通信电子线路--北京交通大学研学

基于MC1496乘法器调幅电路的

Multisim仿真————————————通信电子线路实验报告————————————

何梦浩

12213010

电子1201班

0 引言

在无线通信系统中，为了将信号从发射端传输到接收端，必须进行调制和解调。振幅调制是调制的一种，其原理框图如下。它是利用调制信号去控制高频率的载波信号，使载波的振幅随调制信号的变化而变化。其调制过程是把调制信号的频谱从低频段搬移到载频两侧，即产生了新的频率分量，通常采用具有相乘特性的非线性器件都可以实现调幅。本文通过Multisim 软件仿真基于模拟乘法器MC1496的调幅电路系统。

1 模拟乘法器MC1496

模拟乘法器是对两个模拟信号（电压或电流）实现相乘功能的有源非线性器件，主要功能是实现两个互不相关信号的相乘，即输出信号与两输入信号相乘积成正比。它有两个输入端口，即X 和Y 输入端口。

在高频电子线路中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个信号相乘或包含相乘的过程。采用集成模拟乘法器实现上述功能比采用分离器件如二极管和三极管要简单的多，而且性能优越。所以目前在无级通信、广播电视等方面应用较多。集成模拟乘法器的常见产品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等[7]。

根据双差分对模拟相乘器基本原理制成的单片集成模拟相乘器MC1496是四象限的乘法器[8]。其内部电路如图2-1所示，其中7V 、1R 、8V 、2R 、9V 、3R 和5R 等组成多路电流源电路，7V 、5R 、1R 为电流源的基准电路，8V 、9V 分别供给5V 、

6V 管恒值电流2/0I ，5R 为外接电阻，可用以调节2/0I 的大小。由5V 、6V 两管的发射极引出接线端2和3，外接电阻Y R ，利用Y R 的负反馈作用，以扩大输入电压2U 的动态范围。C R 为外接负载电阻。

根据差分电路的基本工作原理，可以得到

U c

’

U o

T c c c U u th

i i i 21

521=- (2-1) (2-2) T c c U u

th I i i 22065=- (2-3)

式中1c i 、2c i 、3c i 、4c i 、 5c i 、6c i 分别是三极管1V 、2V 、3V 、4V 、5V 、6V 的集电集电流。T E 为温度的电压当量，在常温T=300K 时，26mV U T ≈。由图2-1可知，相乘器的输出差值电流

)()()()(432142312413c c c c c c c c i i i i i i i i i i i ---=--+=-= (2-4)

将(2-1)、(2-2)、(2-3)代入(2-4)，可得

T

c T T c c U u

th i U u th I U u th

i i i 222)(2610165=-= (2-5) 由于5V 、6V 两管发射极之间跨接负反馈电阻Y R ，当Y R 远大于5V 、6V 管的发射结电阻时

Y

E E c c R u i i i i 2

65652=

-≈- (2-6) 将式(2-6)代入(2-5)可得

T

Y U u

th R u i 2212=

(2-7) 可见，输出电流中包含两个输入信号的乘积。

MC1496原理电路如下图所示：

T c c c U u

th i i i 21

634=-

何梦浩12213010

并将其封装成MC1496

HB1

MC1496

IO1IO1IO2IO2IO3IO3IO4IO4IO5

IO5

IO6

IO6

IO7IO7IO8IO8IO9IO9IO10IO10

2 调幅电路

在幅度调制过程中，根据所取出已调信号的频谱分量不同，分为普通调幅（AM ）、抑制载波的双边带调幅（DSB ）等。

普通调幅与双边带调幅的区别

如果把已调调幅波加到负载电阻R 上，则载波和边频都将给电阻传送功率，它们的功率分别表示为：

载波功率：

R

V P T 2

0021= (2-8)

每个边频功率（上边频或下边频）：

T a a SB SB P m R V m P P 022

0212

14

1

)(21=== (2-9) 上、下边频总功率：

T a SSB DSB P m P P 02

2

12=

= （2-10） a m 称为调幅指数即调幅度，是调幅波的主要参数之一，它表示载波电压振幅受调制信号控制后改变的程度，一般10≤

普通调幅电路的原理框图如图3-2所示

带通

v v )

(t v AM 0

ω

普通调幅波实现框图

3 振幅调制器的仿真测试

下图是在multisim 中画出的AM 和DSB 调幅仿真电路

在输入端加100mv/1MHz的调制波和200mV/10kHz的载波，调节滑动变阻器观察输出有什么不同。

当电位器取100%和0%阻值时：图1

当电位器去50%阻值时：图3

由上述图1和图4可知，输出为全载波调幅信号，调幅指数 <1，可看出调幅波幅度的变化量随调制信号波形的变化呈线性变化。当调整电位器阻值，使输入直流发生变化，如图2和图4所示，可看出调幅波的包络变化与调制信号不再相同，产生了失真，这就是过调制现象，所以要求普通调幅的调幅指数必须不能大于1。

当电位器处在50%阻值时，输入端只有调制信号U

Ω而没有直流电压E，则输出就是抑制载波的双边带调制波，如图3所示。由图可看出双边带调幅信号的幅度仍然随调制信号而变化，但其包络不再反映调制信号波形的变化，而且在调制信号正半周区间的载波相位与调制信号负半周的载波相位反相，即在调制信号波形过零点处的高频相位发生了180°的突变。这种只发射边带不发射载波的抑制

载波双边带调幅波克服了普通调幅波功率利用率低的缺点。

4 检波电路的设计与仿真

接收机收到已调制的高频信号后，为了获得信息，还必须把寄托在载波上的调制信号取出来，这一过程称为解调。调幅波的解调又叫做振幅检波，简称检波。常用的检波方式有峰值包络检波和乘积检波等。其中峰值包络检波适用于普通调幅信号的解调，由于电路简单、性能较好而获得广泛应用。峰值包络检波属于大信号检波，一般要求输入信号在0.5V 以上。 4.1 实验电路图：

图1 峰值包络检波器原理图 4.2 工作原理 （1）实验波形如图：

图2 峰值包络检波波型图

RC 电路有两个作用：一是作为检波器的负载；在两端产生解调输出的原调制信号电压；二是滤除检波电流中的高频分量。为此，RC 网络必须满足

R

C

c <<ω1

且

R C

>>Ω1

。式中，c ω为载波角频率，Ω为调制角频率。 1.v s 正半周的部分时间(φ<90o ) 二极管导通，对C 充电，τ

充

=R D C 。因为 R D 很小，所以τ充很小，v o ≈v s

2.v s的其余时间(φ>90o)

二极管截止，C经R放电，τ放=RC。因为R很大，所以τ放很大，C上电压下降不多，仍有：v o≈v s

1 ,2过程循环往复，C上获得与包络(调制信号)相一致的电压波形，有很小的起伏。故称包络检波。

检波过程实质上是信号源通过二级管向负载电容C充电和负载电容C对负载

电阻R放电的过程，充电时间常数为R

d C，R

d

为二极管正向导通电阻。放电时间

常数为RC，通常R>R

d

,因此对C而言充电快、放电慢。经过若干个周期后，检波

器的输出电压V

在充放电过程中逐步建立起来，该电压对二极管VD形成一个大的负电压，从而使二极管在输入电压的峰值附近才导通，导通时间很短，电流导

通角很小。当C的充放电达到动态平衡后，V

按高频周期作锯齿状波动，其平均值是稳定的，且变化规律与输入调幅信号的包络变化规律相同，从而实现了AM 信号的解调。

（2）指标分析

因v s幅度较大，用折线法分析。

1.v s为等幅波

包络检波器波形:

图3 包络检波器波形

2.v s为AM信号

v s=V s(1+mcosΩt)cosωo t

因为Ω<<ωo，所以包络变化缓慢，在ωo的几个周期内：

V s'≈V s(1+mcosΩt)=常数(恒定值)

v o=V s'cosφ≈V s(1+mcosΩt)cosφ

=V s cosφ+mcosφcosΩt

式中：

V s cosφ为与vo幅度成正比的AGC电压

vΩ=mcosφcosΩt=VΩ'cosΩt(原调制信号)

4.3 非线性失真的分析

通过实验发现，峰值包络检波包括(a)惰性失真；(b)负峰切割失真。失真分析：(a)惰性失真

惰性失真是由于τ

放跟不上v

s

的变化引起的失真

失真电路图：

图4 失真电路图失真波形如图：

图5 失真波形图由图可见，不产生惰性失真的条件：

v s包络在A点的下降速率≤C的放电速率

(b)负峰切割失真

负峰切割失真是由交流负载变化引起的失真

失真电路图：

图6 负峰切割失真电路图

负峰切割失真示意图：

图7 负峰切割失真示意图

因为C

c 很大，在一个周期内，V

c

(不变)≈V

s

(K d≈1时)

所以

V

R =V

AB

=V

c

[R/(R+R L)]

由图：临界不失真条件：

V smin=V c-m V s≈V s-mV s=V s(1-m)

m较大时，若V R>V smin,则产生失真。

则要求：

4.4 检波器的改进电路

改进电路图：

图8 改进电路图

R直=R1+R2

R交=R1+(R2R L)/(R2+R L)=R1+R交'

即：

'的影响减小，不易负峰切割失真。但R1过大时，VΩ的幅度下R1足够大时，R

交

降，一般取R1/R2=0.1~0.2

（1）检波电路后接射随(R i大),即检波电路的R L大

（2）晶体管和集成电路包络检波，为直接耦合方式，不存在C c

5 参考文献

1.高频电子线路(第五版）张肃文主编高等教育出版社

2.通信原理(第六版）樊昌信曹丽娜主编国防工业出版社

3.电路(第五版）邱关源原著罗先觉修订高等教育出版社

4.模拟电子技术基础(第四版）童诗白华成英主编高等教育出版社

5.信号与系统（第二版）郑君里应启珩杨为理主编高等教育出版社