反激变换器设计笔记
第1章反激变换器设计笔记
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
图 1 基于NCP1015 的反激变换器
1.1 概述
基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
1.2 设计步骤
图 2 反激变换器设计步骤
接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。
1. Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：V inmin_AC 及V in max_AC ------电网频率：f line （国内为50Hz ）
------输出功率：（等于各路输出功率之和） 1122o o u t o u t
o u t
o u t P V I V
I
=?+?+
（1）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）
根据预估效率，估算输入功率：
o
in P P η
=
（2）
对多路输出，定义K L （n ）为第n 路输出功率与输出总功率的比值： ()()o n L n o
P K P = （3）
单路输出时，K L （n ）=1.
2. Step2：确定输入电容Cbulk
C bulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC ），取2～3μF/W ； 对窄范围输入电压（176～265VAC ），取1μF/W 即可，电容充电占空比
D ch 一般取0.2 即可。
图 3 Cbulk 电容充放电
一般在整流后的最小电压V in min_DC 处设计反激变换器，可由C bulk 计算V in min_DC ：
min_in DC V = （4）
3. Step3：确定最大占空比D max
反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM 模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。
图 4 反激变换器
对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（V in min_DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。
如图4（b）所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS 的DS 两端。最大占空比D max 确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压V D以及MOS 管承受的最大电压V ds max，可由下式得到：
max
min_max
1or in DC D V V D =
?- （5）
max_in DC
D o o or
V V V V V =
?+ （6）
max max_ds in DC or V V V =+ （7）
通过公式（5）（6）（7），可知，D max 取值越小，V or 越小，进而MOS 管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大D max ，来降低次级整流管的电压应力。D max 的取值，应当保证V dsmax 不超过MOS
管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V （NCP1015）的MOS 管，设计中，D max 不超过0.45 为宜。
4. Step4：确定变压器初级电感L m
对于CCM 模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感L m 。由下式决定：
2min_max ()2in DC
m in sw RF
V D L P f K ?=
??? （8）
其中，f sw 为反激变换器的工作频率，K RF 为电流纹波系数，其定义如下图所示：
图 5 流过MOS 管的电流波形及电流纹波系数
对于DCM 模式变换器，设计时K RF =1。对于CCM 模式变换器，K RF <1，此时，K RF 的
取值会影响到初级电流的均方根值（RMS ），K RF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会越小，然而过小的K RF 会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM 模式的反激变换器，宽压输入时（90～265VAC ），K RF 取0.25～0.5；窄压输入时（176～265VAC ），K RF 取0.4～0.8 即可。
一旦L m 确定，流过MOS 管的电流峰值I dspeak 和均方根值I dsrms 亦随之确定：
2
dspeak EDC I
I I ?=+
（9）
dsrms I = （10）
其中：
min_max
in
EDC in DC P I V D =
? （11）
min_max
in DC m sw
V D I L f ??=
? （12）
设计中，需保证I dspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%，I dsrms 用来计算MOS 管的导
通损耗P cond ，R dson 为MOS 管的导通电阻。
2
cond dsrms dson P I R =? （13）
5. Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数
开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。
实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照，可参考下表：
图 6 不同形状的铁氧体磁芯及骨架
选定磁芯后，通过其Datasheet 查找A e 值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B ，次级线圈匝数由下式确定：
m dspeak p e
L I N B A ?=
?? （14）
其中，DCM 模式时，△B 取0.2～0.26T ；CCM 时，△B 取0.12～0.18T 。
图 7 磁芯特性
6. Step6：确定各路输出的匝数
先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路 绕组匝数为：
11
1out F s p or
V V N N V +=
? （15）
则其余输出绕组的匝数为：
()()()111
out n F n s n s out F V V N N V V +=
?+ （16）
辅助线圈绕组的匝数N a 为：
111
auk Fa
a s out F V V N N V V +=
?+ （17）
7. Step7：确定每个绕组的线径
根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。
2D = （18） 初级电感绕组电流RMS ：
prms dsrms I I = （19）
次级绕组电流RMS 由下式决定：
()
sec ()
()()
or L n rms n dsrms out n F n V K I I V V ?=+ （20） ρ为电流密度，单位：A/mm 2，通常，当绕组线圈的比较长时（>1m ）,线圈电流密度取
5A/mm 2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6～10A/mm 2。当流过线圈的电流比较大时，可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。
核算实际绕组导线所需要的窗口面积，由下式决定：
c
w F
A A K =
（21） 其中，A c 是所有绕组导线截面积的总和，K F 为填充系数，一般取0.2～0.3. 检查磁芯的窗口面积（如图 7（a ）所示），大于公式 21 计算出的结果即可。
8. Step8：为每路输出选择合适的整流管
每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值V D （n ）和均方根值I Drms （n ）
如下：
max_()()()()()
in DC out n F n D n out n or
V V V V V V ?+=+
（22）
()()()()
or L n Drms n dsrms out n F n V K I I V V ?=+ （23）
选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足：
()1.3RRM D n V V ≥? （24） ()()1.5F n Drms n I I ≥? （
25）
9. Step9：为每路输出选择合适的滤波器
第n 路输出电容C out （n ）的纹波电流I caprms （n ）为：
()caprms n I = （26）
选取的输出电容的纹波电流值I ripple 需满足：
()1.2ripple caprms n I I ≥? （27）
输出电压纹波由下式决定：
()max ()()
()()()
out n dspeak or c n L n out out n sw
out n F n I D I V R K V C f V V ?????=
+
?+ （28）
有时候，单个电容的高ESR ，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可
通过在输出端多并联几个电容，或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意：LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L 不宜过大，建议不超过4.7μH 。
10. Step10：钳位吸收电路设计
如图 8 所示，反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感L LK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。
图 8 MOS 管关断时漏极电压波形
反激变换器设计中，常用图 9（a ）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD 钳位吸收）。
R Clamp 由下式决定，其中V clamp 一般比反射电压V or 高出50～100V ，L LK 为变压器初级漏感，以实测为准：
2
2()
clamp clamp or clamp Lk sw dspeak
V V V R L f I ??-=
?? （29）
图 9 RCD 钳位吸收
C Clamp 由下式决定，其中V ripple 一般取V clamp 的5%～10%是比较合理的：
clamp
clamp ripple sw clamp
V C V f R =
?? （30）
输出功率比较小（20W 以下）时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007；反之，则需要使用快恢复二极管。
11. Step11：补偿电路设计
开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。通常，使用Dean Venable 提出的Type II 补偿电路就足够了。
在设计补偿电路之前，首先需要考察补偿对象（功率级）的小信号特性。
如图8 所示，从IC 内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数（即控制对象的传递函数）为：
图 10 反激变换器反馈回路
()
()()
out FB V s H s V s =
（31）
附录A 分别给出了CCM 模式和DCM 模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM 模式，从控制到输出的传函为：
11()()()1out out z
FB a s dspeak
n s
V s V w m
H s k s V s m m R I w +
=
=???+?+ （32）
其中：2p Load out w R C =?，1z out w Esr C =?，21
out Load o
V R P =
V out1 为主路输出直流电压，k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对
NCP1015 而言，k=0.25），m 为初级电流上升斜率，m a 为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即m a =0），I dspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad （或Matlab ）绘制功率级传函的Bode 图：
图 11 功率级传函Bode 图
在考察功率级传函Bode 图的基础上，我们就可以进行环路补偿了。
前文提到，对于峰值电流模式的反激变换器，使用Dean Venable Type II 补偿电路即可，典型的接线方式如下图所示：
图 12 Type II 补偿网络
通常，为降低输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC 滤波器，如图 10 所示，L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，L1、C1B 的引入，使变换器的环路分析变得复杂，不但影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性。然而，建模分析后可知：如果L1、C1B 的转折频率大于带宽f cross 的5 倍以上，那么其对环路的影响可以忽略不计，实际设计中，建议L1 不超过4.7μH 。于是我们简化分析时，直接将L1直接短路即可，推导该补偿网络的传递函数G(s)为：
1()()()1z pullup FB out Led
p
w R CTR V s s G s s V s R w +?==-?+ （33）
其中：11
z z
w R C =
?，1()p pullup pole op w R C C =?+
CTR 为光耦的电流传输比，R pullup 为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015，R pullup =18k
Ω），C op 为光耦的寄生电容，与R pullup 的大小有关。图 13（来源于Sharp PC817 的数据手册）是光耦的频率响应特性，可以看出，当R L （即R pullup ）为18k Ω时，将会带来一个约2kHz 左右的极点，所以R pullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。
图 13 光耦的频率响应
k Factor （k 因子法）是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的，提供了一种确定补偿网络参数的方法。
图 14 k 因子确定零点和极点的位置
如图 14 所示，将Type II 补偿网络的极点w p 放到f cross 的k 倍处，将零点w z 放到f cross
的1/k 处。图 12 的补偿网络有三个参数需要计算：R Led ，C z ，C pole ，下面将用k Factor 计算这些参数：
图 15 动态负载时输出电压波形
-------确定补偿后的环路带宽f cross ：通过限制动态负载时（△I out ）的输出电压过冲量（或下冲量）△V out ，由下式决定环路带宽：
2out
cross out out
I f V C π?=
???? （34）
-------考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（Mid-band Gain ）：
log(())
10
cross pullup Led H f R R CTR -=?
（35）
-------确定Dean Venable 因子k ：选择补偿后的相位裕量PM （一般取55°～80°），由公式 32 得到f cross 处功率级的相移（可由Mathcad 计算）PS ，则补偿网络需要提升的相位Boost 为：
2
Boost PM PS π
=--
（36）
则k 由下式决定：
tan(
)24
Boost k π
=+ （37）
-------补偿网络极点（w p ）放置于f cross 的k 倍处，可由下式计算出C pole ：
1
2()
cross pullup pole op k f R C C π?=
???+ （38）
-------补偿网络零点（w z ）放置于f cross 的1/k 倍处，可由下式计算出C z ：
11
2cross z
f k R C π=
??? （39）
图 16 补偿后的幅频-相频特性
1.3 仿真验证
计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析，减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差，还可以与实物调试相互补充，最大限度的降低设计成本，缩短开发周期。
本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015 控制原理类似），搭建反激变换器。其中，变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。
仿真测试条件：低压输入（90VAC，双路满载）
1. 原理图
图17 仿真原理图
2. 瞬态信号时域分析
图18 启动60ms 内整流桥后电压波形
从图18 可以看出，最低C bulk 上的最低电压为97.3V，与理论值98V 大致相符。
图19 Cclamp 吸收电容两端电压波形
图20 启动60ms 内mos 管DS 电压波形
图21 稳定时DS 电压波形
图22 电感电流波形
图23 输出电压启动波形（红线为15V 辅路，绿线为5V 主路）3. 交流信号频域分析
图24 功率级小信号特性
图25 补偿网络传函特性
图26 补偿后变换器开环小信号特性
4. 动态负载波形测试
测试条件：低压输入，满载，主路输出电流0.1A---1A---0.1A，间隔2.5ms，测试输出电压波形。
图27 主路输出动态波形
1.4 PCB 设计指导
1. PCB layout—大电流环路
大电流环路包围的面积应极可能小，走线要宽。
图28 PCB layout---大电流环路
2. PCB layout—高频（di/dt、dv/dt）走线
a．整流二级，钳位吸收二极管，MOS 管与变压器引脚，这些高频处，引线应尽可能短，layout 时避免走直角；
b．MOS 管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到控制IC 的走线距离越短越好；
c．检流电阻与MOS 和GND 的距离应尽可能短。
图29 PCB layout--高频走线
3. PCB layout—接地
初级接地规则：
a. 所有小信号GND 与控制IC 的GND 相连后，连接到Power GND（即大信号GND）；
b. 反馈信号应独立走到IC，反馈信号的GND 与IC 的GND 相连。
次级接地规则：
a. 输出小信号地与相连后，与输出电容的的负极相连；
b. 输出采样电阻的地要与基准源（TL431）的地相连。
图30 PCB layout---接地
4. PCB layout—实例
图31 PCB layout---实例
1.5 总结
本文详细介绍了反激变换器的设计步骤，以及PCB 设计时应当注意的事项，并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。同时，在附录部分，分别给出了峰值电流模式反激在CCM 模式和DCM 模式工作条件下的功率级传递函数。
(整理)反激式开关电源变压器设计原理.
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
反激变换器课程设计报告
电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐
目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结
一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法
确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法 准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。 近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。 图1是准谐振反激式变换器的原理图。其中： L P为初级绕组电感量，L LEAK为初级绕组漏感量， R P是初级绕组的电阻，C P是谐振电容。 由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激 式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的 导通时刻不一样。图2是工作在断续模式的传统 反激式变换器的开关管漏源极间电压V DS的波 形图。这里V IN是输入电压，V OR为次级到初级 图1：准谐振反激式变换器原理图。 的折射电压。 由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L P、C P决定，衰减因子由R P决定。对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，如图3所示，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。实现这一点并不困难，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管，就能达到目的。这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理，前文提到的几种IC均能实现这个功能。由此带来的问题是其工作频率是变化的，从而影响了其它设计参数的确定。 设计参数的确定 设计反激式变换器，通常需要确定以下参数： f S：变换器的工作频率； I PMAX：初级绕组的最大峰值电流；
(完整版)50W反激变换器的设计
50W反激变换器的设计(CCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.45 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则主功率管开通时间为： Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 13.67 设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η ( 设定电源的效率η为0.8 ） Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T 变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T 变压器的实际初次级匝数可以取 Np = 27 T Ns = 2 T 重新核算变压器的设计 最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D ) D = 0.447 最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae ) Bmax = 0.195 T 初级电流Ip1 和Ip2： 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1 Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A 次级电流Is1和Is2 Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A Is_rms = 12.56A 次级电压折射到初级的电压 V or = n * ( V o + Vf ) = 81V 初级功率管Mosfet 的选择 Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A ( 设定应力降额系数为0.8 ） 可以选择Infineon 的IPP60R450E6 次级整流管Diode 的选择 Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A ( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ） 可以选择IR 的30CTQ060PBF 输出电容的选择 设定输出电压的纹波为50mv 输出电流的交流电流： Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D ) Isac_rms = 9.36A Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm 选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.3 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS 假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 12.53 设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2 Ip2=Io*T/Tr=25A Ip1 = Ip2/n=1.99 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T 变压器的次级匝数 Ns = Np / n = 1.4 T=2T 变压器的实际初次级匝数可以取 Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T 开关电源一次滤波大电解电容 开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。 输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1 2.0V*2A=24W。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的 电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30 % 80 24 =. 3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc 故负载直流电流为：I= Vin Pin =A Vac W 28 .0 108 30 = 4.设计允许的直流纹波电压V ?/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约 是4ms，T= f 1 = 60 1 =0.0167S=16.7 ms）则： C=uF V t I 9. 51 6. 21 10 * 4 * 28 .0 *3 = = ? - 故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等)
作文-原研哉《设计中的设计》读书笔记
原研哉《设计中的设计》读书笔记 一直对日本的设计很感兴趣，朋友也推荐我去读一下原研哉的《设计中的设计》这本书，在闲暇时间细细的把这篇文章读了下来，这是一本值得慢慢品味的书籍，读完后，要将书合起来，慢慢回味，日后打开再读。这本书并不是讲述如何做设计的，而是介绍了原研哉的一些代表作品，并且对设计过程进行了细致的记录和分析，更像是他的一本随笔集。作为设计师，原研哉分享了设计背后的故事，书写了对设计的观点和思考。细腻、深入的文字，品读的不仅是设计、美学、文化，还有对生活的反思。在读这本书的时候我被书中介绍的设计案例深深吸引住了，作者的许多观点和设计观念颇为受用，书中提到的每一个设计都能让我们体会到设计者背后的匠心独运。 文章一开始就提出“设计到底是什幺？”我想是一个值得考究的问题。读了这本书，能从更多角度和层面的理解设计。为了给出自己的答案，原研哉他走了很长的路，做了很多的探索，回顾了现代设计的发展历程，并且策划了二十一世纪的日常用品再设计展览，通过与许多设计师的互动一起来思考设计与日常生活的关系。文章中谈到我们无意识的生活在设计的海洋中，而生活本身就是设计的起源地，设计归根结底就是我们对生活的发言。”日常“也是原研哉反复提
到的一个词，它是设计的起源也是设计的意义，这本书说到底是在提醒我们：每个人都可以做一个设计师，因为你可以设计的不仅仅是一般意义上的“设计”，还有你的生活。这也是给我印象很深的一个观点，文章中谈到的几个设计它不仅为日常用品提供了新的可能，在这背后更是一种生活的态度。日本的一些优秀的设计作品，不管是建筑也好日用品也好，都具有一种简单而深远的意味，就如同中国的山水画中的恰到好处的留白一样，更多的是一种心灵的体验。文章讲到了设计与过去，设计与生活，设计师所处的时代，艺术与设计，设计的未来等等，这些都体现了作者丰富的生活积累和设计经验。 日本设计师似乎总能在些许平常的生活事物中点亮一个小创意。书中给我印象很深的是作者介绍无印良品的设计以及他的设计感受，书中有个词是对无印良品的评价就是“虚无”。它传递给消费者的是一种“这样就好”的满足感，在朴素与简约中寻找新的价值观和审美，以丰富而低廉的成本去实现一个最合适的低价格。无印良品广告海报—地平线。地平线，地面与天空连成一线，包容万象，和无印良品的整个理念结合的近乎完美。人们觉得自己渺小的时候就是看到壮阔的景观，而最壮阔的就是地平线。这幅画面单纯、简单，给人一种很放松很亲切的感觉，并且留给读者很大的想象空间，而不是把信息强制传递给受众。作者把设计作为
反激变压器绕制详解
反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑） 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了 电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以
反激变换器拓扑的电路设计
反激变换器拓扑的电路设计 1．介绍反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。在文中，介绍了反激变换器的基本工作原理，对不连续模式反激变换器的设计过程，各参数之间的决定关系作了简练而准确的描述。由于电路设计和磁路设计分别介绍，对读者掌握反激变换器的设计有很好的帮助。 2．不连续模式反激变换器的基本原理反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。 图1a是反激变换器的基本拓扑。图中有两个输出电路，一个主输出和一个从输出。负反馈闭合环路采样主输出电压V om。V om的采样值与参考值比较，输出的误差信号放大信号控制Q1的导通时间脉冲，使得V om的采样值在电网和负载变化时等于参考电压，从而稳定输出电压。从输出跟随主输出得到相应的调节。 电路的工作过程如下：当Q1导通，所有线圈的同名端（带）相对于非同名端（不带）是负极性。输出整流二极管D1和D2反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C1和C2提供。 在Q1导通期间，Np上施加了一个固定的电压（Vdc-1）（这里假设开关管的导通压降是1V），并且流过以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp线性上升的电流，这里Lp是原边的磁化电感。在导通时间的最后，原边电流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。这个电流代表电感上储存的能量为 （1） 这里E单位焦耳，Lp单位亨，Ip单位安培 当Q1关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。假设这时没有从次级绕组，
设计中的设计读书笔记样本
原研哉是日本中生代国际级平面设计大师，日本设计中心代表，武藏野美术大学专家，无印良品（MUJI）艺术总监。《设计中设计（全本）》则是原研哉对她设计理念以及作品沿承、发展归总。她代表作也当之无愧是关于日本设计最典型代表作。 “她以一双无视外部世界飞速发展变化眼睛面对“寻常生活”，以谦虚但同步尖锐目光寻找设计被需要所在，并将自己精准地安顿在她意图可以被赋予生命地方。当咱们寻常生活正在越来越陷入自身窠臼之时，她敏锐地感知到了设计征候和迹象，并且自觉自主地挑战其中未知领域。她设计作品显现出来不落陈规清新，在这样态度下，她拓展了设计视野和范畴，在她所经历之处，崭新地平线不断被发现和拓展。” 设计是变化生活方式工具，并不是浮夸体现而是实用生活化大众化。“咱们观看世界视角与感受世界方式也许有千万种，只要可以下意识地将这些角度和感受办法运用到寻常生活中，就是设计。”“设计不是一种技能，而是捕获事物本质感觉能力和洞察能力。”通过创造与交流来结识咱们生活在其中世界。站在所处历史交集点上，努力不在某一种局部中迷失、失去看到整体机会，从而抓住它本质。在咱们熟悉寻常生活中蕴涵着无数设计也许。并不是仅仅只有制造出新颖东西才算是创造，把熟悉东西当成未知领域再度开发也同样具备创造性。而创造力获得，并不是一定要站在时代前端。如果可以把眼光放得足够长远，在咱们身后，或许也同样隐藏着创造源泉。也许将来就在前面，但当咱们转身，同样会看见悠久历史为咱们积累了雄厚资源。只有可以在这两者之间从容穿行，才可以真正具备创造力。“创意并不是要让人惊异它崭新形式和素材，而应当让人惊异于它居然来自看似平凡寻常生活。”
设计是自然，概念实现，设计其实是一件轻松事情，当你需要解决某件事情时候设计自然而然就会产生，并且是有目故意义。从发现到解决问题过程中，我收获着巨大充实感成就感。有时候咱们很费力去变化诸多东西，却发现本来也许只需要变化一点点一切都会不同样。即“小处着手，大处着眼”让生活变得更美好，就如设计不是为了吃饱饭，而是吃好饭，高兴吃饭。 与艺术相比，“设计基本上没有自我体现动机，其落脚点更侧重于社会。”因而设计出发点并非是自我风格体现或是个人情绪张扬，而是从揣摩大众感受出发——无论是视觉还是触觉。 给一件事情下定义或用文字记述下来并不见得就是对其有所理解。如果可以先将已知事物陌生化，然后再尝试挑战其真实性，才有也许进一步理解它。咱们生活中，有许多价值丰富文化积累。如果可以把它们当作是陌生东西，加以活用，是比无中生有更了不起创造。咱们脚下埋藏着巨大矿脉。咱们需要只是发现眼睛。 再设计在于回到原点，重新审视咱们周遭设计，以最为平易近人方式，来摸索设计本质。从无到有，是创造；但将已知事物陌生化，更是一种创造。再设计就是对人类追求物体自身美好一次诗意回归。考虑问题就是用最简洁方式去达到美感和功用目，同步还能体现人性、自然考虑。她告诉咱们，设计核心是回到原点，重新审视咱们周边设计，以最平易近人方式，来摸索设计本质，佐藤可士和整顿术想表达主题也和它不谋而合。 日本机场出入境印章就采用了这种“再设计”理念，出境印章上是向左飞飞机，入境印章是向右飞飞机。由此，出入境手续一目了然，当发现小小印章如此别出心裁又实用，一定忍不住赞叹。而成人纸尿裤设计，从同理心和人文关怀出发，充分尊重并减轻了使用产品者也许产生羞耻感；火柴设计充分体现对大自然尊重。将落在地上小树枝收集起来，在小树枝尖端涂上发火剂制成火柴。掉落在
北理工考研复试班-北京理工大学设计学考研复试经验分享
北理工考研复试班-北京理工大学设计学考研复试经验分享 北京理工大学1940年诞生于延安，是中国共产党创办的第一所理工科大学，是新中国成立以来国家历批次重点建设的高校，首批进入国家“211工程”和“985工程”，首批进入“世界一流大学”建设高校A类行列。毛泽东同志亲自题写校名，李富春、徐特立、李强等老一辈无产阶级革命家先后担任学校主要领导。在英国QS教育集团公布的2018世界大学排行榜中，学校位居世界第389名、亚洲第76名、中国大陆第17名。学校现隶属于工业和信息化部，全体师生员工正对标国家“两个一百年”奋斗目标，全力朝着中国特色世界一流大学的建设目标迈进。 启道考研复试班根据历年辅导经验，编辑整理以下关于考研复试相关内容，希望能对广大复试学子有所帮助，提前预祝大家复试金榜题名！ 专业介绍 设计专业培养勇于创新，掌握现代产品设计创意和表达能力，适应社会需求的产品设计专业人才。视觉传达设计专业培养专业基础扎实、有一定科学基础知识，实践能力和创造能力强，素质全面的复合型设计人才。环境设计专业培养有较高环境设计整体意识、具备创造性思维和一定实践能力，在室内外空间环境设计中的设计应用人才及设计研究人才。 招生人数与考试科目 专业论述题与设计创意。 复试时间地点 设计学： 3月13日：全天9：00——18：30外语口语、综合面试(可带作品集) 3月14日：上午9：10——9：20 英语听力，9：30——11：30专业笔试 复试内容 外语口语听力测试;专业面试 复试材料 ①《北京理工大学2018年报考攻读硕士学位研究生情况登记表》(由考生自行从网上下载); ②准考证; ③身份证(出示原件，提交复印件);
开关电源学习笔记(含推导公式)
《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。
反激式变压器的设计
反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)
所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国))： （28a） 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。 这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]
设计中的设计读后感
设计中的设计读后感 本文是关于读后感的，仅供参考，如果觉得很不错，欢迎点评和分享。 设计中的设计读后感（一） 原研哉的《设计中的设计》，一直是我很想读的一本书，但读完这本书后，说实话，我不是很明白，也许是对里面的内容理解得不够透彻吧，因此这本书包含的内容都不是很明白，懵懵懂懂的。 设计源于生活，在生活中很多方面都与设计有密切相关的联系，是人们生活必不可少的。 原研哉回顾了现代设计的发展历程，并且策划了“二十一世纪的日常用品再设计”展览，通过与许多设计师的互动，共同思考设计与日常生活的联系。然而，在设计实践中，原研哉师试图建立一种信息建筑的思维方式，让平面设计不仅能作用于人的视觉，而且能够触动人的所有感官，设计其实是我们观察和认知世界的一种方式，但如果设计师能够以一个动态的眼光，去判断所面临的项目，或许会生出一些更具生命力，更具开创性的想法，去指导设计的行为，其结果会更好。而在这物欲横流的社会上，很多人和书都在提醒着我们，人应当保持一种纯洁的心境。设计其实也一样，虽然常常不可避免地与商业相关，却不能成为市场利润的奴隶。因为只有这样，设计才能积极地影响社会和人们的生活，设计中的设计才不会失去它原本的意义。 因此，设计无处不在，时时刻刻地与我们的生活相互联系。 设计中的设计读后感（二）
《设计中的设计》告诉我们，每个人都可以做设计师，因为你设计的不仅是一般意义上的设计，还有你的生活。设计是从生活中发现新问题的行为，额环镜是由具体生活的人构成的，它之所以能走向前方，就是因为有技术与设计的存在。设计的应用很广泛，也可以说成包罗万象，它不是一个独立存在的物体，与大自然；人类息息相关设计师们所说的设计都离不开我们的生活，从一个很小的细节可以体现一个很完美的设计，当然也离不开设计师的才能。我们的衣食住行都离不开设计，我们的物质享受更离不开设计。 设计是一个很抽象的词，但当设计师把它剖削了之后，它其实就在我们身边，有时甚至会擦肩而过，看你有没有发现而已，设计也如此。设计是促进经济发展的动力之一，对于企业来说是一种重要的经济来源。总的来说经济、政治、文化都离不开设计。比如说；商品是市场的主体，是消费欲望的集合体，无论设计什么都要适合消费者更能实现具有引导性的设计，作者还从国家的品牌来解析这个设计。因为每一个国家的形式不一样、经济、文化都白一样，所以设计出来的东西也要人们所接受。 正如作者所说的环保，这是当今世界最关注的问题，需要我们慎重的考虑，其实环境也是设计中的一个环节，设计不是一种技能，而是捕捉事物本质的感觉能力和洞察能力，所以作为一名设计师不但要对社会的敏感度，而且要顺应时代的变化。设计也不能因为技术的发展而陷入停滞。因为时代在发展，我们要真正认识到设计本身在世界上所扮演的角色，发挥了什么技能，以及产生的价值，这些都是我们
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).
当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).
当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90
反激设计最牛笔记
【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！ 反激变换器设计笔记 1、概述 开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。 基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤
接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器 1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率： 对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1. 2. Step2：确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC： 3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。
《设计中的设计》读后感
《设计中的设计》读书笔记 笔记作者：宁婉这本书的作者是日本著名设计师原研哉，书中通过讲述设计案例，来阐释设计涵义及理念，朴实易懂，能吸引我继续往下读。这本书让我深层次地理解了设计的真正涵义，书中很多设计理念对我们今后的创作很有帮助，正如书名“设计中的设计”，设计并不是单一孤立存在，具有更深层次的意义，要考虑更多的综合性因素。以下是我的读书感想和设计随笔。 一、1、《设计中的设计》第一章对设计的定义不完整，他只是说设计是通过创造交流来认识我们生活在其中的世界，这种定义也可以说是发明或是创作。 我认为设计是一种为改善人们生活质量，具有审美性、功能性、创造性的思维性活动。 2、我认为书中“创造出用着顺手的东西，创造出良好的生活环境，并由此感受到生活中的喜悦”。这句话说的很好，反映了设计的真正用途，和人们内心中对设计的最真实朴素的想法、要求。 3、“设计基本上没有自我表现的动机，其落脚点更侧重于社会。”这是设计和艺术的区别。 4、书中谈到的整合设计是将设计的所有问题都从整体去观望，再去领悟它的本质。无论是从设计的年代历程还是从设计物品的整体艺术形态，都要拥有一个宏观的审视态度。这样我们才会真正的了解设计。 5、疑问：我们研究的藏族设计史，19世纪之前的设计史料，能称之为设计吗？因为在19世纪之前设计这一概念和词语还未出现。 6、视觉传达 二、第二章通过举例和展览会上的设计案例，阐释设计师们的各种设计理念 7、再设计：在已有的设计基础上进行再次创造和设计，设计出更具有人性化和创造性思维的。捕捉新鲜感进行再设计。 让人们对之前很熟悉，用得很习惯的生活日常用品的认识发生改变，建立与人