大功率电流源型PWMAC_DC变流器建模与解耦控制
大功率电流源型P WM AC -DC 变流器建模与解耦控制
余 勇1,张 兴2,刘正之1
(11中国科学院等离子体物理研究所,安徽省合肥市230031;21合肥工业大学,安徽省合肥市230009)
摘要:在建立电流源型P WM 变流器稳态数学模型的基础上,分析了系统的耦合关系,提出了一种基于小偏量线性化的前馈解耦控制方案。依据该方案设计前馈解耦控制器,削弱系统耦合关系,将电流源型P WM 变流器这一两输入两输出的耦合系统改造成两个近似独立的单输入单输出系统,实现了在工作点附近分别控制系统直流电流I d 和系统功率因数角Υ这一控制思想,尽量避免或减少不同工作点之间相互过渡过程中的振荡。仿真试验证实了这种前馈解耦控制方案的正确性以及在改善系统速度、稳定等方面的优越性。关键词:电流源型变流器;稳态数学模型;解耦控制中图分类号:T M 46
收稿日期:2002-05-11;修回日期:2002-06-17。
0 引言
近几年来,谐波电流和无功功率对电力系统的污染得到了越来越多的关注。作为解决这一问题的途径之一,能够实现高功率因数运行而且几乎不产生谐波的P WM AC -DC 变流器已得到广泛的研究,而随着超导电工技术的发展,电流源型P WM 变流器正成为这一领域当前探讨的热点之一。
针对电流源型P WM 变流器的自身特点,文献[1,2]提出了两种非常具有代表性的控制策略。文献[1]利用状态反馈控制电流与电流变化率,使系统获得良好的动态响应速度,但是控制策略复杂,实现困难,同时要求较高的开关频率。文献[2]提出一种新颖、简单的适合大功率、低开关频率系统的直接控制策略。此方法具有下列特点:①采用双P I 调节器控制回路,分别调节直流侧电流和系统功率因数角,保证系统工作于单位功率因数状态;②当电流较小而系统无法获得单位功率时,保证系统工作于最大功率因数状态。
但是,由对文献[2]所提出的控制策略的分析可以看出,控制量与输出量之间非线性关系突出,耦合明显,系统从一个工作点到另一个工作点的过渡时间较长,而且系统抗扰性能也不理想。同时,文献[2]中也未能建立变流器控制模型,对调节器的设计缺乏指导。本文从这几个方面对方案进行了改进,提出了一种小偏量范围内的前馈解耦策略,可以极大地削弱控制量之间的耦合关系,实现系统的小偏量线性化。
1 电流源型P WM 变流器稳态数学模型
在图1所示的电流源型P WM 变流器中,三相滤波电容C S 滤除变流器三相桥路交流端进线电流I w 中因P WM 开关而产生的高次谐波。然而,滤波电容C S 引入了超前的无功电流I C ,特别是对于大功率的变流器而言,通常开关频率均在1kH z 以下,往往可能需要相对较大的滤波电容,这样,流经电容中的超前无功电流I C 将对系统输入功率因数产生显著影响
。
图1 电流源型P WM 变流器F i g .1 C i rcuit di a gram of a curren t -source converter
将P WM 电流源型变流器看成一个两输入两输
出的系统,输入量为(Α,M d ),输出量为(I d ,Υ
),其中:Α为变流器三相桥路交流端进线电流I w 与滤波电容C S 端电压V C 的夹角;M d 为调制比;I d 为直流侧电流;Υ为变流器进线电流I S 与电网电压V S 的夹角,直接表征系统功率因数。依据电路关系可得系统相量图,如图2所示。
变流器中交流侧电感L S 上的压降V L 一般不足电网电压V S 的10%,所以,在稳态关系分析中可以忽略,V C 近似等于电网电压V S ,这样,图2可以简化为图3。
5
4第27卷 第5期
2003年3月10日
V ol .27 N o .5
M ar .10,2003
图2 电流源型P WM 变流器相量图
F i g .2 Pha sor di a gram of curren t -source converter syste m
图3 电流源型P WM 变流器相量简图F i g .3 Si m ple pha sor di a gram of curren t -source converter syste m
电流源型P WM 变流器三相之间互相耦合,文献[3]给出了解耦方法。
设直流侧平均直流电压V d 、负载R l oad ,由功率平衡及稳态相量关系可得:
V d =
3I S V S cos Υ
I d
(1)co s Υ=
I w co s Α
I S
(2)将式(2)代入式(1),可得:
V d =3V S M d cos Α
(3)式中:M d 为调制比,M d =I w I d 。
I d =
V d
R l oad
(4)
将式(3)代入式(4),得:
I d =
3V S M d cos ΑR l oad
(5)又: I w =M d I d =3V S M d cos Α
R l oad
M d
(6)tan Υ=
I C -I w sin Α
I w cos Α
(7)
将式(6)代入式(7),得:
tan Υ=
I C R 3V S
M -2d
cos -
2
Α-tan Α(8)
式(5)、式(8)是电流源型P WM 变流器的稳态模型,其中I C ≈ΞC S V S ,可以认为是常量。
从式(5)、式(8)可以看出:①Α,M d 与工作点是
一一对应的,即一组(Α,M d )惟一确定一组(I d ,Υ);②调制比M d ≤3 22=016124;③要求系统
能够工作于单位功率因数,理论上I d 必须满足M d I d ≥I C ,即I d ≥ΞC S V S 016124。
当电流较大时,系统可以达到单位功率因数:
Α=arcsin
ΞC S V S
M d I d (9)M 2
d sin 2Α=
2R l oad I C
3V S
(10)
式(9)、式(10)是系统单位功率因数运行时所应
满足的条件关系式。
但当电流I w 较小时,系统将无法补偿I C ,也就无法运行于单位功率因数状态,这时系统应获得最大功率因数。
由式(3)、式(4)可得:
M d co s Α=
)d R l oad
3V S
(11)将式(11)代入式(8)得:
tan Υ=I C R l oad 3V S 3V S
I d R l oad
2
-tan Α
(12)要求在I d 确定的情况下,获得最大功率因数(tan Υ最小),则Α必须取得最大值。从式(11)中可以看出,只有当M d 最大时,以上要求才会满足。
2 解耦控制
从上述分析可以看出,电流源型P WM A C 2DC 变流器是一个两输入两输出的耦合系统,输入量为(Α,M d ),输出量为(I d ,Υ
)。控制系统设计的目标,就是在获得稳定的直流电流I d 的前提下,保证系统运行于高功率因数状态,有效地减少对电力系统的谐波污染和能量损耗,改善用电环境[4]。
在系统某一工作点附近采取前馈解耦的方法,利用前馈解耦控制器,削弱系统耦合关系,将这个两输入两输出的耦合系统改造成两个近似独立的单输入单输出系统,实现在工作点附近分别控制I d ,Υ这一控制思想,尽量避免或减少不同工作点之间相互过渡过程中的振荡,提高系统的快速性与抗扰能力,简化控制器设计[5]。
根据电流源型P WM 变流器的稳态模型(式(5)和式(8)),可以建立在平衡工作点(Α0,M d0)附近的小偏量线性化模型:
?I d =3V S R l oad
cos Α0?M d -3V S
R l oad
M d0sin Α0?Α
?Υ=-
1
cos 2
Α0sin Α0
-2I C R l oad 3V S M -2d co s -3Α0 sin Α0?Α-2I C R l oad 3V S
M -3d cos -2
Α0?
M d 当平衡工作点变动时,模型参数亦相应改变。解耦方案如图4所示。图中:
X =-2I C R l oad 3V S
M -3d0cos -2
Α0
Y =
3V S
R l oad
co s Α0
V =-co s 2
00
-2I C R l oad 3V S M -2d0cos -3Α0sin Α06
4
2003,27(5)
W =
-3V S
R l oad
M
d0
sin Α0
图4 解耦方案F i g .4 D ecoupl i n g con trol sche m e
这样,就获得了两个独立的控制对象,输入量分
别为P 和Q ,输出量分别为系统功率因数角Υ和直流电流I d 。
依据上述讨论,前馈控制方案如图5所示
。
图5 电流源型变流器解耦控制方案F i g .5 D ecoupl i n g con trol block di a gram of curren t -source converter
前馈解耦控制方案是利用前馈解耦控制器和两个近似独立的控制回路,即直流电流控制环与相位控制环,分别完成对系统功率因数与直流电流的控制,并使系统在工作点附近获得良好的动态特性。
电流控制环工作点附近等效控制对象为:K i G p (s )G r (s )。其中:K i 为电流环工作点附近控制对象增益,K i =W -YV X ;G p (s )为电流源型变流器近似等效模型;G r (s )为负载等效传递函数。
相位控制环工作点附近等效控制对象为:K ΥG p (s )G j (s )。其中:K Υ为相位控制环工作点附近控制对象增益,K Υ=X -YV W ;G p (s )为电流源型变流器近似等效模型;G j (s )为角度检测延迟等效模型。
上述简化对象模型可以作为P I 控制器设计的依据。在保证电流环稳定工作的前提下,相位控制环的动态响应速度可以相对较慢[6]。
3 仿真试验及结果
为了验证解耦控制方案的正确性以及解耦控制器的工作效果,利用M A TLAB 软件做对比仿真试验。整个仿真过程控制在系统某一稳定工作点附近,解耦控制器与P I 控制器的参数将依据这一工作点来设计。
系统电源有效值V S =3500 2V ,滤波电容
C S =61.32ΛF ,开关频率f k =600H z ,工作点设计在
I d =250A ,Υ
=0rad 。在这一工作点附近,直流侧电流给定,做约15%的波动,分析对比系统波形,以检验系统的快速性和稳定性。仿真结果如图6
所示。
图6 对比仿真结果F i g .6 Si m ula ti on results
从上述仿真结果可以看出,解耦后,系统在工作
点附近的响应速度和稳定性均较未解耦时有所改善。当直流侧电流I d 发生波动时,解耦控制器能够迅速对控制量进行预先补偿,从而缩短了系统的过渡时间,体现出电流与相位这两个控制环在工作过程中的独立性。
4 结语
前馈解耦方案实现简单,原理清晰,特别是在电流I w 较小而无法达到单位功率因数时,仍可以保证系统工作于最大功率因数状态,并解决了文献[2]中所述方案的耦合问题,增强了系统的稳定性和抗干扰能力。
当交流侧滤波电容器中电流I C 远小于直流电
7
4?研制与开发? 余 勇等 大功率电流源型P WM A C 2DC 变流器建模与解耦控制
流I d 时,从稳态相量关系中可以看出,co s Α将近似等于1,在这种情况下,M d 与I d 之间基本上呈线性关系。工程实际中,当对功率因数无速度上的要求时,可以直接以M d 来控制I d 。
参考文献
1 Yukihiko Sato ,Teruo Kataoka .State Feedback Control of Current Type P WM
A C 2DC Converters
.IEEE T rans on Industry
A pp licati ons ,1993,29(6):1090～10972 X iao Yuan ,W u
B in ,R izzo S
C ,et al .A N ovel Factor Control
Sche m e for H igh 2pow er GTO Current 2s ource Converter .IEEE
T rans on Industry A pp licati ons ,1998,34(6):1278
～12833 W ang X ,Ooi B T .U nity Pow er Factor Current Source Rectifier Based on D yna m ic T ri 2l ogic P WM .
IEEE T rans on Pow er
E lectronics ,1993,8(3):288
～2944 王长永,金陶涛,张仲超(W ang Changyong ,J in Taotao ,Zhang
Zhongchao ).电流型组合变流器相移SP WM 技术的数学分析
(M athe m atical A nalysis on Current Source M ulti 2modular SP WM
Converter ).电工技术学报(Journal of E lectric Technique ),2000,
15(6):18～225 陈伯时,徐荫定(Chen Boshi ,Xu Yinding ).电流滞环控制P WM 逆变器异步电动机的非线性解耦控制系统(N onlinear D ecoup ling Control of H ysteresis Band Current 2controlled Inducti on M otor D rive Fed by P WM Inverter ).自动化学报(A cta A utom ati on
Sinica ),1994,20(1):50
～566 I w ahori M ,
Kousaka .
Three 2phase Current Source Rectifier
A dop ting N e w P WM Control Techniques
.In :Conf of Rec IEEE 2I A S A nnu M eeting .San D iego :1989.855
～860余 勇(1977—),男,博士研究生,主要从事电力电子及
特种电源的研究。E 2m ail :w angxh @m ail
.i pp .ac .cn 张 兴(1963—),男,副研究员,主要从事电力电子与电气传动、特种电源研究与开发、电力电子系统理论分析等领域的研究。
刘正之(1943—),男,研究员,博士生导师,长期从事高功率脉冲电源及核聚变工程的研究。
MOD E L I NG AN D D EC OUP L I NG C ONTR OL F OR
H I GH -P OW ER CURRENT -S OURCE P WM AC -DC C ONVERTER
Y u Y ong 1ΨZ hang X ing 2ΨL iu Z heng zh i
1
;1.Institute of P las m a Physics ΚCh inese A cade m y of Sciences ΚH efei 230031ΚCh ina Γ
;2.H efeiU niversity of T echnol ogy ΚH efei 230009ΚCh ina Γ
Abstract ΠO n the basis of the stati onary state m athe m atical model of a P WM current 2s ource converter Κthe paper analyzes the coup ling of a converter and p resents a si m p le decoup ling feedfor w ard control m ethod .In th is m ethod Κthe theory of feedfor w ard linearizati on for nonlinear syste m is app lied to obtain two relatively independent S IS O syste m Κfrom the double input double output syste m of the P WM current 2s ource converter Κrealizing individual control of the direct current Id and pow er factor angle Υ
near the operating point of a converter and avoiding or reducing transiti onal vibrati on betw een different operating points .M A TLAB num erical si m ulati ons confir m the validity and superi ority of the decoup ling feedfor w ard control m ethod in i m p roving
the s peed and stability of the converter
.Key words Πcurrent 2s ource converter Μstati onary state m athe m atical model Μdecoup ling control
(上接第10页 continued from page 10)
I NF L UENCES OF THE OUTPUT FUNCTI ON ON THE S YSTE M PERF OR M ANCES I N N ON L I NEAR EXC I TATI ON C ONTR OL
L i X iaocong 1ΨCheng S h ij ie 1ΨW ei H ua 2ΨW ang S haorong
1;1.H uazhong U niversity of Science and T echnol ogy ΚW uhan 430074ΚCh ina Γ
;2.GuangxiU niversity ΚN anning 530004ΚCh ina Γ
Abstract ΠIt is found that in the design of nonlinear control Κselecti on of the output functi on of a nonlinear syste m can greatly affect the for m ulati on of the linearized state s pace Κw h ich then affects the perfor m ance of the nonlinear controller .T ak ing th is fact into account Κa ne w output functi on for synch ronous generator is for m ulated for the design of a h igh perfor m ance excitati on
control .T he p roposed nonlinear excitati on controller can coordinate the dynam ic and steady 2state perfor m ance of the syste m w ell .Si m ulati on results show that both the dynam ic and steady 2state perfor m ance of the synch ronous generator w ith the p roposed controller are greatly i m p roved .R egulati on of the generator ter m inal voltage and the stability of the generator unit are enhanced by the devel oped control
.T he p roposed controller is valuable for industrial app licati ons .T h is p roject is supported by N ati onal Key Basic R esearch Special Fund of Ch ina ;G 1998020319Γ.Key words Πnonlinear excitati on control Μm ulti 2index control Μinverse syste m m ethod
8
4
2003,27(5)
PWM控制电路的基本构成及工作原理
基于DSP的三相SPWM变频电源的设计 变频电源作为电源系统的重要组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统的安全和可靠性指标。现代变频电源以低功耗、高效率、电路简洁等显著优点而备受青睐。变频电源的整个电路由交流-直流-交流-滤波等部分构成，输出电压和电流波形均为纯正的正弦波，且频率和幅度在一定范围内可调。 本文实现了基于TMS320F28335的变频电源数字控制系统的设计，通过有效利用TMS320F28335丰富的片上硬件资源，实现了SPWM的不规则采样，并采用PID算法使系统产生高品质的正弦波，具有运算速度快、精度高、灵活性好、 系统扩展能力强等优点。 系统总体介绍 根据结构不同，变频电源可分为直接变频电源与间接变频电源两大类。本文所研究的变频电源采用间接变频结构即交-直-交变换过程。首先通过单相全桥整流电路完成交-直变换，然后在DSP控制下把直流电源转换成三相SPWM波形供给后级滤波电路，形成标准的正弦波。变频系统控制器采用TI公司推出的业界首款浮点数字信号控制器TMS320F28 335，它具有150MHz高速处理能力，具备32位浮点处理单元，单指令周期32位累加运算，可满足应用对于更快代码开发与集成高级控制器的浮点处理器性能的要求。与上一代领先的数字信号处理器相比，最新的F2833x浮点控制器不仅可将性能平均提升50%，还具有精度更高、简化软件开发、兼容定点C28x TM控制器软件的特点。系统总体框图如 图1所示。 图1 系统总体框图 （1）整流滤波模块：对电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器提供波纹较小的直流电压。 （2）三相桥式逆变器模块：把直流电压变换成交流电。其中功率级采用智能型IPM功率模块，具有电路简单、可 靠性高等特点。 （3）LC滤波模块：滤除干扰和无用信号，使输出信号为标准正弦波。 （4）控制电路模块：检测输出电压、电流信号后，按照一定的控制算法和控制策略产生SPWM控制信号，去控制IPM开关管的通断从而保持输出电压稳定，同时通过SPI接口完成对输入电压信号、电流信号的程控调理。捕获单元完 成对输出信号的测频。 （5）电压、电流检测模块：根据要求，需要实时检测线电压及相电流的变化，所以需要三路电压检测和三路电流检测电路。所有的检测信号都经过电压跟随器隔离后由TMS320F28335的A/D通道输入。
运放电压电流转换电路
运放电压电流转换电路 LELE was finally revised on the morning of December 16, 2020
运放电压电流转换电路1、 0－5V/0－10mA的V/I变换电路 图1是由运放和阻容等元件组成的V/I变换电路，能将0—5V的直流电压信号线性地转换成0－10mA的电流信号，A1是比较器．A3是电压跟随器，构成负反馈回路，输入电压Vi与反馈电压Vf比较，在比较器A1的输出端得到输出电压VL，V1控制运放A1的输出电压V2，从而改变晶体管T1的输出电流IL而输出电流IL又影响反馈电压Vf，达到跟踪输入电压Vi的目的。输出电流IL的大小可通过下式计算：IL＝Vf/(Rw+R7)，由于负反馈的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/(Rw+R7)，当Rw+R7取值为500Ω时,可实现0－5V/0－10mA的V/I转换，如果所选用器件的性能参数比较稳定，运故A1、A2的放大倍数较大，那么这种电路的转换精度，一般能够达到较高的要求。 2、 0－10V/0－10mA的V/I变换电路 图2中Vf是输出电流IL流过电阻Rf产生的反馈电压，即V1与V2两点之间的电压差，此信号经电阻R3、R4加到运放A1的两个输入端Vp与Vn，反馈电压Vf=V1－V2，对于运放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/(R2+R3)×R2，VN＝V2＋(Vi- V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，依据Vf＝V1-V2及上式可推导出： 若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，则有：Vf×R1＝Vi×R4， 得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流过反馈回路R3、R4的电流，则有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．当运放的开环增益足够大时，输出电流IL与输入电压Vi满足线性关系，而且关系式中只与反馈电阻Rf的阻值有关．显然，当Rf＝200Ω时，此电路能实现0－10v/0－10mA的V/I变换。 3、 1－5V/4－20mA的V/I变换电路 在图3中．输入电压Vi是叠加在基准电压VB(VB=10V)上，从运放A1的反向输入VN端输入的，晶体管T1、T2组成复合管，作为射极跟踪器，起到降低T1基极电流的作用(即忽略反馈电流I2)，使得IL≈I1，而运放A1满足VN≈Vp，如果电路图中R1＝R2＝R，R4＝R5＝kR，则有如下表达式：
MATLAB仿真稳定电流源控制系统
一应用MATLAB 仿真的电流源控制系统实验 二、实验目的： 1、运用自动控制思想，结合电力电子技术的相关知识，初步理解控制系统在实际中的分析和应用。 2、进一步熟悉并掌握MATLAB 仿真软件，尤其是Simulink 中的电力电子元件库的搭建和分析、具体调试工过程及在实际中的应用。 3、通过实习培养学生对自动控制系统进行参数和指标分析，学会对自动控制系统的调试。 三、实验原理： 恒压源：恒压源是其输出电流改变时，其端电压亦不变，而保持稳定。 而理想的恒压源为：a)不因负载(输出电流)变化而改变。b)不因输入电压变动而改变。c)不因环境温度变化而改变。d)内阻r 等于零。 系统的结构框架图原理图如下：整流环节：三相桥式可控整流电路用了六个晶闸管，器输出电压脉动较小，输出功率较大。不足之处就是晶闸管电流及变压器的副边电流在一周期内只有三分之一的时间有电流流过，变压器的利用率较低。 滤波环节：利用电感电容滤去高次谐波，是输出电压更加稳定 PID 调节环节:即为校正环节，加入一些机构或装置，是系统特性发生变化，从而满足系统的各项性能指标，按校正专职在系统中的链接方式，即分为：串联校正、反馈校正和复合校正三种。 四、性能指标： 稳定性：系统能稳定工作，即输出指定的电压值。本实验设定的基准电压为270v 。平稳性：通过PI 调节，使系统超调量不能过大，振荡次数尽量减少。快速性：动态过程时间尽量短。 准确性：使系统稳态误差最小。本实验要求系统稳定时无差。 五、实验步骤： 三相交流电 PM ：311V 50Hz 晶闸管三相全 桥式整流无源滤波稳压输出 PID 调节
1、按照指导老师给定的实验要求，提出设计电流源的方案。初步拟定系统的性能 指标，然后，查阅相关书籍，确定采用AC-DC晶闸管三相桥式全控整流，无 源滤波，反馈稳流等原理，画出实验原理图。 2、在MATLAB仿真软件上，将具体的电路搭建出来。经过多次调试，先确定不 可控的情况，再加入PI控制器，加以校正。通过实验调试，确定各参数。 3、在机房完成初步设计，在老师的指导下，纠正设计纰漏，进一步完善系统，让 系统的性能指标得到提高。 4、进行最终收尾，将电路布局清楚，自行演示几遍。然后，由老师验收。根据老 师的意见做些修改，最后，撰写实验报告。 实验原理图: 六、实验分析： 主要思路：本次实验的主要思路来源于直流电机的调速，直流电机的转速正比于直流电机的电压，因此，可以因此确定固定的转速，一定的转速对应一定的电压， 通过晶闸管三相全桥式控制，调节控制角，给定控制角，输出值与额定值间 的差值通过一定的比例转化，再通过PI控制器之后与额定的控制角做和， 引入六脉冲发生器，产生与额定控制角相近似的控制角之后在引入脉冲触发 器，使之产生额定的输出电压，即使在负载发生变化或有扰动作用时，输出 电压在很快时间内也能恢复到额定值。
PWM控制电路的基本构成及工作原理
甲血罔屈十 锂代-* 卜 ARC 阴 I/O CAP 基于DSP 的三相SPWM 变频电源的设计 变频电源作为电源系统的重要组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统的安全和可靠性指标。现代变频电源以低功 耗、高效率、电路简洁等显著优点而备受青睐。变频电源的整个电路由交流 -直流-交流-滤波等部分构成，输出电压和电 流波形均为纯正的正弦波，且频率和幅度在一定范围内可调。 本文实现了基于TMS320F28335的变频电源数字控制系统的设计，通过有效利用TMS320F28335丰富的片上硬件资 源，实现了 SPWM 的不规则采样，并采用PID 算法使系统产生高品质的正弦波，具有运算速度快、精度高、灵活性好、 系统扩展能力强等优点。 系统总体介绍 根据结构不同，变频电源可分为直接变频电源与间接变频电源两大类。本文所研究的变频电源采用间接变频结构即 交-直-交变换过程。首先通过单相全桥整流电路完成交 -直变换，然后在DSP 控制下把直流电源转换成三相 SPWM 波形 供给后级滤波电路，形成标准的正弦波。变频系统控制器采用 TI 公司推出的业界首款浮点数字信号控制器 TMS320F28 335,它具有150MHz 高速处理能力，具备32位浮点处理单元，单指令周期 32位累加运算，可满足应用对于更快代码 开发与集成高级控制器的浮点处理器性能的要求。与上一代领先的数字信号处理器相比，最新的 F2833x 浮点控制器不 仅可将性能平均提升50%，还具有精度更高、简化软件开发、兼容定点 C28x TM 控制器软件的特点。系统总体框图如 图1所示。 图1系统总体框图 （1）整流滤波模块：对电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器提供波纹较小的直流电压。 （2）三相桥式逆变器模块：把直流电压变换成交流电。其中功率级采用智能型 IPM 功率模块，具有电路简单、可 靠性高等特点。 （3）LC 滤波模块：滤除干扰和无用信号，使输出信号为标准正弦波。 （4） 控制电路模块：检测输出电压、电流信号后，按照一定的控制算法和控制策略产生 SPWM 控制信号，去控制 IPM 开关管的通断从而保持输出电压稳定，同时通过 SPI 接口完成对输入电压信号、电流信号的程控调理。捕获单元完 成对输出信号的测频。 （5） 电压、电流检测模块：根据要求，需要实时检测线电压及相电流的变化，所以需要三路电压检测和三路电流 检测电路。所有的检测信号都经过电压跟随器隔离后由 TMS320F28335的A/D 通道输入。 电柠朗 初电厝
几种常见的电压电流转换电路
由运放组成的V-I、I-V转换电路 1、0－5V/0－10mA的V/I变换电路 图1是由运放和阻容等元件组成的V/I变换电路，能将0—5V的直流电压信号线性地转换成0－10mA的电流信号，A1是比较器，A3是电压跟随器，构成负反馈回路，输入电压Vi与反馈电压Vf比较，在比较器A1的输出端得到输出电压V1，V1控制运放A2的输出电压V2，从而改变晶体管T1的输出电流IL而输出电流IL又影响反馈电压Vf，达到跟踪输入电压Vi的目的。输出电流IL的大小可通过下式计算：IL＝Vf/(Rw+R7)，由于负反馈的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/(Rw+R7)，当Rw+R7取值为500Ω时，可实现0－5V/0－10mA 的V/I转换，如果所选用器件的性能参数比较稳定，故运放A1、A2的放大倍数较大，那么这种电路的转换精度，一般能够达到较高的要求。 2、0－10V/0－10mA的V/I变换电路 图2中Vf是输出电流IL流过电阻Rf产生的反馈电压，即V1与V2两点之间的电压差，此信号经电阻R3、R4加到运放A1的两个输入端Vp与Vn，反馈电压Vf=V1－V2，对于运放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/(R2+R3)×R2，VN＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，依据Vf＝V1-V2及上式可推导出： 若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，则有：Vf×R1＝Vi×R4，得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流过反馈回路R3、R4的电流，则有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．当运放的开环增益足够大时，输出电流IL与输入电压Vi满足线性关系，而且关系式中只与反馈电阻Rf的阻值有关．显然，当Rf＝200Ω时，此电路能实现0－10v/0－10mA的V/I变换。 3、1－5V/4－20mA的V/I变换电路 在图3中．输入电压Vi是叠加在基准电压VB(VB=10V)上，从运放A1的反向输入VN 端输入的，晶体管T1、T2组成复合管，作为射极跟踪器，起到降低T1基极电流的作用(即
电压电流转换电路
模拟电路课程设计报告设计课题：电流电压转换电路 专业班级： 学生姓名： 学号： 指导教师： 设计时间：
电流电压转换电路 一、设计任务与要求 ①将4mA～20mA的电流信号转换成±10V的电压信号，以便送入计算机进行处理。 这种转换电路以4mA为满量程的0％对应－10V，12mA为50％对应0V，20mA为 100％对应＋10V。 ②用桥式整流电容滤波集成稳压块电路设计电路所需的正负直流电源（±12V）。 二、方案设计与论证 在工业控制中各类传感器常输出标准电流信号4~20mA为此，常要先将其转换成+10v 或—10v的电压信号，以便送给各类设备进行处理。这里转换电路以4mA为满量程的0%对 应-10V，12mA为50%对应0V，20mA为100%对应+10V。 方案一 、。
方案二 方案二所示的是由单个运放构成的电流/电压转换电路。由于运放本身的输入偏置电流不为零，因此会产生转换误差。 三、单元电路设计与参数计算 1、桥式整流电容滤波集成稳压块电路设计电路所需的正负直流 电源（±12V）。 其流程图为： 直流电源电路图如下：
原理分析： (1)电源变压器。 其电路图如下： 由于要产生±12V的电压，所以在选择变压器时变压后副边电压应大于24V,由现有的器材可选变压后副边电压为30V的变压器。 (2)整流电路。 其电路图如下：
①原理分析： 桥式整流电路巧妙地利用了二极管的单向导电性，将四个二极管分为两组，根据变压器副边电压的极性分别导通，将变压器副边电压的正极性端与负载电阻的上端相连，负极性端与负载电阻的下端相连，使负载上始终可以得到一个单方向的脉动电压。 整流输出电压的平均值（即负载电阻上的直流电压VL）VL定义为整流输出电压vL 在一个周期内的平均值，即 设变压器副边线圈的输出电压为，整流二极管是理想的。则根据桥式整流电路的工作波形，在vi 的正半周，vL = v2 ，且vL的重复周期为p ，所以
三相电压型PWM整流器及仿真
三相电压型PWM整流器及仿真
————————————————————————————————作者：————————————————————————————————日期：
电力电子课程设计课程设计报告 题目：三相电压型PWM整流器与仿真 专业、班级： 学生姓名： 学号： 指导教师： 2015年 1 月 6 日 内容得分 1、三相桥式电路的基本原理（10分） 2、整流电路基本原理（10分） 3、pwm控制的基本原理（10分 4、三相电压型pwm整流电路仿真模型（30分） 5、结果分析（30分） 6、程序文件（10分） 总分
摘要：叙述了建立三相电压型PWM整流器的数学模型。在此基础上，使用功能强大的MATLAB软件进行了仿真，仿真结果证明了方法的可行性。 关键词：整流器；PWM；simulink
目录 一任务书 (1) 1.1 题目 (1) 1.2 设计内容及要求 (1) 1.3 报告要求 (1) 二基础资料 (2) 2.1 三相桥式电路的基本原理 (2) 2.2 整流电路基本原理 (4) 2.3 pwm控制的基本原理 (6) 2.4 PWM整流器的发展现状 (6) 三设计内容 (8) 3.1 仿真模型 (8) 3.2 各个元件参数 (11) 3.3 仿真结果 (13) 3.4 结果分析 (15) 四总结 (15) 五参考文献 (15)
一任务书 1.1 题目 三相电压型PWM整流器仿真 1.2 设计内容及要求 设计三相电压型PWM整流器及其控制电路的主要参数，并使用MATLAB软件搭建其仿真模型并验证。 设计要求(pwm整流器仿真模型参数): (1)交流电源电压600V，60HZ (2)短路电容30MVA (3)外接负载500kVar，1MW (4)变压器变比 600/240V (5)0.05s前，直流负载200kw，直流电压500V，0.05s后，通过断路器并联一个相同大小的电阻。 1.3 报告要求 (1)叙述三相桥式电路的基本原理 (2)叙述整流电路基本原理 (3)叙述pwm控制的基本原理 (4)记录参数（截图） (5)记录仿真结果，分析滤波结果 (6)撰写设计报告 (7)提交程序源文件
常用电流和电压采样电路
2常用采样电路设计方案比较 配电网静态同步补偿器（DSTATCOM ）系统总体硬件结构框图如图2-1所示。由图2-1可知DSTATCOM 的系统硬件大致可以分成三部分，即主电路部分、控制电路部分、以及介于主电路和控制电路之间的检测与驱动电路。其中采样电路包括3路交流电压、6路交流电流、2路直流电压和2路直流电流、电网电压同步信号。3路交流电压采样电路即采样电网三相电压信号；6路交流电流采样电路分别为电网侧三相电流和补偿侧三相电流的电流采样信号；2路直流电压和2路直流电流的采样电路DSTATCOM 的桥式换流电路的直流侧电压信号和电流信号；电网电压同步信号采样电路即电网电压同步信号。 图2-1 DSTATCOM 系统总体硬件结构框图 2.2.11 常用电网电压同步采样电路及其特点 .1 常用电网电压采样电路1 从D-STATCOM 的工作原理可知，当逆变器的输出电压矢量与电网电压矢量幅值大小相等，方向相同时，连接电抗器内没有电流流动，而D-STATCOM 工作在感性或容性状态都可由调节以上两矢量的夹角来进行控制，因此，逆变器输出的电压矢量的幅值及方向的调节都是以电网电压的幅值和方向作为参考的，因此，系统电压与电网电压的同步问题就显得尤为重要。
图2-2 同步信号产生电路1 从图2-2所示同步电路由三部分组成，第一部分是由电阻、电容组成的RC 滤波环节，为减小系统与电网的相位误差，该滤波环节的时间常数应远小于系统的输出频率，即该误差可忽略不计。其中R 5=1K Ω，5pF，则时间常数错误！未 因此符合设计要求;第二部分由电压比较器LM311构成， 实现过零比较;第三部分为上拉箝位电路，之后再经过两个非门，以增强驱动能力，满足TMS320LF2407的输入信号要求。 C 4=1找到引用源。< 电力电子学大作业 题目：PWM流源型变流器学院：电气与电子工程学院专业：电力电子与电力传动学生姓名： 授课教师： 2011年6 月7日 PWM电流源型变流器 摘要：本文对PWM电流源型逆变器（CSI）和PWM电流源型整流器（CSR）进行了深入研究。根据两者的谐波特性，都采用用了特定谐波消除（SHE）这中调制方法。通过Matlab/Simulink仿真得到相关波形，并由此结果可知特定谐波消除法对PWM电流源型变流器而言是一种非常有效的调制方法。 关键词：SHE、电流源型、逆变、整流 随着门极换相晶闸管（GCT）器件的出现，中压传动系统中越来越多的使用PWM电流源型变流器。PWM电流源型变流器分为PWM电流源型逆变器和PWM电流源型整流器。前者具有拓扑结构简单、输出波形好、短路保护可靠等优点，在中压传动系统中使用得非常广泛；后者具有功率因数高、进线电流畸变程度低、动态响应性能好等特点。 本文分别对PWM电流源型逆变器和PWM电流源型整流器进行了介绍，两者都采用了SHE调制法。本文还将对这个调制方法进行详细介绍，并分析采用该调制法的两种变流器的谐波特性。 1.PWM电流源型逆变器 1.1 逆变器结构 图1 理想的PWM电流源型逆变器 如图1所示为理想化的PWM电流源型逆变器，它由6个GCT器件构成逆变器，且此GCT是具有反阻断能力的对称型结构。在中压传动系统中，这6个GCT器件还可以由两个或更多个器件串联代替。直流输入侧是一个理想的电流源。在实际应用中，电流源可以用电流源型整流器实现。 输入端引入的三相电容是用来帮助开关器件换相的。当开关关断的瞬间，逆变器输出的电流必须在很短的时间内减小到零，电容则为储存在负载电感中的能量提供电流通路，否则可能产生很高的电压尖峰，并导致功率开关器件损坏。同时，此电容还可以起滤波的作用，以改善输出电流、电压波形。且电容值可以随 天津工业大学 测控仪器设计报告 组号 2 组 组员吴东航1110340108 章一林1110340114 郭伍昌1110340109 学院机械工程学院 专业测控技术与仪器指导教师隋修武 2015 年1 月16 日 目录 1 课程设计的目的和意义 (3) 2 设计任务 (3) 3 设计背景 (3) 4 总体设计方案 (4) 5 硬件电路设计 (4) 5.1 采样模块 (4) 5.2 滤波模块......................................................................................... 错误!未定义书签。 5.3 运算放大模块 (6) 5.4 A/D转换模块 (7) 5.5 显示模块 (9) 6 软件电路设计 (10) 6.1流程图 (10) 6.2 PID控制算法 (13) 6.3 PWM输出 (13) 6.4 A/D转换 (14) 7 调试与仿真结果分析 (14) 8 心得体会 (14) 9参考文献 (15) 附录一电路图 (16) 附录二程序 (17) 摘要：针对各种低压电器校验及性能测试过程中需要高稳定、高精度的恒流源要求, 在对现有主要恒流源产品设计仔细分析的基础上, 设计了一种以AT89C51为核心的高稳定数控 恒流源。整个系统采用闭环PID控制, 输出PWM波控制恒流源的电流。经实际应用测试, 该恒流源输出电流可在10 mA 左右恒定, 当电源电压变化、负载电路变化时，恒流源的精度在±1mA以内。 1 课程设计的目的和意义 测控系统设计是测控技术与仪器专业实践教学环节的重要组成部分，是“测控系统原理与设计”课程理论教学的有益补充，“测控系统原理与设计”是测控技术与仪器专业的一门综合性专业课，在理论教学的同时，要求学生掌握传感器的选型，测控电路的分析、设计、调试，微处理器的电路与程序设计、控制算法设计、计算机的综合应用等，以便对测控系统形成完整的认识。 通过本课程设计，完成基于PID控制的数字恒流源的设计，熟悉和掌握工业生产和科学研究中的测量和控制系统的组成原理及设计方法，学会运用所学的单片机、测控电路、控制算法等方面的知识，进行综合应用，设计出完整的测控系统，实现预期功能，培养自学能力、动手能力、分析问题能力和应用理论知识解决实际问题的能力。 2 设计任务 设计基于PID控制的数字恒流源，设计要求如下 1、采用8051系列单片机输出PWM波控制恒流源的电流。 2、采用PID控制算法，实现对恒流源的闭环控制。 3、恒流源的电压为5V，恒流输出10mA。 4、采用LCD液晶1602显示电流值。 5、当电源电压变化、负载电路变化时，恒流源的精度在±1mA以内。 3 设计背景 相对于电压源, 电流源具有抗干扰能力强, 信号传输不受距离影响等。电流源是一种能向负载提供恒定电流的电路。它既可以为各种放大电路提供偏流以稳定其静态工作点, 又可以作为其有源负载以提高放大倍数, 在差动放大电路、脉冲产生电路中得到了广泛应用。一般的恒流电流源往往是固定的一种输出电流值, 实用的4～20mA输入/0～5V输出的I／V转换电路 2008-10-25 07:18:28 标签：实用4～20mA输入0～5V输出I／V转换电路 最简单的4－20mA输入/5V输出的I/V转换电路 在与电流输出的传感器接口的时候，为了把传感器(变送器)输出的1-10mA或者4-20mA电流信号转换成为电压信号，往往都会在后级电路的最前端配置一个I/V转换电路，图1就是这种电路最简单的应用示意图。 仅仅使用一只I/V转换取样电阻，就可以把输入电流转换成为信号电压，其取样电阻可以按照Vin／I=R求出，Vin是单片机需要的满度A／D信号电压，I是输入的最大信号电流。 这种电路虽然简单，但是却不实用，首先，其实际意义是零点信号的时候，会有一个零点电流流过取样电阻，如果按照4~20mA输入电流转换到最大5V电压来分析，零点的时候恰好就是1V，这个1V在单片机资源足够的时候，可以由单片机软件去减掉它。可是这样一来。其有用电压就会剩下5-1=4V而不是5V了。由于单片机的A／D 最大输入电压就是单片机的供电电压，这个电压通常就是5V，因此，处理这种简单的输入转换电路时比较麻烦。为了达到A／D转换的位数，就会导致芯片成本增加。 LM324组成的4－20mA输入/5V输出的I/V转换电路 解决上面问题的简单方法是在单片机输入之前配置一个由运算放大器组成的缓冲处理电路，见图2。 增加这级运算放大器可以起到对零点的处理会变得更加方便，无需耗用单片机的内部资源，尤其单片 机是采用A／D接口来接受这种零点信号不为零电压的输入时，可以保证A/D转换位数的资源能够全部应 用于有用信号上。 以4～20mA 例，图B中的RA0是电流取样电阻，其值的大小主要受传感变送器供电电压的制约，当前 级采用24V供电时，RA0经常会使用500Ω的阻值，对应20mA 的时候，转换电压为10V，如果仅仅需要最 大转换电压为5V，可以取RA0=250Ω，这时候，传感变送器的供电只要12V就够用了。因为即使传送距离 达到1000米，RA0最多也就几百Ω而已。 同时，线路输入与主电路的隔离作用，尤其是主电路为单片机系统的时候，这个隔离级还可以起到保 护单片机系统的作用。 电流型控制原理及特点分析 一、电流型控制原理及特点 原理： 电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。控制原理框图如下图(图1)所示。 图1 双环电流型控制器原理图 从图1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器A,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs 上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca 上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt 下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM 占空比加大,起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。 特点： a)由于输入电压Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到 0.01%V, 能够与线性移压器相比。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。 c)由于Rs 上感应出峰值电感电流,只要Rs 上电平达到1V,PWM 控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。 d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小,明显改善了负载调整率。 e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。 二、峰值电流控制与平均电流控制的比较 峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点: 几个常用的电压电流转换电路 I/V转换电路设计 1、在实际应用中，对于不存在共模干扰的电流输入信号，可以直接利用一个精密的线绕电阻，实现电流/电压的变换，若精密电阻R1＋Rw＝500Ω,可实现0-10mA/0-5V的I/V变换，若精密电阻R1＋Rw＝250Ω,可实现4-20mA/1-5V的I/V变换。图中R,C组成低通滤波器，抑制高频干扰，Rw用于调整输出的电压范围，电流输入端加一稳压二极管。 电路图如下所示： 输出电压为： Vo=Ii?（R1+Rw）（Rw可以调节输出电压范围） 缺点是：输出电压随负载的变化而变化，使得输入电流与输出电压之间没有固定的比例关系。 优点是：电路简单，适用于负载变化不大的场合， 2、由运算放大器组成的I/V转换电路 原理： 先将输入电流经过一个电阻（高精度、热稳定性好）使其产生一个电压，在将电压经过一个电压跟随器（或放大器），将输入、输出隔离开来，使其负载不能影响电流在电阻上产生的电压。然后经一个电压跟随器（或放大器）输出。C1滤除高频干扰，应为pf级电容。 电路图如下所示： 输出电压为： Vo=Ii?R4?(1+（R3+Rw） R1 ) 注释：通过调节Rw可以调节放大倍数。 优点：负载不影响转换关系，但输入电压受提供芯片电压的影响即有输出电压上限值。 要求：电流输入信号Ii是从运算放大器A1的同相输入端输入的，因此要求选用具有较高共模抑制比的运算放大器，例如，OP-07、OP-27等。R4为高精度、热稳定性较好的电阻。 V/I转换电路设计 原理： 1、V I 变换电路的基本原理： 最简单的VI变换电路就是一只电阻，根据欧姆定律：Io=Ui R ，如果保证电阻不变，输出电流与输入电压成正比。但是，我们很快发现这样的电路无法实用，一方面接入负载后，由于不可避免负载电阻的存在，式中的R发生了变化，输出电流也发生了变化；另一方面，需要输入 关于CSI型高压变频器的认识 异步电动机变频调速已得到广泛的应用。变频器的花样种类繁多，变频器的供应商们为了推销自己的产品，都进行商业炒作，大力宣传自己的优点和他人产品的缺点，使人眼花缭乱。而各种产品，只要它们在市场上站得住脚，就必然有它们各自的优点和缺点。市场是无情的，如果都是缺点，该产品必然被淘汰，若都是优点它必然淘汰别人。 一、高压变频器的分类 1、按技术方案分类 A、电压源型（VSI） B、电流源型（CSI） 2、按主电路结构分类 A、交—交调速方式 B、交—直—交调速方式 3、按电压变换方式分类 A、高—低—高 B、高—高 4、按电路拓朴结构分类 A、单元串联多电平 B、三电平 C、电容箝位四电平 D、功率器件直接串联 二、国内外高压变频器研究开发现状 1、国外最具代表性的生产厂家及结构有： 各自的产品推出。 2、国内高压变频产品情况 南中科、广州智光、广东明阳、哈尔滨九州、合康亿盛、北京康沃、东方日立、上海科达、湖北三环、安邦信、山东点石、国电南自、安徽颐和、天津先导倍尔等生产厂家以单元串联多电平方式为主，清华大学及一些单位则在研究开发三电平方式的高压变频产品。 三、VSI型与CSI型高压变频器的比较 1、VSI型单元串联多电平高压变频器 1994年，美国罗宾康公司推出了全球第一台单元串联式多电平高压变频器，并取名为“完美无谐波变频器”，1998年5月，罗宾康公司又提出了中心点偏移式功率单元旁路的方法，在故障功率单元被旁路后，通过 调节三相输出电压的之间的相位，保证输出线电压仍保持三相对称，电机能正常运行，该技术使单元串联多电平变频器的可靠性得到很大提高。单元串联式多电平高压变频方案在我国获得了大面积推广，北京利得华福公司HARSVERT-A系列，北京先行公司HVF系列，上海科达公司MAXF系列，东方凯奇公司等高压变频调速器制造厂等均采用这种结构。为了减少串联功率单元数，简化系统以及进一步降低输出谐波含量，日本富士电机Fuji公司的FRENIC4600FM4系列，采用12脉冲不可控整流和三电平单相PWM逆变，达到功率单元数减少一半的目的。单元串联多电平变频器的输出电压可达到10kV。 2、飞跨电容箝位型三电平高压变频器 1992年，T.A.Maynard和H.Foch提出用飞跨电容取代箝位二极管,构 建飞跨电容箝位型多电平主电路。电容箝位型多电平变流器的电平合成自由度和灵活性高于二极管箝位型多电平变流器，但控制方法非常复杂，而且开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低。法国阿尔斯通公司的alspa cdm6000系列高压变频器，是采用IGBT器件的飞跨电容四电平变频器，可四象限运行，输出波形较好，谐波含量和dv/dt较小（dv/dt＜500dv/dt）。但是，从元件不串联的原则出发，目前三电平方式还不能直接输出6000V电压，以高压IGBT 或IGCT 为例，目前实用的电压等级最 高为6500V，输出交流电压最高为4.6KV。若要求更高的输出电压，只能采用器件直接串联或采用输出侧升压变压器，而器件直接串联时就带来稳态和动态均压问题，这样就失去了三电平变频器本身不存在动态均压问题的优点，降低了系统的可靠性；输出采用升压变压器则无疑增加了装置成本，系统效率和功率因素降低。 3、CSI型高压变频器 电流源型（CSI）高压变频器代表厂商是AB公司。上世纪末，高压 电流源电路 电流源电路【1】howland电流源电路（一）最近研究了一些典型的电流源电路。阅读了几遍经典的电流源电路设计应用手册。结合工作中的经验把它他整理出来分享给大家。力争在这一系列文档里，把常见的电流源电路分析全面。 第一小节，先从我最近刚刚设计的一个howland电路开始。一个项目要求将交流电压信号变化为输出+/-50mA 的交流电流信号，以便长距离传输。输入信号为有效值为 +/-5V的50Hz交流电压信号。信号误差要保持在1%以内。供电用+/-12V到+/15V都可以。这个电路可以用分立器件来设计，用运放驱动一个AB类功放。AB类功放的输出端串联一个电阻作为取样电阻。电流流过取样电阻形成的电压信号即为反馈信号。这样设计有突出的缺点，使用分立器件较多，输出器过于复杂，还不易控制精度。因此本文推荐一个更为简单的电路——howland电流源电路。Howland 电路的基本原理图如下：其中X1G表示理想运放。 根据理想运放的虚短、虚断特性我们可以推导出此howland 电路输出电流与输入电压VP，VM的关系公式如下:[2] 在实际的电路设计中我们通常使得RX=RF and RZ=RI。这样上面的公式就可以简化为： 电路输入的信号是单极性电压信号，可以把VM接地，即电压为0。这样可以进一步简化公式来确定各电阻的值。电流源电路【2】howland电流源电路（二）根据上一小节的要求和howland电路设计原理。方案设计如下图：电路选用最大可以输出200mA的大电流运放OPA551。使用单运放来实现高精度的正负电流输出。OPA551的最大失调电压为 5mV。而本设计要求的最大输入信号为7.071V。因此失调电压的影响会小于0.1%。电流流过的四个高精度电阻R5-R8形成的电压信号作为反馈信号反馈给正输入端电阻R4。使用四个电阻的原因是，四个电阻可以分担输出的电流，保证电阻的产生的热量远低于额定功率; 再则这样可以匹配出更精确的阻值。在实现生产中，也可以减小电阻的随机误差。为了保证精度，R1-R4的电阻值推荐选用0.1%（千分之一）精度的电阻值。C1是用来限制电路带宽，同时对滤降频率较高的噪声的。接下来，我们用TI免费的仿真软件TINA对其进行仿真。仿真结果如下：从仿真结果来年，这个设计误差会小于0.2%。这个电路还可以进一步作改进设计，如下图，将反馈电压信号经过一个高精度运放OPA188作跟随反馈给R4. 这样可以保证反馈信号的不会受到输入信号的影 2007年第 24卷第 8期微电子学与计算机 1引言 目前 , 国内 DC-DC 电源需求量日益增大。 DC-DC 转换器分为线性电源和开关型电源。开关型电源的调整管工作在开关状态 , 功耗小 , 效率高 , 因此在计算机、通信、雷达、电子仪器以及家用电器等电子领域有着广泛的应用前景。文中设计并实现了一种高性能的 PWM 控制芯片 , 主要用于开关型 DC-DC 电源的功率控制。该芯片采用可调整的带隙基准源 , 具有基准电压精度高、温漂低的优点。电流型反馈模式的采用使其与传统电压模式的 PWM 控制器相比 , 具有系统动态响应快的明显优点。芯片结构设计合理 , 控制功能齐全 , 为 DC-DC 电源系统提供了高性能的关键芯片。 2电路工作原理及其电流型反馈模式 如图 1所示 , 虚线框内为本电路的设计内容 , 框外是其典型应用的简化电路。本电路的主要模块包括电压基准、振荡器、误差放大器、电流检测比较器、PWM 锁存器、欠压锁定电路、输出级电路和过压保护电路等。 电路工作原理如下 :系统的输出电压 V O U T 经过分压处理作为误差放大器的输入 , 与内部电压基准模块提供的 2.5V 基准电压比较后产生误差电压 , 而变压器初级线圈 (电感的电流在采样电阻上产生 的电压降 V IO U T 作为电流检测比较器的输入 , 与误差放大器产生的误差电压进行比较 , 经过PWM 锁存器和输出级的功率放大 , 输出 PWM 控制信号 Out- 一种电流型 PWM 控制芯片的设计 师娅 , 唐威 (西安微电子技术研究所 , 陕西西安 710054 摘要 :设计并实现了一种高性能的功能齐全的电流型 PWM 控制芯片。电路采用可调整的带隙基准源和电流型反馈模式 , 具有基准精度高、温漂低、系统动态响应快等优点。电路的输出级驱动电流可达 1A , 开关频率可达 500kHz , 具有过压、过流保护和欠压锁定的功能。 关键词 :PWM 控制器 ; 带隙基准 ; 电流型 中图分类号 :TN4文献标识码 :A 文章编号 :1000-7180(2007 08-0145-04 Design of Current-Mode PWM Controller SHI Ya , TANG Wei (Xi ′ an Microelectronic Technology Institute, Xi ′ an 710054, China Abstract :A high performance current mode PWM controller chip is implemented in this paper. High precision, low temperature coefficent and fast dynamic response is achieved by using adjustable bandgap reference and current mode of control in this chip. In addition, The PWM controller can reach up to output current of 1A and switching frequency of 500kHz, and has function such as UVLO, over-voltage and over-current protecting. Key words :PWM controller ; bandgap reference ; current mode 收稿日期 :2006-11-23 145 微电子学与计算机 2007年第 24卷第 8期 一种电压控制电流源的设计与应用 韩静霖1，李国峰2，张勇2，刘轶轶2，邹云2 1.天津赛能高科技有限公司，天津300192； 2.南开大学信息技术学院，天津300071 2009-03-23 摘要：基于运算放大器原理，介绍了一种电压控制电流源的设计，分析了控制电压的输入范围和电流的输出范围，用三极管进行扩流，以满足不同的应用要求。该电路结构简单、性能稳定、可控性好、线性度高、成本低廉。最后给出了电池充电 电路的应用实例。 关键词：压控电流源；运算放大器；电池；充电 电流源的用途很多，压控电流源因设计简单，调试方便而得到广泛应用。 压控电流源有多种实现方法。文献[1]和文献[2]采用运算放大器做输出，得到的输出电流小；文献[3]是一种比较复杂的应用；文献[4]用于蓄电池恒流充电；文献[5]采用脉宽调制控制器实现了开关恒流源。 本文采用运算放大器作为恒流元件，克服了文献[1]和文献[2]的不足，由单片机通过DA进行控制，通过A/D采样进行比较， 以得到精度高、电路稳定的闭环恒流控制。 1 电压控制电流源的原理设计与分析 1.1 电路原理 电路如图1所示，根据理想运算放大器“虚短”和“虚断”的原理，可以得到： 当R>>R0、R L时，有如下近似等式： 即输出电流I L与输入电压v i成线性关系。 1.2 改进后的电路 图1所示电路要求R>>R0、R L时，(4)式才满足。将电路进行如图2所示的改进。由于理想运算放大器的输入阻抗为无限大， 所以，流过电阻R0和R L的电流相等，可以得到： 1.3 进一步扩充电流后的电路 由于运算放大器的电流输出能力很小，一般为20mA～40mA，因此当实际应用电流比较大时，要对电路进行扩流，如图3所 示。 I/V转换电路设计1、在实际应用中，对于不存在共模干扰的电流输入信号，可以直接利用一个精密的线绕电阻，实现电流/电压的变换，若精密电阻R1＋Rw＝500Ω,可实现0-10mA/0-5V的I/V变换，若精密电阻R1＋Rw＝250Ω,可实现4-20mA/1-5V的I/V变换。图中R,C组成低通滤波器，抑制高频干扰，Rw用于调整输出的电压范围，电流输入端加一稳压二极管。 电路图如下所示： 输出电压为： Vo=Ii?（R1+Rw）（Rw可以调节输出电压范围） 缺点是：输出电压随负载的变化而变化，使得输入电流与输出电压之间没有固定的比例关系。 优点是：电路简单，适用于负载变化不大的场合， 2、由运算放大器组成的I/V转换电路 原理： 先将输入电流经过一个电阻（高精度、热稳定性好）使其产生一个电压，在将电压经过一个电压跟随器（或放大器），将输入、输出隔离开来，使其负载不能影响电流在电阻上产生的电压。然后经一个电压跟随器（或放大器）输出。C1滤除高频干扰，应为pf级电容。 电路图如下所示： 输出电压为： Vo=Ii?R4?(1+(R3+Rw) R1 ) 注释：通过调节Rw可以调节放大倍数。 优点：负载不影响转换关系，但输入电压受提供芯片电压的影响即有输出电压上限值。 要求：电流输入信号Ii是从运算放大器A1的同相输入端输入的，因此要求选用具有较高共模抑制比的运算放大器，例如，OP-07、OP-27等。R4为高精度、热稳定性较好的电阻。 V/I转换电路设计 原理： 1、V I 变换电路的基本原理： 最简单的VI变换电路就是一只电阻，根据欧姆定律：Io=Ui R ，如果保证电阻不变，输出电流与输入电压成正比。但是，我们很快发现这样的电路无法实用，一方面接入负载后，由于不可避免负载电阻的存在，式中的R发生了变化，输出电流也发生了变化；另一方面，需要输入信号提供相应的电流，在某些场合无法满足这种需要。 1 、基于运算放大器的基本VI变换电路为了保证负载电阻不影响电压/电流的变换关系,需要对电路进行调整,如图1是基于运算放大器的基本VI变换电路。利用运算放大器的“虚短”概念可知U-=U+=0；因此流过Ri的电流： Ii=Ui RPWM电流源型变流器
基于PID控制的数字恒流源报告
实用的4～20mA输入I-V转换电路
电流型控制原理及特点分析
几个常用的电压电流转换电路
关于电流源型高压变频器
电流源电路
一种电流型PWM控制芯片的设计
一种电压控制电流源的设计与应用
几个常用的电压电流转换电路