文档库 最新最全的文档下载
当前位置:文档库 › 教你如何正确的为开关电源选择其适合的电感

教你如何正确的为开关电源选择其适合的电感

教你如何正确的为开关电源选择其适合的电感
教你如何正确的为开关电源选择其适合的电感

教你如何正确的为开关电源选择其适合的电感

电感是开关电源中常用的元件,由于它的电流、电压相位不同,所以理论上损耗为零。电感常为储能元件,也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上,用来平滑电流。电感也被称为扼流圈,特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说,由于磁通连续特性,电感上的电流必须是连续的,否则将会产生很大的电压尖峰。

电感为磁性元件,自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和,有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和,也有的应用不允许电感出现饱和,这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下,电感工作在“线性区”,此时电感值为一常数,不随着端电压与电流而变化。但是,开关电源存在一个不可忽视的问题,即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数),一个是不可避免的绕线电阻,另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。杂散电容在低频时影响不大,但随频率的提高而渐显出来,当频率高到某个值以上时,电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集中”为一个电容,则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。

当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时,不妨考虑下面几个特点:

1. 当电感L中有电流I流过时,电感储存的能量为:

E=0.5×L×I2 (1)

2. 在一个开关周期中,电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为:

V=(L×di)/dt (2)

由此可看出,纹波电流的大小跟电感值有关。

3. 就像电容有充、放电电流一样,电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比,电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化,电流变化率di/dt也将变化;正向电压使电流线性上升,反向电压使电流线性下降。

计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要。流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成,因为交流分量具有较高的频率,所以它会通过输出电容流入地,产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低,以免影响电源系统的正常操作,一般要求峰峰值为10mV~500mV。

纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸,纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%,因此对降压型电源来说,流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。

降压型开关电源的电感选择

为降压型开关电源选择电感器时,需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大纹波电流、占空比。下面以图2为例说明降压型开关电源电感值的计算,首先假设开关频率为300kHz、输入电压范围12V±10%、输出电流为1A、最大纹波电流300mA。

最大输入电压值为13.2V,对应的占空比为:

D=Vo/Vi=5/13.2=0.379 (3)

其中,Vo为输出电压、Vi为输出电压。当开关管导通时,电感器上的电压为:

V=Vi-Vo=8.2V (4)

当开关管关断时,电感器上的电压为:

V=-Vo-Vd=-5.3V (5)

dt=D/F (6)

把公式2/3/6代入公式2得出:

升压型开关电源的电感选择

对于升压型开关电源的电感值计算,除了占空比与电感电压的关系式有所改变外,其它过程跟降压型开关电源的计算方式一样。以图3为例进行计算,假设开关频率为300kHz、输入电压范围5V±10%、输出电流为500mA、效率为80%,则最大纹波电流为450mA,对应的占空比为:

D=1-Vi/Vo=1-5.5/12=0.542 (7)

当开关管导通时,电感器上的电压为:

V=Vi=5.5V (8)

当开关管关断时,电感器上的电压为:

V=Vo+Vd-Vi=6.8V (9)

把公式6/7/8代入公式2得出:

请注意,升压电源与降压电源不同,前者的负载电流并不是一直由电感电流提供。当开关管导通时,电感电流经过开关管流入地,而负载电流由输出电容提供,因此输出电容必须有足够大的储能容量来提供这一期间负载所需的电流。但在开关管关断期间,流经电感的电流除了提供给负载,还给输出电容充电。

一般而言,电感值变大,输出纹波会变小,但电源的动态响应也会相应变差,所以电感值的选取可以根据电路的具体应用要求来调整以达到最理想效果。开关频率的提高可以让电感值变小,从而让电感的物理尺寸变小,节省电路板空间,因此目前的开关电源有往高频发展的趋势,以适应电子产品的体积越来越小的要求。

如果确定开关电源电感值

如果确定开关电源电感值 开关电源电感器是开关电源设备的重要元器件,它是利用电磁感应的原理进行工作的。它的作用是阻交流通直流,阻高频通低频(滤波),也就是说高频信号通过电感线圈时会遇到很大的阻力,很难通过,而对低频信号通过它时所呈现的阻力则比较小,即低频信号可以较容易的通过它。电感线圈对直流电的电阻几乎为零。 本文将阐明为非隔离式开关电源(SMPS)选用电感器的基本要点。所举实例适合超薄型表面贴装设计的应用,像电压调节模块(VRM)和负载点(POL)型电源,但不包括基于更大底板的系统。 图1所示为一个降压拓扑结构开关电源的架构,该构架广泛应用于输出电压小于输入电压的开关电源系统。在典型的降压拓扑结构电路中,当开关(Q1)闭合时,电流开始通过这个开关流向输出端,并以某一速率稳步增大,增加速率取决于电路电感。根据楞次定律,di=E*dt/L,流过电感器的电流所发生的变化量等于电压乘以时间变化量,再除以这个电感值。由于流过负载电阻RL的电流稳定增加,输出电压成正比增大。 在达到预定的电压或电流限值时,开关电源控制集成电路将开关断开,从而使电感周围的磁场衰减,并使偏置二极管D1正向导通,从而继续向输出电路供给电流,直至开关再度接通。这一循环反复进行,而开关的次数由控制集成电路来确定,并将输出电压调控在要求的电压值上。图2所示为在若干个开关循环周期内,流过电感器和其它降压拓扑电路元件上的电压和电流波形。 电感值对于在开关电源开关断开期间保持流向负载的电流很关键。所以必须算出保持降压变换器输出电流所必需的最小电感值,以确保在输出电压和输入电流处于最差条件下,仍能够为负载供应足够的电流。为确定最小的电感值,

详细解析电源滤波电容的选取与计算

电感的阻抗与频率成正比,电容的阻抗与频率成反比.所以,电感可以阻扼高频通过,电容可以阻扼低频通过.二者适当组合,就可过滤各种频率信号.如在整流电路中,将电容并在负载上或将电感串联在负载上,可滤去交流纹波.。电容滤波属电压滤波,是直接储存脉动电压来平滑输出电压,输出电压高,接近交流电压峰值;适用于小电流,电流越小滤波效果越好。电感滤波属电流滤波,是靠通过电流产生电磁感应来平滑输出电流,输出电压低,低于交流电压有效值;适用于大电流,电流越大滤波效果越好。电容和电感的很多特性是恰恰相反的。 一般情况下,电解电容的作用是过滤掉电流中的低频信号,但即使是低频信号,其频率也分为了好几个数量级。因此为了适合在不同频率下使用,电解电容也分为高频电容和低频电容(这里的高频是相对而言)。 低频滤波电容主要用于市电滤波或变压器整流后的滤波,其工作频率与市电一致为50Hz;而高频滤波电容主要工作在开关电源整流后的滤波,其工作频率为几千Hz到几万Hz。当我们将低频滤波电容用于高频电路时,由于低频滤波电容高频特性不好,它在高频充放电时内阻较大,等效电感较高。因此在使用中会因电解液的频繁极化而产生较大的热量。而较高的温度将使电容内部的电解液气化,电容内压力升高,最终导致电容的鼓包和爆裂。 电源滤波电容的大小,平时做设计,前级用4.7u,用于滤低频,二级用0.1u,用于滤高频,4.7uF的电容作用是减小输出脉动和低频干扰,0.1uF的电容应该是减小由于负载电流瞬时变化引起的高频干扰。一般前面那个越大越好,两个电容值相差大概100倍左右。电源滤波,开关电源,要看你的ESR(电容的等效串联电阻)有多大,而高频电容的选择最好在其自谐振频率上。大电容是防止浪涌,机理就好比大水库防洪能力更强一样;小电容滤高频干扰,任何器件都可以等效成一个电阻、电感、电容的串并联电路,也就有了自谐振,只有在这个自谐振频率上,等效电阻最小,所以滤波最好! 电容的等效模型为一电感L,一电阻R和电容C的串联, 电感L为电容引线所至,电阻R代表电容的有功功率损耗,电容C. 因而可等效为串联LC回路求其谐振频率,串联谐振的条件为WL=1/WC,W=2*PI*f,从而得到此式子f=1/(2pi*LC).,串联LC回路中心频率处电抗最小表现为纯电阻,所以中心频率处起到滤波效果.引线电感的大小因其粗细长短而不同,接地电容的电感一般是1MM为10nH左右,取决于需要接地的频率。 采用电容滤波设计需要考虑参数: ESR ESL 耐压值 谐振频率

开关电源变压器共模电感设计方案注意事项

开关电源变压器共模电感设计注意事项 在电源变压器的设计过程中,工程师们需要严格的计算并完成共模电感设计和数值选取,这直接关系到开关电源变压器的运行精度。在今天的文章中,我们将会就开关电源变压器的共模电感设计展开简要分析,看在电源变压器共模电感设计和计算过程中,都应该注意哪些问题。 在电源变压器的设计和制作过程中,工程师所要进行的共模电感设计,其所需要的基本参数主要有三个,分别是输入电流,阻抗及频率,磁芯选取。先来看输入电流。这一参数值直接决定了绕组所需的线径。在线径的计算和选取时,电流密度通常取值为400A/cm³, 但此取值须随电感温升的变化。通常情况下,绕组使用单根导线作业,这样可削减高频噪声及趋肤效应损失。 在计算过程中,开关电源变压器共模电感的阻抗在所给的频率条件下,一般规定为最小值。串联的线性阻抗可提供一般要求的噪声衰减。但实际上,线性阻抗问题往往是最容易被人忽视的,因此设计人员经常以50W线性阻抗稳定网络仪来测试共模电感,并渐渐成为一种标准测试共模电感性能的方法。但所得的结果与实际通常有相当大的差别。实际上,共模电感在正常时角频首先会产生每八音度增加-6dB 衰减(角频是共模电感产生-3dB)的频率此角频通常很低,以便感抗能 够提供阻抗。因此,电感可以用这一公式来表达,即:Ls=Xx/2 n f

这里还有一个问题需要工程师需要注意,那就是在进行共模电感设计时须注意磁芯材料和所需的圈数问题。首先来看磁芯型号的选取问题,此时如果有规定电感空间,我们就按此空间来选取合适的磁芯型号,如没有规定,通常磁芯型号的随意选取。 在确定了电源变压器的磁芯型号之后,接下来的工作就是计算磁芯所能绕最大圈数。通常来说,共模电感有两绕组,一般为单层,且每绕组分布在磁芯的每一边,两绕组中间须隔开一定的距离。双层及堆积绕组亦有偶尔使用,但此种作法会提高绕组的分布电容及降低电感的高频性能。由于铜线的线径已由线性电流的大小所决定,内圆周长可以由磁芯的内圆半径减去铜线半径计算得来。故最大圈数的就可以铜线加绝缘的线径及每个绕组所占据的圆周来计算。

如何为开关电源选择合适的电感

如何为开关电源选择合适的电感 电感,一直以来都有些许神秘:它可以产生磁场,把磁场和电场联系起来;电感的电流I不能突变,但电流变化率dI/dt可以突变;电感的储能与其流过的电流有关。 铁氧体和铁粉是用于开关电源电感的两种磁芯材料。应用于电源的储能电感通常制成闭环,使得整个磁场包含在电感的内部,因此磁通大小与磁芯的存储能量将表征磁芯材料的特性。 以Buck电路的输出电感为例。该电感的磁芯具有一定的直流分量,适用的材质有:(1)铁粉芯 碾磨的铁粉与其他的合金组成的精细颗粒与绝缘材料涂层构成磁粉芯。铁粉颗粒周围的绝缘颗粒构成了铁粉芯的内在分散气隙。 (2)带气隙的铁氧体磁芯 Buck电路的电感具有一定的直流分量。若不开气隙,铁氧体磁芯极其容易饱和。开气隙后,闭合磁路的磁通将快速增大。由于空气的相对磁导率为1,且磁芯材料的相对磁导率为几千以上,所以,磁芯中的大部分能量将存储在气隙磁通中。 气隙降低了磁芯的有效磁导率,整个B-H曲线会倾斜,增大了饱和时的磁场强度H,磁芯不太容易饱和。图 1为不开气隙和开气隙的B-H曲线。 图 1 电感B-H曲线 通常我们会发现,大多数采用铁氧体的电感设计,其磁芯损耗仅为电感总损耗(线圈加上磁芯损耗)的5%~10%。但是若电感采用铁粉芯,则该值会增加到20%~30%。 一、电感:磁芯的饱和 当流过电感的电流(或磁场强度)大于一定值时,电感的磁芯可能饱和。当其饱和时,其感量会减小,并接近于0。 某反激电路的限流电阻上的电压波形如图 2所示(反激变换器中变压器的初、次级可以看成一对耦合电感)。从图中可以看出流经初级电感的电流波形。当电流增大时,电感逐渐饱和,电感量减小,从而导致梯形电流的波形的斜率增大。

20170425-开关电源中的电感面积积设计公式(一)

开关电源中的电感面积积设计公式(一) 普高(杭州)科技开发有限公司 张兴柱 博士 A :直流滤波电感的面积积设计公式: (t i L t I I 图1: 一般化的直流滤波电感和其电流波形 图1是开关电源中的一个一般化的直流滤波电感和其电流波形。当该电感的电感量和电流已知时,我们可以通过适当的推导,得到上述一般化直流滤波电感的面积积设计公式。具体推导如下: 由电感的磁链公式,可得:m c L m L Lpeak B A N N LI =Φ= 所以有: m L Lpeak c B N LI A = (1) 其中:m B 为电感电流峰值所对应的磁密,其选取须保证sat m B B <。在电感采用(H ),电流采用(A ),磁密采用(Gass ),截面积采用2)(cm 这一单位制时,上式中要加一个系数,如下所示: 28)(10cm B N LI A m L Lpeak c ×= (2) 根据窗口方程: a Lrms L KW J I N = (3) 其中:J 为绕组的电流密度,K 为窗口系数,a W 为铁芯的窗口面积,所以有: KJ I N W Lrms L a = (4) 在电流采用(A ),电流密度采用2)/(mm A ,窗口面积采用2)(cm 这一单位制时,上式中要

加一个系数,如下所示: 22)(10cm KJ I N W Lrms L a ?×= (5) 从式(2)和式(5),可以得到: 46)(10cm KJ B I LI A W m Lpeak Lrms c a ××= × (6) 其中:Lrms I 为图1中电感电流的有效值,当电感电流的纹波较小时,L Lrms I I ≈;在电感电流纹波较大时,可通过计算获得该有效值电流。 B :交流滤波电感的面积积设计公式: (t i L 图2: 一般化的交流滤波电感和其电流波形 图2是开关电源中的一个一般化的交流滤波电感和其电流波形。它与直流滤波电感中的电流波形之区别在于:交流滤波电感电流中有两个频率分量,一个是开关频率分量,一个是输出低频分量,图中的峰值电感电流指的是包含开关纹波后的峰值电流值。当该电感的电感量和电流波形已知时,通过推导可获得交流滤波电感的面积积设计公式同样为(6)式,只是其有效值电流可用电流波形中的低频分量有效值近似。

开关电源电感的选取

为开关电源选择合适的电感 电感是开关电源中常用的元件,由于它的电流、电压相位不同,所以理论上损耗为零。电感常为储能元件,也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上,用来平滑电流。电感也被称为扼流圈,特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说,由于磁通连续特性,电感上的电流必须是连续的,否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件,自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和,有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和,也有的应用不允许电感出现饱和,这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下,电感工作在“线性区”,此时电感值为一常数,不随着端电压与电流而变化。但是,开关电源存在一个不可忽视的问题,即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数),一个是不可避免的绕线电阻,另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。 杂散电容在低频时影响不大,但随频率的提高而渐显出来,当频率高到某个值以上时,电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集”为一个电容,则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时,不妨考虑下面几个特点: 1. 当电感L 中有电流I 流过时,电感储存的能量为: E=0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中,电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为: V=(L×di)/dt (2) 由此可看出,纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样,电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比,电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化,电流变化率di/dt 也将变化;正向电压使电流线性上升,反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要 从图1 可以看出,流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成,因为交流分量具有较高的频率,所以它会通过输出电容流入地,产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低,以免影响电源系统的正常操作,一般要求峰峰值为10mV~500mV。 纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸,纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%,因此对降压型电源来说,流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。 降压型开关电源的电感选择 为降压型开关电源选择电感器时,需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大

浅谈开关电源输出电感的设计

――DC/DC 电路中电感的选择 原文:Fairchild Semiconductor AB-12:Insight into Inductor Current 下载 翻译:frm (注:只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用,才能更优的设计DC/DC电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。) 本文PDF文档下载 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值,还要考虑电感可承受的电流,绕线电阻,机械尺寸等等。本文专注于解释:电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L(C是其中的输出电容)。虽然这样理解是正确的,但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中(Fairchild典型的开关控制器),电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中,电感会通过(高边“high-side”)MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中,电感连接到GND。由于使用了这类的控制器,可以采用两种方式实现电感接地:通过二极管接地或通过(低边“low-side”)MOSFET接地。如果是后一种方式,转换器就称为“同步(synchronus)”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中,电感的一端连接到输入电压,另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器,输入电压必须比输出电压高,因此会在电感上形成正向压降。相反,在状态2过程中,原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器,输出电压必然为正端,因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式: V=L(dI/dt) 因此,当电感上的电压为正时(状态1),电感上的电流就会增加;当电感上的电压为负时(状态2),电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示: 通过上图我们可以看到,流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式,我们可以计算出峰值电流:

最有效的开关电源纹波计算方法

对滤波效果而言,电容的ESL和ESR参数都很重要,电感会阻止电流的突变,电阻则限制了电流的变化率,这些影响对电容的充放电显然都不利。优质的电容在设计及制造时都采取了必要的手段来降低ESL和ESR,故而横向比较起来,同样的容量滤波效果却不同。

漏电流小,ESR小,一般都是认为要选择低ESR的系列,不过也与负载有关,负载越大,ESR不变时,纹波电流变大,纹波电压也变大。我们从公式上来看看,dV=C*di*dt;dv就是纹波,di是电感上电流的值,dt是持续的时间。一般的开关电源书籍都会讲到怎么算纹波,大题分解为:滤波电容对电压的积分+滤波电容的ESR+滤波电容的ESL+noise,如下图: 一般对纹波的计算通常是估算 有关开关电源纹波的计算,原则上比较复杂,要将输入的矩形波进行傅立叶展开成各次谐波的级数,计算每个谐波的衰减,再求和。最后的结果不仅与滤波电感、滤波电容有关,而且与负载电阻有关。当然,计算时是将滤波电感和滤波电容看成理想元件,若考虑电感的直流电阻以及电容的ESR,那就更复杂了。所以,通常都是估算,再留出一定余量,以满足设计要求。对样机需要实际测试,若不能满足设计要求,则需要更改滤波元件参数。 以Buck电路为例,电感中电流连续和断续,开关电源的传递函数完全不同。电流连续时环路稳定,电流断续时未必稳定。而电感中电流是否连续,除与电感量等有关外,还与负载有关。更严重的是,电流是否连续还与占空比有关,而占空比是由反馈电路控制的。不仅Buck,其它如Boost以及由基本拓扑衍生出来的正激、反激等也是一样。 若要求所有可能产生的工作状态下都稳定,通常要加假负载以保证Buck电路电感电流总是连续(对Buck/Boost或反激则保证不会在连续断续之间转变),或者把反馈环路时间常数设计得非常大(这会在很大程度上降低开关电源的响应速度)。对输出电压可调整的开关电源(例如实验室用的0~30V输出电源),环路稳定的难度更大。对这类电源,往往要在开关电源之后再加一级线性调整。 电解电容的选择很重要 在输出端采用高频性能好、ESR低的电容,高频下ESR阻抗低,允许纹波电流大。可以在高频下使用,如采用普通的铝电解电容作输出电容,无法在高频(100kHz以上的频率)下工作,即使电容量也无效,因为超过10kHz时,它已成电感特性了。

开关电源中电感的设计

开关电源中电感的设计 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值,还要考虑电感可承受的电流,绕线电阻,机械尺寸等等。本文专注于解释:电感上的DC 电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L(C 是其中的输出电容)。虽然这样理解是正确的,但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中(Fairchild典型的开关控制器),电感的一端是连接到DC 输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1 过程中,电感会通过(高边“high-side”)MOSFET连接到输入电压。在状态2 过程中,电感连接到GND。由于使用了这类的控制器,可以采用两种方式 实现电感接地:通过二极管接地或通过(低边“low-side”)MOSFET接地。如果是后 一种方式,转换器就称为“同步(synchronus)”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1 过程中,电感的一端连接到输入电压,另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器,输入电压必须比输出电压高,因此会在电感上形成正向压降。相反,在状态2 过程中,原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器,输出电压必然为正端,因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式: V=L(dI/dt) 因此,当电感上的电压为正时(状态1),电感上的电流就会增加;当电感上的电压为负时(状态2),电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2 所示:

通过上图我们可以看到,流过电感的最大电流为DC 电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式,我们可以计算出峰值电流: 其中,ton 是状态1 的时间,T 是开关周期(开关频率的倒数),DC 为状态1 的占空比。 警告:上面的计算是假设各元器件(MOSFET上的导通压降,电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降)上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。 如果,器件的下降不可忽略,就要用下列公式作精确计算: 同步转换电路: 异步转换电路:其中,Rs 为感应电阻阻抗加电感绕线电阻的阻。Vf 是肖特基二极管的正向压降。R 是Rs加MOSFET 导通电阻,R=Rs+Rm。

推挽式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算

储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算,与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。根据图1-33和图1-34,我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35,以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 图1-35-a)是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时,推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形;虚线表示控制开关K2接通时,推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压(正激输出电压),Up-表示整流输出最低电压(反激输出电压),Ua表示整流输出电压的平均值。 图1-35-b)是滤波电容器两端电压的波形图,或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压,或滤波电容器两端电压的平均值;ΔUc表示电容充电电压增量,2ΔUc等于输出电压纹波。 1-8-1-3-1.推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算 在图1-33中,当控制开关K1接通时,输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端,在控制开关K1接通Ton期间,开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up(半波平均值)的正激电压uo,然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上,在此期间储能滤波电感L两端的电压eL

为: eL = Ldi/dt = Up – Uo —— K1接通期间(1-136) 式中:Ui为输入电压,Uo为直流输出电压,即:Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。 在此顺便说明:由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小,为了简单,我们这里把Uo当成常量来处理。 对(1-136)式进行积分得: 式中i(0)为初始电流(t = 0时刻流过电感L的电流),即:控制开关K1刚接通瞬间,流过电感L的电流,或称流过电感L的初始电流。从图1-35中可以看出i(0)= Ix 。 当控制开关K由接通期间Ton突然转换到关断期间Toff的瞬间,流过电感L的电流iL达到最大值: (1-139)和(1-140)式就是计算推挽式变压器开关电源输出电压的表达式。式中,Uo为推挽式变压器开关电源输出电压,Ui为推挽式变压器开关电源输入电压,Up为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的正激输出电压,Up-为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的反激输出电压,n为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。

如何为开关电源选择合适的电感(完整版)

如何为开关电源选择合适的电感 中心议题: 电感的特点 降压型开关电源的电感选择 升压型开关电源的电感选择 解决方案: 计算降压型开关电源的电感值 计算升压型开关电源的电感值 电感是开关电源中常用的元件,由于它的电流、电压相位不同,所以理论上损耗为零。电感常为储能元件,也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上,用来平滑电流。电感也被称为扼流圈,特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说,由于磁通连续特性,电感上的电流必须是连续的,否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件,自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和,有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和,也有的应用不允许电感出现饱和,这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下,电感工作在“线性区”,此时电感值为一常数,不随着端电压与电流而变化。但是,开关电源存在一个不可忽视的问题,即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数),一个是不可避免的绕线电阻,另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。杂散电容在低频时影响不大,但随频率的提高而渐显出来,当频率高到某个值以上时,电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集中”为一个电容,则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时,不妨考虑下面几个特点: 1. 当电感L中有电流I流过时,电感储存的能量为:E=0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中,电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为:V=(L×di)/dt (2) 由此可看出,纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样,电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比,电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化,电流变化率di/dt也将变化;正向电压使电流线性上升,反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要。 从图1可以看出,流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成,因为交流分量具有较高的频率,所以它会通过输出电容流入地,产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低,以免影响电源系统的正常操作,一般要求峰峰值为10mV~500mV。 纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸,纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%,因此对降压型电源来说,流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。 降压型开关电源的电感选择 为降压型开关电源选择电感器时,需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大纹波电流、占空比。下面以图2为例说明降压型开关电源电感值的计

串联式开关电源储能滤波电感的计算

?串联式开关电源储能滤波电感的计算 ?串联式开关电源储能滤波电容的计算 串联式开关电源储能滤波电感的计算 从上面分析可知,串联式开关电源输出电压Uo与控制开关的占空比D有关,还与储能电感L的大小有关,因为储能电感L决定电流的上升率(di/dt),即输出电流的大小。因此,正确选择储能电感的参数相当重要。 串联式开关电源最好工作于临界连续电流状态,或连续电流状态。串联式开关电源工作于临界连续电流状态时,滤波输出电压Uo正好是滤波输入电压uo的平均值Ua,此时,开关电源输出电压的调整率为最好,且输出电压Uo的纹波也不大。因此,我们可以从临界连续电流状态着手进行分析。我们先看(1-6)式: 当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时,即D = 0.5时,i(0) = 0,iLm = 2 Io,因此,(1-6)式可以改写为: 式中Io为流过负载的电流(平均电流),当D = 0.5时,其大小正好等于流过储能电感L最大电流iLm的二分之一;T为开关电源的工作周期,T正好等于2倍Ton。 由此求得: 或: (1-13)和(1-14)式,就是计算串联式开关电源储能滤波电感L的公式(D = 0.5时)。(1-13)和(1-14)式的计算结果,只给出了计算串联式开关电源储能滤波电感L的中间值,或平均值,对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。 如果增大储能滤波电感L的电感量,滤波输出电压Uo将小于滤波输入电压uo的平均值Ua,因此,在保证滤波输出电压Uo为一定值的情况下,势必要增大控制开关K的占空比D,以保持输出电压Uo的稳定;而

控制开关K的占空比D增大,又将会使流过储能滤波电感L的电流iL不连续的时间缩短,或由电流不连续变成电流连续,从而使输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P进一步会减小,输出电压更稳定。 如果储能滤波电感L的值小于(1-13)式的值,串联式开关电源滤波输出的电压Uo将大于滤波输入电压uo的平均值Ua,在保证滤波输出电压Uo为一定值的情况下,势必要减小控制开关K的占空比D,以保持输出电压Uo的值不变;控制开关K的占空比D减小,将会使流过滤波电感L的电流iL出现不连续,从而使输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P增大,造成输出电压不稳定。 由此可知,调整串联式开关电源滤波输出电压Uo的大小,实际上就是同时调整流过滤波电感L和控制开关K占空比D的大小。 由图1-4可以看出:当控制开关K的占空比D小于0.5时,流过滤波电感L的电流iL出现不连续,输出电流Io小于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一,滤波输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P将显著增大。因此,串联式开关电源最好不要工作于图1-4的电流不连续状态,而最好工作于图1-3和图1-5表示的临界连续电流和连续电流状态。 串联式开关电源工作于临界连续电流状态,输出电压Uo等于输入电压Ui的二分之一,等于滤波输入电压uo的平均值Ua;且输出电流Io也等于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一。 串联式开关电源工作于连续电流状态,输出电压Uo大于输入电压Ui的二分之一,大于滤波输入电压uo的平均值Ua;且输出电流Io也大于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一。 串联式开关电源储能滤波电容的计算 我们同样从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手,对储能滤波电容C的充、放电过程进行分析,然后再对储能滤波电容C的数值进行计算。 图1-6是串联式开关电源工作于临界连续电流状态时,串联式开关电源电路中各点电压和电流的波形。图1-6中,Ui为电源的输入电压,uo为控制开关K的输出电压,Uo为电源滤波输出电压,iL为流过储能滤波电感电流,Io为流过负载的电流。图1-6-a)是控制开关K输出电压的波形;图1-6-b)是储能滤波电容C的充、放电曲线图;图1-6-c)是流过储能滤波电感电流iL的波形。当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时,控制开关K的占空比D等于0.5,流过负载的电流Io等于流过储能滤波电感最大电流iLm的二分之一。 在Ton期间,控制开关K接通,输入电压Ui通过控制开关K输出电压uo ,在输出电压uo作用下,流过储能滤波电感L的电流开始增大。当作用时间t大于二分之一Ton的时候,流过储能滤波电感L的电流iL 开始大于流过负载的电流Io ,所以流过储能滤波电感L的电流iL有一部分开始对储能滤波电容C进行充电,储能滤波电容C两端电压开始上升。 当作用时间t等于Ton的时候,流过储能滤波电感L的电流iL为最大,但储能滤波电容C的两端电压并没有达到最大值,此时,储能滤波电容C的两端电压还在继续上升,因为,流过储能滤波电感L的电流iL 还大于流过负载的电流Io ;当作用时间t等于二分之一Toff的时候,流过储能滤波电感L的电流iL正好等于负载电流Io,储能滤波电容C的两端电压达到最大值,电容停止充电,并开始从充电转为放电。

开关电源EMI滤波器的正确选择与使用

开关电源EMI滤波器的正确选择与使用 1插入损耗和滤波电路的选择 在用户选择滤波器时,最关心插入损耗性能。但是,往往插入损耗相近的滤波器,在实际运用中效果相差甚远。究其主要原因是,相近插入损耗的滤波器可由不同的电路实现。这和理论分析是吻合的,因为插入损耗本身是个多解函数。 所以,选择滤波器时首先应选择适合你所用的滤波电路和插入损耗性能。要做到这一点,就要求了解所使用电源的等效噪声源阻抗和所需要对噪声的抑制能力。这符合“知己知彼,百战百殆”的客观规律。 那么滤波电路和电源等效噪声之间存在什么样的关系呢? 众所周知,EMI滤波器是由L、C构成的低通器件。为了在阻带内获得最大衰减,滤波器输入端和输出端的阻抗需与之连接的噪声源阻抗相反,即对低阻抗噪声源,滤波器需为高阻抗(大的串联电感);对高阻抗噪声源,滤波器就需为低阻抗(大的并联电容)。对于EMI滤波器,这些原则应用于共模和差模中。 如按此原则选用的滤波器,在实际运用中仍存在效果相差很多的现象,特别发生在重载和满载的情况下。造成这一问题的主要原因可能是滤波器中的电感器件在重载和满载时,产生饱和现象,致使电感量迅速下降,导致插入损耗性能大大变坏。其中尤以有差模电感的滤波器为多。因差模电感要流过电源火线或零线中的全部工作电流,如果差模电感设计不当,电流一大,就很容易饱和。当然也不排除共模扼流圈,因生产工艺水平较差,两个绕组不对称,造成在重载或满载时产生磁饱和的可能。 图1 共模滤波器模型 1.1.2差模滤波电路 由于开关电源的开关频率谐波噪声源阻抗为低阻抗,所以与之相对应的滤波器输出端应是高阻抗串联大电感LDM。 AC电网火线和零线之间是低阻抗,所以与之对应的滤波器输入端也应是高阻抗串联大电感LDM。如果想再进一步抑制差模噪声,可以在滤波器输入端并接线间电容CX1,条件是它的阻抗要比AC电网火线、零线之间的阻抗还要低得多。 开关电源工频谐波噪声源阻抗是高阻抗,所以与之相对应的滤波器输出端应是低阻抗并联大电容CX2。 合成的差模滤波电路参见图2。 最后,完整的共、差模滤波电路参见图3。

共模电感的参数选择

开关电源EMI滤波器的设计 要使EMI滤波器对EMI信号有最佳的衰减特性,设计与开关电源共模、差模噪声等效电路端接的EMI滤波器时,就要分别设计抗共模干扰滤波器和抗差模干扰滤波器才能收到满意的效果。1抗共模干扰的电感器的设计 电感器是在同一磁环上由两个绕向与匝数都相同的绕组构成。当信号电流在两个绕组流过对,产生的磁场恰好抵消,它可几乎无损耗地传输信号。因此,共模电流可以认为是地线的等效干扰电压Ug所引起的干扰电流。当它流经两个绕组时,产生的磁场同相叠加,电感器对干扰电流呈现出较大的感抗,由此起到了抑制地线干扰的作用。电路如图1所示。 I Bel 信号源至负载RL连接线的电阻为Rcl、Rc2,电感器自感为L1、L2,互感为M,设两绕组为紧耦合,则得到L1 = L2 = M。由于Rcl和RL串联且Rcl vv RL,则可以不考虑Vg,Vg 被短路可以不考虑Vg的影响。其中(Is是信号电流,Ig是经地线流回信号源的电流。由基尔霍夫定律可写出: 吒=址员+島+沖佗2Af>]-址島+沖心一⑷] 0 ■-人[& + 酒U一+ + j和仏) 令Ai ■■ Xt ?= M = £為朕氐 得到 R L X f

式(2)表明负载上的信号电压近似等于信号源电压,即共模电感传输有用信号时几乎不引入衰减。由(1)式得知,共模千扰电流Ig随f: fc的比值增大而减小。当f: fc的比值趋于无穷时,Ig=0,即干扰信号电流只在电感器的两个绕组中流过而不经过地线,这样就达到了抑制共模干扰的作用。所以,可以根据需要抑制的干扰电压频率来设置电感器截止频率。 一般来说,当干扰电压频率f > 5fc时,即Vn: Vg< 0.197,就可认为达到有效抑制地线中心干扰的目的。 2?抗差模干扰的滤波器设计 差模干扰的滤波器可以设计成n型低通滤波器,电路如图2所示。这种低通滤波器主要是设置电路截止频率人的值达到有效地抑制差模传导干扰的目的。

DC-DC电感参数选择计算

DC-DC升压和降压电路电感参数选择 注:只有充分理解电感在DC-DC电路中发挥的作用,才能更优的设计DC-DC电路。本文还包括对同步DC-DC及异步DC-DC概念的解释。 DC-DC电路电感的选择简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值,还要考虑电感可承受的电流,绕线电阻,机械尺寸等等。本文专注于解释:电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L(C是其中的输出电容)。虽然这样理解是正确的,但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。在降压转换中(Fairchild典型的开关控制器),电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中,电感会通过(高边“high-side”)MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中,电感连接到GND。由于使用了这类的控制器,可以采用两种方式实现电感接地:通过二极管接地或通过(低边“low-side”)MOSFET接地。如果是后一种方式,转换器就称为“同步(synchronus)”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中,电感的一端连接到输入电压,另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器,输入电压必须比输出电压高,因此会在电感上形成正向压降。相反,在状态2过程中,原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器,输出电压必然为正端,因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式: V=L(dI/dt)

开关电源的电感选择和布局布线

开关电源的电感选择和布局布线 开关电源(SMPS,Switched-Mode Power Supply)是一种非常高效的电源变换器,其理论值更是接近100%,种类繁多。按拓扑结构分,有Boost、Buck、Boost-Buck、Charge-pump等;按开关控制方式分,有PWM、PFM;按开关管类别分,有BJT、FET、IGBT等。本次讨论以数据卡电源管理常用的PWM控制Buck、Boost型为主。 开关电源的主要部件包括:输入源、开关管、储能电感、控制电路、二极管、负载和输出电容。目前绝大部分半导体厂商会将开关管、控制电路、二极管集成到一颗CMOS/Bipolar 工艺的电源管理IC中,极大简化了外部电路。其中储能电感作为开关电源的一个关键器件,对电源性能的好坏有重要作用,同时也是产品设计工程师重点关注和调试的对象。随着像手机、PMP、数据卡为代表的消费类电子设备的尺寸正朝着轻、薄、小巧、时尚的趋势发展,而这正与产品性能越强所要的更大容量、更大尺寸的电感和电容矛盾。因此,如何在保证产品性能的前提下,减小开关电源电感的尺寸(所占据的PCB面积和高度)是本文要讨论的一个重要命题,设计者将不得不在电路性能和电感参数间进行折中(Tradeoff)。 任何事物都具有两面性,开关电源也不例外。坏的PCB布局布线设计不但会降低开关电源的性能,更会强化EMC、EMI、地弹(grounding)等。在对开关电源进行布局布线时应注意的问题和遵循的原则也是本文要讨论的另一重要命题。 一开关电源占空比D、电感值L、效率η公式推导 Buck型和Boost型开关电源具有不同的拓扑结构,本文将使用如图1-1、1-2所示的电路参考模型[1]: 图1-1 Buck电路参考模型 参考电路模型默认电感的DCR(Direct Constant Resistance)为零。

电源滤波电容大小的计算方法

电源滤波电容大小的计算方法 滤波电容工程粗略计算公式:按RC时间常数近似等于3~5倍电源半周期估算。给出一例:负载情况:直流1A,12V。其等效负载电阻12欧姆。桥式整流(半波整 流时,时间常数加倍): RC=3(T/2) C=3(T/2)/R=3x(0.02/2)/ 12=2500(μF) 工程中可取2200μF,因为没有2500μF这一规格。若希望纹波小些,按5倍取。这里,T是电源的周期,50HZ时,T=0.02秒。时间的国际单位 是S。仅供参考 C=Q/U----------Q=C*U I=dQ/dt---------I=d(C*U)/dt=C*dU/dt C=I*dt/dU 从上式可以看出,滤波电容大小与电源输出电流和单位时间电容电压变化率有关系,且输出电流越大电容越大,单位时间电压变化越小电容越大 我们可以假设,单位时间电容电压变化1v(dV=1)(可能有人说变化也太大了吧,但想下我们一般做类似lm886的时候用的电压是30v左右,电压下降1v,电压变化率是96.7%,我认为不算小了,那如果您非认为这个值小了,那你可以按照你所希望的值计算一下,或许你发现你所需要的代价是很大的),则上式变为 C=I*dt。那么我们就可以按照一个最大的猝发大功率信号时所需要的电流和猝发时间来计算我们所需要的最小电容大小了,以lm3886为例,它的最大输出功率是125W,那么我么可以假设需要电源提供的最大功率是150W,则电源提供的最大电流是I= 150/(30+30)=2.5A(正负电源各2.5A),而大功率一般是低频信号,我们可以用100Hz信号代

替,则dt=1/100=0.01s,带上上式后得到C=2.5×0.01=0.025=25000uF。 以上计算是按照功放的最大功率计算的,如果我们平时是用小音量听的话,电容不需要这么大的,我认为满足一定的纹波系数就可以了,4700u或许就已经够用了。喜欢大音量的同志那就必须要用大水塘了,10000u也不算大。 ps:如果按照dV=0.1v计算,则C=25万uF,可以想像在电源上你要花多少钱,而且对音质的影响有多大还很难说。而且从上面的计算还可以得出结论,给lm3886供电的变压器的功率必须要大于150W,如果用一个变压器给双路供电必须大于300W。 还有些人可能要问你的计算有问题,因为电容在给电路供电的时候,变压器还在给它充电,应该不需要这么大的电容。我们也可以计算一下,当供电30v时,电流2.5A,相当与电容接了一个12欧姆的负载(这个是瞬时最小电阻),则变压器要给电容充电的时间是T =R×c=12×0.025=0.3s,而在0.01s内变压器给电容充不了多少电,功放电路的能量要全部 由电容供给 半波整流时,纹波公式(推导就不贴了,交流电等效内阻=0): Vr约等于(Vp-Vd)/(RL*C1*fin) Vr是纹波,Vp是交流电峰值,Vd是二极管正向压降,fin是交流电频率, 或者Vr=IL/(C1*fin)IL是负载电流 全波整流 Vr=(Vp-2Vd)/(2*RL*C1*Fin) 串联式开关电源储能滤波电感的计算 从上面分析可知,串联式开关电源输出电压Uo与控制开关的占空比D有关,还与储能电感L 的大小有关,因为储能电感L决定电流的上升率(di/dt),即输出电流的大小。因此,正确选择储能电感的参数相当重要。 串联式开关电源最好工作于临界连续电流状态,或连续电流状态。串联式开关电源工作于临界连续电流状态时,滤波输出电压Uo正好是滤波输入电压uo的平均值Ua,此时,开关电源输出电压的调整率为最好,且输出电压Uo的纹波也不大。因此,我们可以从临界连续电流状态着手进行分析。 我们先看(1-6)式:

开关电源设计中电感的选择

电子变压器与电感网 https://www.wendangku.net/doc/b56784007.html,/news/201052.html 开关电源设计中电感的选择 【大比特导读】在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。 工程师不仅要选择电感值,还要考虑电感可承受的电流,绕线电阻,机械尺寸等等。本文专注于解释:电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必 要的信息。 深入剖析电感电流 ――DC/DC 电路中电感的选择 只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用,才能更优的设计DC/DC电路。本文还包 括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感 值,还要考虑电感可承受的电流,绕线电阻,机械尺寸等等。本文专注于解释:电感上的 DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L(C是其中的输出电容)。虽然 这样理解是正确的,但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中,电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输 入电压或GND。 在状态1过程中,电感会通过(高边“high-side”)MOSFET连接到输入电压。在状态2 过程中,电感连接到GND。由于使用了这类的控制器,可以采用两种方式实现电感接地:通 过二极管接地或通过(低边“low-side”)MOSFET接地。如果是后一种方式,转换器就称为 “同步(synchronus)”方式。

现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中,电感的一端连接到输入电压,另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器,输入电压必须比输出电压高,因此会在电感上形成正向压降。相反,在状态2过程中,原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器,输出电压必然为正端,因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式: V=L(dI/dt) 因此,当电感上的电压为正时(状态1),电感上的电流就会增加;当电感上的电压为负时(状态2),电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示: 通过上图我们可以看到,流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式,我们可以计算出峰值电流:

相关文档
相关文档 最新文档