机参数的在线辨识。 (2)模型参考自适应(MRAS)方法。该方法的主要思想是先假设转子所在位置，利用电机模型计算出该假设位置电机的电压和电流值，并通过与实测的电压、电流比较得出两者的差值，该差值正比于假设位置与实际位置之间的角度差。当该值减小为零时，则可认为此时假设位置为真实位置。采用这种方法，位置精度与模型的选取有关。该方法应用于PMSM时有一些新的需要解决的问题。 (3)观测器基础上的估计方法。观测器的实质是状态重构，其原理是重新构造一个系统，利用原系统中可直接测量的变量，如输出矢量和输入矢量作为它的输入信号，并使输出信号在一定条件下等价于原系统的状态。目前主要存在的观测器:全阶状态观测器、降阶状态观测器、推广卡尔曼滤波和滑模观测器。其中滑模观测器有很好的鲁棒性，但其在本质上是不连续的开关控制，因此会引起系统发生抖动，这对于矢量控制在低速下运行是有害的，将会引起较大的转矩脉动。扩展卡尔曼滤波器提供了一种迭代形式的非线性估计方法，避免了对测量的微分
永磁同步电机控制系统仿真模型的建立与实现资料
永磁同步电机控制系统仿真模型的建立与 实现
电机的控制 本文设计的电机效率特性如图 转矩(Nm) 转速(rpm) 异步电机效率特性 PMSM 电机效率特性 本文设计的电动汽车电机采用SVPWM 控制技术是一种先进的控制技术，它是以“磁链跟踪控制”为目标，能明显减少逆变器输出电流的谐波成份及电机的谐波损耗，能有效降低脉动转矩，适用于各种交流电动机调速，有替代传统SPWM 的趋势[2]。 基于上述原因，本文结合0=d i 和SVPWM 控制技术设计PMSM 双闭环PI 调速控制。其中，内环为电流环[3]，外环为速度环，根据经典的PID 控制设计理论，将内环按典型Ⅰ系统，外环按典型Ⅱ系统设计PI 控制器参数[4]。 1. PMSM 控制系统总模型 首先给出PMSM 的交流伺服系统矢量控制框图。忽略粘性阻尼系数的影响， PMSM 的状态方程可表示为 ??????????-+????????????????????----=??????????J T L u L u i i P J P L R P P L R i i L q d m q d f n f n m n m n m q d ///002/30//ωψψωωω& && (1) 将0=d i 带入上式，有 ???? ??????-+??????????? ??? ??--=????? ?????J T L u L u i J P P L R P i i L q d m q f n f n m n m q d ///02/3/0ωψψωω& && (2) 转 矩 (N m )转速 (n /(m i n )) 效率 转速 (rpm) 转矩 (N m )
(完整word版)开题报告：永磁同步电机控制系统仿真
1．课题背景及意义 1.1课题研究背景、目的及意义 近年来，随着电力电子技术、微电子技术、微型计算机技术、传感器技术、稀土永磁材料与电动机控制理论的发展，交流伺服控制技术有了长足的进步，交流伺服系统将逐步取代直流伺服系统，借助于计算机技术、现代控制理论的发展，人们可以构成高精度、快速响应的交流伺服驱动系统。因此，近年来，世界各国在高精度速度和位置控制场合，己经由交流电力传动取代液压和直流传动[1][2]。 二十世纪八十年代以来，随着价格低廉的钕铁硼(REFEB)永磁材料的出现，使永磁同步电机得到了很大的发展，世界各国(以德国和日本为首)掀起了一股研制和生产永磁同步电机及其伺服控制器的热潮，在数控机床、工业机器人等小功率应用场合，永磁同步电机伺服系统是主要的发展趋势。永磁同步电机的控制技术将逐渐走向成熟并日趋完善[3]。以往同步电机的概念和应用范围己被当今的永磁同步电机大大扩展。可以毫不夸张地说，永磁同步电机已在从小到大，从一般控制驱动到高精度的伺服驱动，从人们日常生活到各种高精尖的科技领域作为最主要的驱动电机出现，而且前景会越来越明显。 由于永磁同步电机具有结构简单、体积小、效率高、转矩电流比高、转动惯量低，易于散热及维护等优点，特别是随着永磁材料价格的下降、材料的磁性能的提高、以及新型的永磁材料的出现，在中小功率、高精度、高可靠性、宽调速范围的伺服控制系统中，永磁同步电动机引起了众多研究与开发人员的青睐，其应用领域逐步推广，尤其在航空航天、数控机床、加工中心、机器人等场合获得广泛的应用[4][5]。 尽管永磁同步电动机的控制技术得到了很大的发展，各种控制技术的应用 - 1 -
基于MTPA的永磁同步电动机矢量控制系统分解
基于MTPA的永磁同步电动机矢量控制系统 1 引言 永磁同步电动机由于自身结构的优点，再加上近年来永磁材料的发展，以及电力电子技术和控制技术的发展，永磁同步电动机的应用越来越广泛。而对于凸极式永磁同步电动机，由于具有更高的功率密度和更好的动态性能，在实际应用中越来越受到人们的重视[1]。 高性能的永磁同步电动机控制系统主要采用的矢量控制。交流电机的矢量控制由德国学者blaschke在1971年提出，从而在理论上解决了交流电动机转矩的高性能控制问题。该控制方法首先应用在感应电机上，但很快被移植到同步电机。事实上，在永磁同步电动机上更容易实现矢量控制。因为该类电机在矢量控制过程中不存在感应电机中的转差频率电流而且控制受参数(主要是转子参数)的影响也小。 永磁同步电动机的矢量控制从本质上讲，就是对定子电流在转子旋转坐标系(dq0坐标系)中的两个分量的控制。因为电机电磁转矩的大小取决于上述的两个定子电流分量。对于给定的输出转矩，可以有多个不同的d、q轴电流的控制组合。不同的组合将影响系统的效率、功率因数、电机端电压以及转矩输出能力，由此形成了各种永磁同步电动机的电流控制方法。[2]针对凸极式永磁同步
电动机的特点，本文采用最优转矩控制(mtpa)，并用一种更符合实际应用的方法进行实现，并进行了仿真验证。
图1 电流id、iq和转矩te关系曲线 2 永磁同步电动机的数学模型 首先，需要建立永磁同步电动机在转子旋转dq0坐标系下的数学模型，这种模型不仅可用于分析电机的稳态运行性能，还可以用于分析电机的暂态性能。 为建立永磁同步电机的dq0轴系数学模型，首先假设： (1)忽略电动机铁芯的饱和； (2)不计电动机中的涡流和磁滞损耗； (3)转子上没有阻尼绕组； (4)电动机的反电动势是正弦的。 这样，就得到永磁同步电动机dq0轴系下数学模型的电压、磁链和电磁转矩方程，分别如下所示：
永磁同步电机直接转矩控制及控制性能研究
第五章 永磁同步电机直接转矩控制及控制性能研究 矢量控制和直接转矩控制是交流电机的两种高性能控制策略，在永磁同步电机驱动控制中的应用与研究己受到众多学者的广泛关注。为了能够更好研究永磁同步电机的控制性能，提高永磁同步电机调速系统的动静态性能，本章针对永磁同步电机直接转矩控制系统，从空间电压矢量出发，在第四章建立永磁同步电机不同的坐标系下的数学模型的基础上，研究永磁同步电机直接转矩控制和空间电压矢量调制直接转矩控制的理论和实现方法，并进行仿真实验研究，分析控制策略的正确性[24][30]。 本文研究的转鼓实验台的恒转矩控制方式和惯量模拟控制方式，均采用空间电压矢量调制直接转矩控制策略对交流测功机（即永磁同步电机）进行模拟加载。 5.1 永磁同步电机直接转矩控制基本理论 5.1.1 永磁同步电机在x 、y 坐标系下的数学模型 将永磁同步电机在同步旋转坐标系中磁链、电流和电压矢量关系表示在图5-1（即图4-1）中所示，图中定义δ为转矩角，即定子磁链和转子磁链之间的夹角。d 、q 为与转子磁场速度 r ω同步旋转的坐标系，d 轴指向转子永磁磁链f ψ方向；x 、y 为与定子磁场速度e ω同步旋 转的坐标系，x 轴指向定子磁链s ψ方向。假设x 轴超前d 轴时转矩角为正，在忽略定子电阻的情况下，转矩角即为功角。当电机稳态运行时，定、转子磁链都以同步转速旋转。因此，在恒定负载的情况下转矩角为恒定值。当电机瞬态运行时，转矩角则因定、转子旋转速度不同而不断变化[31][32]。 A 图5-1 永磁同步电机坐标系 由图5-1可推导出转矩角的表达式为
)( tan )/(tan 11f d d q q sd sq i L i L ψψψδ+==-- （5-1） 式中： sd ψ、sq ψ：定子磁链在d 、q 坐标系下的分量（Wb ）； f ψ：转子永磁磁链（Wb ）； i d 、i q ：定子电流 i s 在d 、q 坐标系下的分量（A ）； L q ：定子电感s L 的d 轴分量，即交轴电感（H ）； L d ：定子电感s L 的q 轴分量，即直轴电感（H ）。 将d 、q 坐标系中物理量转换到x 、y 坐标系，可以得到 ??? ??????? ??-=??????q d y x F F F F δδ δδcos sin sin cos （5-2） 反变换为 ??? ?????????-=??????y x q d F F F F δδ δδ cos sin sin cos （5-3） 式中：F ：可以代表电压、电流、磁链； 1．x 、y 参考坐标系下的转矩表达式[33][34] 由图5-1可知 s sq ψψδ= sin （5-4） s sd ψψδ= cos （5-5） 式中：s ψ：定子磁链幅值。 又由第四章的电磁转矩T e 的矢量形式表达式 s s p e i n T ?= ψ2 3 式中：i s ：定子电流（A ）； s ψ：定子磁链（Wb ）。 综合式(5-2)、(5-4)、(5-5)，将(5-2)代入电磁转矩T e 的矢量表达式可以得到x 、y 轴系的转矩表达式 )]sin cos ()cos sin ([2 3δδψδδψy x sq y x sd p e i i i i n T --+= ][2322 s sq y s sq sd x s sd y s sq sd x p i i i i n ψψψψψψψψψψ+-+=y s p i n ψ23= （5-6）
2 永磁同步电机的公式推导
2 永磁同步电机的公式推导 2.1 永磁同步电机的能量转换过程推导 永磁同步电机电压平衡方程： （2-1） 其中，t θ = Ω ，θ为转子机械角位移，Ω为转子机械角速度，电机稳定运行时为常数，即const Ω=。则有 d d i L u Ri L i t θ?=++Ω? （2-2） 其中，Ri 为电阻压降，d d i L t 表示感应电动势，L E i θΩ?=Ω?成为运动电动势。 转矩平衡方程： 22d d m mec J R mec T T T T d T J R dt t θθ Ω =++=++ （2-3） 其中，m T 为电机电磁转矩，mec T 为输出机械转矩，22J d T J dt θ =为惯性转矩， d d R T R t θ Ω=为阻力转矩；理想情况下，电机阻力力矩近似为常数，稳定运行时机 械加速度为零，所以输出的机械转矩mec m R T T T =-，由于电机阻力力矩近似为常数，电磁功率可近似看作输出机械功率。 磁能的表达式： '1112n n m m j jk k j k W W i L i ====∑∑ （2-4） 由磁能与电磁转矩之间的关系m m W T d θ=?，则： 111122n n jk m m j k t j k L W L T i i i i θθθ ==???===???∑∑ （2-5） 其中，t i 表示电流矩阵的转置。 则电磁功率为：
1122 m m t t L P T i i i E θΩ?=Ω= Ω=? （2-6） 由公式两边同时乘以t i ，则： d d 1d 12d 2t t t t t t t t i i u i Ri i L i E t i i Ri i E i L i E t ΩΩΩ=++?? =+++ ? ?? （2-7） 由式（2.7）可知，等式左边t i u 为电机输入功率；等式右边t i Ri 为电阻损耗 功率，1 2 t i E Ω是电磁功率，即电功率转换成机械功率输出的那一部分，表明从电 磁耦合场中获得的一半能量转换成了机械能输出；d 1 d 2 t t i i L i E t Ω+是输入功率除去 输出的和内阻损耗功率之后的功率，即为磁场功率。稳态运行时，一个周期内磁场功率应为零，即一个周期内磁场转化的功率与释放的功率相同。 2.2 坐标变换 （1）0abc dq -变换（Clark 变换） 设三相绕组和两相绕组每相的绕组匝数分别为N 1，N 2，将两组磁动势分别投影到α轴和β轴上： 121211 () 22) a b c b c N i N i i i N i N αβ=--=- （2-8） 前后保持功率不变， 可进一步推倒出此时 21N N = ，所以，三相静止坐标系到两相静止坐标系（3s/2s ）的“等功率”变换矩阵为： 3/2111220s s C ?--?=? （2）0dq αβ-变换（Park 变换） 同样遵照磁效应等效原则，同一时刻、同一方向上的瞬时磁动势相等，再由
基于SVPWM的永磁同步电机控制系统的仿真
基于SVPWM的永磁同步电机控制系统的仿真 随着电动机在社会生产中的广泛应用，由于永磁同步电机具有结构简单、体积小、效率高、转矩电流比高、转动惯量低，易于散热及维护等优点，特别是随着永磁材料价格的下降、材料的磁性能的提高、以及新型的永磁材料的出现，在中小功率、高精度、高可靠性、宽调速范围的伺服控制系统中，永磁同步电动机引起了众多研究与开发人员的青睐，其应用领域逐步推广，尤其在航空航天、数控机床、加工中心、机器人等场合已获得广泛的应用。我国制作永磁电机永磁材料的稀土资源丰富，稀土资占全世界的80％以上，发展永磁电机具有广阔的前景。 第一章永磁同步电机的矢量控制原理 1.1 永磁同步电机控制中应用的坐标系 交流电机的数学模型具有高阶次，多变量耦合，非线性等特征，难以直接应用于系统的设计和控制，与直流电机单变量，自然解耦和线性的数学模型相比较，交流电机显得异常复杂。因此需要通过适当的转换，将交流电机的控制变换为类似直流电机的控制将大大简化交流电机控制的复杂程度。 永磁同步电机矢量控制的基本思想是把交流电机当成直流电机来控制，即模拟直流电机的控制特点进行永磁同步电机的控制。为简化感应电机模型，可将电机三相绕组电流产生的磁动势按平面矢量的叠加原理进行合成和分解，使得能够用两相正交绕组来等效实际电动机的三相绕组。由于两相绕组的正交性，变量之间的耦合大大减小。 1.1.1系统中的坐标系 1)三相定子坐标系(U-V-W坐标系) 其中三相交流电机绕组轴线分别为U、V、W，彼此之间互差120度空间电角度，构成了一个U-V-W三相坐标系。空间任意一矢量在三个坐标上的投影代表了该矢量在三个绕组上的分量。 2)两相定子坐标系(α-β坐标系) 两相对称绕组通以两相对称电流也能产生旋转磁场。对于空间的任意一矢量，数学描述时习惯采用两相直角坐标系来描述，所以定义一个两相静止坐标系，即α-β坐标系。它的轴α和三相定子坐标系的A轴重合，β轴逆时针超
永磁同步电机的直接转矩控制(中文)外文翻译
在永磁同步电机直接转矩控制系统中的模拟研究 摘要-为了提高永磁同步电机的动态性能，提出了永磁同步电机（ PMSM ）的直接转矩控制（ DTC ）方案。基于永磁同步电机的数学模型和DTC 系统的工作原理的深入分析，在Matlab / Simulink 中建立这个系统的仿真模型，来进行模型的广泛研究。大量的仿真结果表明永磁同步电机的DTC 系统具有较快的响应速度和良好的动态性能，验证了这个系统的正确性和可行性。 关键词-永磁同步电机;磁链估计;直接转矩控制; 空间矢量脉宽调制 I.引言 在过去的几年里永磁同步电机（ PMSM ）在越来越多的广泛应用中被熟悉，由于它的特性，例如体积小、重量轻、效率高、惯性小、转子无散热问题等[ 1]。 直接转矩控制（ DTC ）是矢量控制之后的一种新的控制方法。它摈弃了矢量解耦思想控制，并使用该定子磁链直接控制磁链和电动机的转矩。因此，该系统的动态反应是非常快的[2]。 DTC 控制策略应用于永磁同步电动机，以提高电机的转矩特性，其目前已经引起了人们的广泛关注。 传统的DTC 通常采用开关控制策略来实施。但这种控制策略不能同时满足系统在转矩和磁链上的要求，这导致由系统生成的磁链和转矩有很大的波动并导致脉冲电流的问题和更高的开关频率变化引起的开关噪声。空间矢量脉宽调制（ SVPWM ）控制策略已广泛用于电机速度控制领域，由于其潜在的优点，例如小电流波形畸变，直流电压的高利用率，易于数字实现，恒定的开关逆变器的频率，从而有效地降低电机转矩和磁链的脉动等等。 本文研究的对象是永磁同步电机。在应用中， 基于空间矢量脉宽调制的DTC 策略被用来模拟。结果表明，该系统具有响应速度快的优势，良好的动态性能等[3] [4]。 II.永磁同步电机的直接转矩控制技术 永磁同步电机的定子磁链不仅包括由定子电流产生的，而且还包括由永磁转子产生的，这取决于定子和转子的参考系之间的位置角度r θ。因此定子磁链可以表示为： r j s s s PM L i e θ ψψ=+ （1） 其中，下标s 是静态的参考坐标系， s L 是定子自感， PM ψ是转子永磁磁链。 基于定子参考框架的永磁同步电机定子电压方程可以被表示为以下等式： s s s s d u R i dt ψ=+ （2） 因此
永磁同步电动机电流环矢量控制文档
永磁同步电动机的数学模型和矢量控制 1.坐标变换原理 （1）坐标系介绍 三种：三相静止坐标系（abc）、两相静止坐标系（αβ）以及同步旋转坐标系（dq）（2）坐标变换 主要目的是为了将交流电机的物理模型等效地变成直流电机的物理模型，使控制大大简化。不同电机模型等效的原则是：在不同坐标系下产生的磁动势相同。 三相静止坐标系与两相静止坐标系之间转换 为方便起见，取α轴与A轴重合，设三相系统每相绕组的有效匝数为N 3 ，两 相系统每相绕组的有效匝数为N 2 ，各相磁动势均为有效匝数及其瞬时电流的乘积。交流电流的磁动势大小随时间耳边，图中磁动势矢量的长短是任意画的。设磁动势波形是正弦分布，当三相磁动势与两相磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动势在α、β上的投影应当相等。 为了便于求反变换，最好将变换阵表示成可逆的方阵。为此，在两相系统上人为 地增加一相零轴磁动势N 2i ，并定义为 将以上三式合在一起，写成矩阵形式，得 式中 是三相坐标系变换到两相坐标系的变换阵。满足功率不变条件时应有
显然，两矩阵的乘积应该为单位阵， 由此求得 这就是满足功率不变约束条件时的参数关系。由此得到 在实际电机中并没有零轴电流，因此实际的电流变换式为 如果三相绕组是星形不带零线接法则 整理得
●两相静止/两相旋转变换 ●由三相静止坐标系到任意两相旋转坐标系上的变换
2.永磁同步电动机的数学模型 当永磁同步电动机的定子通入三相交流电I时，电枢电流在定子绕组电枢电阻 R 上产生电压降IR。由三相交流电流I产生的旋转电枢磁动势Fa，及建立的电S 枢磁场aφ，一方面切割定子绕组并在定子绕组中产生感应反电动势a E，另一方面以电磁力拖动转子以同步转速n 旋转。电枢电流I还会产生仅与定子绕组相交 s 链的定子绕组漏磁通。并在定子绕组中产生感应漏电动势Eσ。此外转子永磁极 产生的磁场0φ以同步转速切割定子绕组，从而产生空载电动势0E。因此永磁同步电动机运行时的电磁关系如下所示：
永磁同步电机矢量控制简要原理
关于1.5KW永磁同步电机控制器的初步方案 基于永磁同步电机自身的结构特点，要实现对转速及位置的伺服控制，采用矢量控制算法结合SVPWM技术实现对电机的精确控制，通过改变电机定子电压频率即可实现调速，为防止失步，采用自控方式，利用转子位置检测信号控制逆变器输出电流频率，同时转子位置检测信号作为同步电机的启动以及实现位置伺服功能的组成部分。 矢量控制的基本思想是在三相永磁同步电动机上设法模拟直流 电动机转矩控制的规律，在磁场定向坐标上，将电流矢量分量分解成产生磁通的励磁电流分量id和产生转矩的转矩电流iq分量，并使两分量互相垂直，彼此独立。当给定Id=0，这时根据电机的转矩公式可以得到转矩与主磁通和iq乘积成正比。由于给定Id=0，那么主磁通就基本恒定，这样只要调节电流转矩分量iq就可以像控制直流电动机一样控制永磁同步电机。 根据这一思想，初步设想系统的主要组成部分为：主控制板部分，电源及驱动板部分，输入输出部分。 其中主控制板部分即DSP板，根据控制指令和位置速度传感器以及采集的电压电流信号进行运算，并输出用于控制逆变器部分的控制信号。 电源和驱动板部分主要负责给各个部分供电，并提供给逆变器部分相应的驱动信号，以及将控制信号与主回路的高压部分隔离开。 输入输出部分用来输入控制量，显示实时信息等。
原理框图如下： 基本控制过程：速度给定信号与检测到的转子信号相比较，经过速度控制器的调节，产生定子电流转矩分量Isq_ref，用这个电流量作为电流控制器的给定信号。励磁分量Isd_ref由外部给定，当励磁分量为零时，从电机端口看，永磁同步电机相当于一台他励直流电机，磁通基本恒定，简化了控制问题。另一端通过电流采样得到三相定子电流，经过Clarke变换将其变为α-β两相静止坐标系下的电流，再通过park 变换将其变为d-q两相旋转坐标系下电流Isq，Isd，分别与两个调节器的参考值比较，经过控制器调节后变为电压信号Vsd_ref和Vsq_ref，再经过park逆变换，得到Vsa_ref和Vsb_ref作为SVPWM的控制信
基于FPGA 的永磁同步电动机矢量控制IP 核的研究
基于FPGA的永磁同步电动机矢量控制IP核的研究 赵品志 摘要 论文首先分析了永磁同步电动机的数学模型及矢量控制的原理。研究了使用现代EDA工程设计方法，在FPGA上实现单芯片交流伺服控制系统的结构和具体实现方法。其次，详细分析了空间矢量脉宽调制(SVPWM)原理，利用Verilog HDL硬件电路描述语言，编写了SVPWM、坐标变换、串行通信、位置检测等IP模块，并进行了仿真和验证。最后，将本文编写的主要SVPWM IP模块、串行通信、位置检测等IP模块在Quartus II 3.0软件中进行综合编译，并通过ByteBlaster II下载电缆将生成的网络表配置到NIOS II开发板上的Cyclone 系列FPGA EP1C20F400C7芯片中，经过实验测试，验证了所编写的IP模块的正确性。 关键词：矢量控制，空间矢量脉宽调制，FPGA，IP 引言 为满足现代数控系统技术与市场发展需求，伺服系统出现交流化、数字化、智能化三个主要发展动向。伺服系统按其采用的驱动电动机的类型来分，主要有两大类：直流伺服系统和交流伺服系统，其中交流伺服系统又可分为感应电动机伺服系统和永磁同步电动机交流伺服系统[1]。以直流伺服电机作为驱动器件的直流伺服系统，控制电路比较简单，价格较低。其主要缺点是直流伺服电机内部有机械换向装置，碳刷易磨损，维修工作量大，运行时易起火花，给电机的转速和功率的提高带来较大的困难。交流异步电机虽然价格便宜、结构简单，但早期由于控制性能差，所以很长时间没有在伺服系统上得到应用。随着电力电子技术和现代电机控制理论的发展，1972年，德国西门子的Blaschke提出了交流异步电动机的矢量控制理论。该理论通过矢量旋转变换和转子磁场定向，将定子电流分解为与磁场方向一致的励磁分量和与磁场方向正交的转矩分量，得到类似直流电动机的解耦的数学模型，使交流电动机的控制性能得以接近或达到他励直流电动机的性能。1980年，德国人Leonhard为首的研究小组在应用微处理器的矢量控制的研究中取得进展，使矢量控制实用化[2]。90年代以来，随着永磁材料性能的大幅度提高和价格的降低，永磁同步伺服电动机得到了长足的发展。交流伺服系统采用永磁同步伺服电机作为驱动器件，可以和直流伺服电机一样构成高精度、高性能的半闭环或全闭环控制系统，由于永磁同步伺服电机内是无刷结构，几乎不需维修，体积相对较小，有利于转速和功率的提高。目前永磁同步交流伺服系统已在很大范围内取代了直流伺服系统。在当代数控系统中，伺服技术取得的突破可以归结为：交流伺服取代直流伺服、数字控制取代模拟控制[3][4]。 最初，交流伺服电机的变频调速都是由分立器件实现的，不可避免地存在温漂、老化等问题。这种方法所使用的器件数目非常多，而且结构也很复杂，这就使得系统的可靠性、精度很难保证在一个较高的水平。另外，用分立元件实现数字脉宽调制需要使用波形发生器，而分立元件的工作频率有限，因而很难实现高性能高精度的数字脉宽调制。利用分立元件实现较复杂的脉宽调制技术（如SVPWM）有很大的困难，复杂的逻辑关系难以实现。这些都驱使人们寻求其它实现数字脉宽调制的方法。其中单芯片系统（SOPC）使这种想法成为可能，在单芯片上可以实现复杂而精确的逻辑运算，运算速度比分立元件高得多，因而越来越受到人们的重视。本文对实现SOPC有很大帮助，利用Quartus软件生成的网络表可以直接用于芯片的生产[5]。