车载逆变器毕业论文

摘要

车载逆变器就是一种能把汽车上12V直流电转化为220V/50Hz交流电的电子装置,是常用的车用电子用品。在日常生活中逆变器的应用也很广泛,比如笔记本电脑、录像机和一些电动工具等。

本设计主要基于开关电源电路技术等基础知识，采用二次逆变实现逆变器的设计。主要思路是：运用TL494以及SG3525A等芯片,先将12V直流电源升压为320V/50Hz的高频交流电，再经过整流滤波将高频交流电整流为高压直流电，然后采用正弦波脉冲调制法，通过输出脉冲控制开关管的导通。最后经过LC工频滤波及相应的输入输出保护电路后，输出稳定的准正弦波，供负载使用。

本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基本能够满足实践需求。而且本设计采用高频逆变方式，具有噪声降低、反应速度提高以及电路调整灵活的优点。设计符合逆变电源小型化、轻量化、高频化以及高可靠性、低噪声的发展趋势。

关键词车载逆变器脉冲调宽保护电路正弦波TL494 SG3525A

Abstract

12V DC car inverter can the car into 220V/50Hz AC electronic devices, commonly used in car electronic equipment. Inverter application in daily life is very broad, such as laptop computers, video recorders, and some electric tools.

This design is mainly based on the basic knowledge of the switching power supply circuit technology, the design of the second inverter to inverter. The main idea is: the use of TL494 and SG3525A, chip, first 12V DC power boost for 320V/50Hz high frequency alternating current, and then through the rectifier filter high frequency alternating current rectifier for high voltage direct current, and then using a sine wave pulse modulation method, through the output pulse control switch is turned on. Finally, after the LC working frequency filtering and the corresponding input and output protection circuits, the output stability of the quasi-sine wave for the load using the.

This design has a flexible, applicable to a wide range of features, and can basically meet the practice needs. And the design of high frequency inverter with noise reduction, response speed and the circuit to adjust the flexible advantages. Designed to meet the development trend of miniaturization of the power inverter, lightweight, high-frequency and high reliability, low noise.

Keywords car inverter pulse width modulated protection circuit sine wave the TL494 SG3525A

目录

1 绪论 .................................................................................. 错误！未定义书签。

1.1 车载逆变器及其发展 ........................................... 错误！未定义书签。

1.2 逆变电源技术的发展概况 (4)

1.3 逆变电源的发展趋势.......................................... 错误！未定义书签。

2 设计总体目标 (6)

2.1 设计要求及系统指标 (6)

2.2 总体方案的选取 (6)

2.2.1 方案比较 (6)

2.2.2 方案论证 (6)

2.2.3 方案选择............................. 错误！未定义书签。

3 整体电路设计 (8)

3.1 逆变电源整体框图 (8)

3.2 脉宽调制技术及其原理 (11)

3.2.1 PWM控制的基本原理 (11)

3.2.2 PWM逆变电路 (12)

3.3 正弦波脉宽调制技术的实现方法 (14)

3.3.1 软件生成法 (15)

3.3.2 硬件调制法 (15)

4 逆变电源元器件特性及各部分电路设计 (17)

4.1 逆变电源主要分立元件及其应用 (17)

4.1.1 场效应管 (17)

4.1.2 稳压管 (17)

4.1.3 与门 (18)

4.1.4 变压器 (19)

4.1.5 电流互感器 (20)

4.2 逆变电源主要集成芯片及其功能简介 (21)

4.2.1 TL494及其应用 (21)

4.2.2 SG3525A及其应用 (22)

4.2.3 ICL8038简介及其应用 (26)

4.2.4 IR2110简介及其应用 (27)

4.3 各芯片外围电路及其参数的计算 (29)

4.3.1 ICL8038外围电路 (29)

4.3.2 TL494外围电路 (30)

4.3.3 SG3525A外围电路 (31)

4.3.4 IR2110外围电路 (33)

4.4 各变换电路设计 (34)

4.4.1 DC/DC变换电路 (34)

4.4.2 ............................................ DC/AC变换电路35

4.5 逆变电源保护电路及其参数的计算 (37)

4.5.1 输入过压保护电路 (37)

4.5.2 输入欠压保护电路 (37)

4.5.3 过热保护电路 (38)

4.5.4 输出过压保护电路 (39)

4.5.5 输出过流保护电路 (40)

5 结论 (41)

6 致谢 (42)

参考文献 (43)

1 绪论

1.1车载逆变器及其发展

车载逆变电源是将汽车发动机或汽车电瓶上的直流电转换为交流电，供一般电器产品使用，是一种较方便的车用电源转换设备。它是常用的车用汽车电子用品。通过它可以在汽车上使用平时我们用市电才能工作的电器，比如电视机、笔记本电脑、电钻、医疗急救仪器、军用车载设备等，可应用于各个行业领域。按照输出波形来分，车载逆变电源可分为正弦波输出和方波输出两种。前者可提供不间断的高质量交流电，可适应任何负载，但其技术要求及成本高，电路结构比较复杂。后者提供的交流电的质量较差，且带载能力差，不能接“感性负载”。虽有较多的缺点，但是其技术要求低，体积小，电路简单，价格低。

车载逆变电源按输出来分主要分两类，一类是修正正弦波逆变器和纯方波逆变器，另一类是正弦波逆变器。纯方波逆变器输出的则是质量较差的方波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样，对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，其负载能力差，仅为额定负载的40%－60%，不能带感性负载[1]。如所带的负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容[2]，方波逆变器的制作方法采用简易的多谐振荡器，其技术属于50年代的水平，将逐渐退出市场。

针对上述缺点，近年来出现了准正弦波（或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等）逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有所改善，但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴，连续性不好。总括来说，正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均高。准正弦波逆变器可以满足我们大部分的用电需求，效率高，噪音小，售价适中，因而成为市场中的主流产品

1.2 逆变电源技术的发展概况

逆变电源出现于电力电子技术飞速发展的20世纪60年代，逆变电源的发展是和电力电子器件的发展联系在一起的，器件的发展带动着逆变电源的发展。最初的逆变电源采用晶闸管(SCR)作为逆变器的开关器件，称为可控硅逆变电源。由于SCR是一种没有自关断能力的器件，因此必须通过增加换流电路来强迫关断SCR，SCR的换流电路限制了逆变电源的进一步发展。随着半导体制造技术和变流技术的发展，自关断的电力电子器件脱颖而出，相继出现了电力晶体管(GTR)、可关断晶闸管(GTO)、功率场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等等。自关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能。由于自关断器件的使用，使得开关频率得以提高。从而逆变桥输出电压中低次谐波的频率比较高，使输出滤波器的尺寸得以减小，而且对非线性负载的适应性得以提高。最初，对于采用全控型器件的逆变电源在控制上普遍采用带输出电压有效值或平均值反馈的PWM 控制技术，其输出电压的稳定是通过输出电压有效值或平均值反馈控制的方法实现的。采用输出电压有效值或平均值反馈控制的方法具有结构简单、容易实现的优点，但存在以下缺点：①对非线性负载的适应性不强；②死区时间的存在将使PWM波中含有不易滤掉的低次谐波，使输出电压出现波形畸变；③动态特性不好，负载突变时输出电压调整时间长。为了克服单一电压有效值或平均值反馈控制方法的不足，实时反馈控制技术获得应用，它是近十年来发展起来的新型电源控制技术，目前仍在不断地完善和发展之中，实时反馈控制技术的采用使逆变电源的性能有了质的飞跃。实时反馈控制技术多种多样，主要有以下几种：

(1)谐波补偿控制

当逆变电源的负载为整流负载时，由于负载电流中含有大量谐波，谐波电流在逆变电源内阻上的压降致使逆变电源输出电压波形畸变，谐波补偿控制可以较好地解决这一问题，其是在逆变桥输出PWM波中加入特定的谐波，抵消负载电流中的谐波对输出电压波形的影响，减小输出电压的波形畸变。目前这种方法只能由高速的数字信号处理器来实现。

(2)无差拍控制

1959年，Kalman首次提出了状态变量的无差拍控制理论。1985年，Gokhale在PESC年会上提出将无差拍控制应用于逆变器控制。逆变器的无差拍控制才引起了广泛的重视。无差拍控制是一种基于微机实现的控制方法。这种控制方法根据逆变电源系统的状态方程和输出反馈信号来推算下一个采样周期的开关时间，使输出电压在每个采样点上与给定信号相等。无差拍控制的缺点是算法比较复杂，实现起来不太容易，它对系统模型的准确性要求较高，对负载大小的变化及负载的性质变化比较敏感，当负载大小变化及负载的性质变化时不易获得理想的正弦波

输出。

(3)重复控制

为了消除非线性负载对逆变器输出的影响，在UPS逆变器控制中引入了重复控制技术。Haneyoshi及Kawamura等人首先在PWM逆变器中采用重复控制消除周期性畸变。后来，邹应屿等人进一步完善了逆变器的重复控制理论，给出了一种重复控制器的设计方法，提出了自适应重复控制的理论。重复控制是一种基于内模原理的控制方法，它将一个基波周期的偏差存储起来，用于下一个基波周期的控制，经过几个基波周期的重复可达到很高的控制精度。在这种控制方法中，加到控制对象的输入信号除偏差信号外，还迭加了一个“过去的控制偏差”，这个“过去的控制偏差”是上一个基波周期中的控制偏差，把上一个基波周期的偏差反映到现在和“现在的偏差”一起加到控制对象进行控制，这种控制方式，偏差好像在被重复使用，所以称为重复控制。它的突出特点是稳态特性好，控制鲁棒性强。但重复控制的控制实时性差，动态响应速度慢。因此，重复控制一般都不单独使用来完成逆变器的控制，而是与其它控制方式相结合，共同来提高整个系统的性能。

(4)滑模变结构控制

滑模变结构控制理论起于20世纪50年代，它最显著的特点是对参数变动和外部扰动不敏感，因此非常适用于闭环反馈控制的电能变换器。早期的滑模变结构控制器采用模拟电路实现，广泛应用于电力拖动系统中。20世纪90年代中后期。台湾的邹应屿和香港大学的L．K．Wang等人将离散滑模变结构控制理论应用到UPS 逆变器中，获得了良好的控制效果。滑模变结构控制实质上是一种非连续的开关控制方法，它强迫系统的跟踪误差及其导数运行于相平面的一条固定的滑模曲线上，与系统参数变动及外部扰动无关，因此系统有极强的鲁棒性。但是，就波形跟踪质量来说，滑模控制不及重复控制和无差拍控制。

(5)单一的电压瞬时值反馈控制

这种控制方法的基本思想是把输出电压的瞬时反馈值与给定正弦波进行比较，用瞬时偏差作为控制量，对逆变桥输出PWM波进行动态调节。和传统PWM控制方法相比，由于该方法能对PWM波进行动态调整，故系统的快速性、抗扰性、对非线性负载的适应性、输出电压的波形品质等都比传统PWM控制方法有所提高。这种方法的缺点是系统的稳定性不好，特别是空载时，输出电压容易振荡。系统的稳定性问题限制了电压调节器增益的提高，因而输出电压的波形品质还不是很好。

(6)带电流内环的电压瞬时值反馈控制

带电流内环的电压瞬时值反馈控制方法是在单一的电压瞬时值反馈控制方法的基础上发展而来的。在这种方法中，不但引入输出电压的瞬时值反馈，还引入

滤波电容电流或滤波电感电流的瞬时值反馈。电压环是外环，电流环是内环。电流环具有将滤波电容电流或滤波电感电流改造为可控的电流源的作用，这样控制输入和输出电压之间形成了具有单极点的传递函数，因而系统的稳定性大大提高，克服了单一的电压瞬时值反馈控制系统空载容易振荡的缺点。由于稳定性的提高使得电压调节器增益可以取比较大的值，所以突加突卸负载时输出电压的动态特性大大提高，抗扰性大大提高，对非线性负载的适应性也大大提高。

1.3 逆变电源的发展趋势

随着电力电子技术的飞速发展和各行各业对逆变器控制性能要求的提高，逆变电源也得到了深入的发展，目前，逆变电源的发展趋势主要集中在以下几个方面：

(1)高频化

提高逆变电源的开关频率，可以有效地减小装置的体积和重量，并可消除变压器和电感的音频噪声，同时改善了输入电压的动态响应能力。此外，为了进一步减小装置的体积和重量，必须去掉笨重的工频隔离变压器，采用高频隔离。高频隔离可以采用两种方式实现：①在整流器与逆变器之间加一级高频隔离的DC—DC变换器；②采用高频链逆变技术。高频化仅限于小容量逆变电源。在大容量逆变电源中，由于工频变压器引起的矛盾相对不如小容量UPS突出，而且大容量的高频逆变器、整流器和高频变压器的制作也分别受到高频开关器件的容量和高频磁性材料的限制。

(2)高性能化

高性能主要指输出电压特性的高性能，它主要体现在以下几个方面：①稳压性能好，空载及负载时输出电压有效值要稳定；②波形质量高，不但要求空载时的波形好，带载时波形也要好，对非线性负载的适应性要强；③突加突减负载时输出电压的瞬态响应特性好；④电压调制量小；⑤输出电压的频率稳定性好；⑥对于三相电源，带不平衡负载时相电压失衡小。输出电压的高性能是用电设备对逆变电源的要求，控制方式的改进是逆变电源达到高性能的主要手段。

(3)并联及模块化

当今逆变电源的发展趋向是大功率化和高可靠性。虽然现在已经能生产几千千伏安的大型逆变电源，完全可以满足大功率要求的场合，但是，这样整个系统的可靠性完全由单台电源决定，无论如何是不可能达到很高的。为了提高系统的可靠性，就必须实现模块化。模块化意味着用户可以方便地将小容量的模块化电源任意组合，构成一个较大容量的逆变电源。模块化需要解决逆变电源之间的并联问题，逆变电源的并联要比直流电源的并联复杂，它面临着负荷分配、环流补

偿、通断控制等多方面的问题。但是，逆变电源的并联运行可以带来以下几个方面的好处：1)可以用来灵活地扩大电源系统的容量；2)可以组成并联冗余系统以提高运行的可靠性；3)具有极高的系统可维修性。当单台电源出现故障时，可以很方便地通过热插拔方式进行更换和维修。

(4)小型化

在逆变电源中，决定整个装置体积和重量的部分是变压器和LC滤波器，变压器可能放在输入部分，也可能放在输出部分，起电压隔离或电压匹配的作用；LC 滤波器用于滤除PWM波中的高次谐波，滤波器的尺寸与PWM波的频谱特性有关。要使逆变电源小型化，可以采用的方法有三种：1)提高开关频率，使滤波器小型化；

2)采用新的PWM控制方式，优化逆变桥输出PWM波的频谱，使滤波器小型化；3)用高频变压器实现电压的隔离及匹配，替代输入或输出的低频变压器，实现变压器的小型化。

(5)高输入功率因数化

对于交流输入的逆变电源，中间环节直流电源一般由二极管整流获得，其输入电流成尖脉冲状，因此，输入功率因数不高。提高整流侧的输入功率因数不仅可大大提高逆变电源对输入电能的利用率，而且可以克服逆变电源对电网产生谐波污染的缺点。

(6)数字化

逆变电源的数字化并不是简单的指在系统中应用了数字器件，如单片机及FPGA等，而是指整个系统的控制应用数字器件的计算能力和离散控制方法来完成，随着硬件技术的发展．处理器计算速度的提高，必然促使逆变电源向数字化方向发展。

(7)智能化

一个智能化的逆变电源除了能够完成普通逆变电源的所有功能外，还应具有以下功能：1)对运行中的逆变电源进行监测，随时将采样点的状态信息送入计算机进行处理，一方面获取电源工作时的有关参数，另一方面监视电路中各部分的状态，从中分析电路的各部分工作是否正常；2)在逆变电源发生故障时，根据监测的结果，进行故障诊断，指出故障的部位，给出处理方法；3)自动显示所监测的参数，有异常或发生故障时，可以自动记录有关异常或故障的信息；4)按照技术说明书给出的指标，自动定期地进行自检，并形成自检记录文件；5)能够用程序控制逆变电源的启动和停止，实现无人值守的自动操作；6)具有信息交换功能，可以随时向上位机输入信息，或从上位机获取信息。

2 设计总体目标

2.1 设计要求及系统指标

车载逆变器是一种能够将DC/12V 直流电转换为和市电相同的AC/220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。通常设备工作空间狭小，环境恶劣，干扰大。因此对电源的设计要求也很高，除了具有良好的电气性能外，还必须具备体积小，重量轻，成本低，可靠性高，抗干扰强等特点。

逆变电源质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性，其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围，因而本设计要求输出电压波形为准正弦波，以克服方波逆变器不能带感性负载的特点。

本设计对逆变电源的要求有：

1、环境温度：-25℃- +40℃

2、海拔高度：≦3000m

3、输入 12VDC

4、额定输出电压：Vo=220VAC

5、输出有过压保护

6、额定输出功率：200W

7、输入有过压保护和过热保护

2.2 总体方案的选取

2.2.1 方案比较

在本逆变电源的设计中，我们的目的是将车载电瓶的12V直流电压逆变为交流220V/50Hz的电压，通过一段时间对资料的收集和分析，现总结出如下三种方案，分别介绍如下：

方案一：基于工频变压器的逆变电路

本方案设计的逆变电源是通过脉宽调制芯片产生的脉宽调制信号用来驱动半

桥逆变电路，产生低压交流信号，再经过工频变压器的升压，转换为所需要的交流电压。电路框图如图2-1：

图2-1 基于工频变压器的逆变电路框图

方案二：简单推挽逆变电路

本方案设计的逆变器可以作为交流辅助电源。图2-2是本逆变器的电路框图。它是通过在振荡级产生所需要的50Hz 的交流信号，再经过推动级的放大，然后把放大后的电压信号送入推挽输出级经过放大、变压器的升压，从而得到所需要的220V/50Hz 的交流电压。

图2-2 简单推挽逆变电路框图

方案三：车载单相准正弦脉宽调制逆变电路

图2-3 车载单相准正弦脉宽调制逆变电路框图

本方案是采用了比较典型的逆变电路的变换方式把直流12V 电压变换成

220V 的交流电压，即第一级采用直流/直流变换，通过脉宽调制和高频变压器把直流低压升压变成直流高压，再通过第二级直流/交流变换，通过对直流/交流全桥逆变电路各个桥臂MOS 管通断的控制，把高压直流逆变为交流电压，然后通过滤波电路，滤出我们所需要的50Hz 的频率交流电压，从而完成12V 直流电压逆变

成220V/50Hz的交流电压。

2.2.2 方案论证

方案1通过脉宽调制芯片把直流低压信号调制成脉宽调制信号，形成脉宽调制波PWM，并用其来驱动半桥逆变变换电路中的功率场效应管，控制电路中开关管的通断，变成交流低压信号，再把交流低压信号经过工频变压器的升压变成220V的交流电压。

方案2首先通过555型集成电路和一些电阻和电容组成的振荡级来选定我们所需要的50Hz的工作频率的信号；再由几个三极管组成的推动级来对50Hz的振荡信号来进行放大，同时再由几只复合管组成推挽放大电路的基极，进一步对其进行放大，以提高对功率输出级的驱动电流；然后由几只三极管和几只二极管、输出级变压器组成推挽输出级，它将推动级送来的激励信号进行放大，并通过变压器将初级电压升高到220V送到输出端。

方案3电路采用了比较典型的两级变换的方式，在第一级直流/直流变换电路中利用了集成脉宽调制电路芯片调制出PWM波，通过PWM波信号来驱动MOS管的通断，把直流信号变换成交流低压信号，再通过高频变压器把交流低压方波信号升压成交流高压方波信号，然后通过整流滤波电路，把交流高压信号变成350V 的直流高压；在第二级中，用另一片脉宽调制芯片与一片正弦函数芯片做适当的连接产生SPWM波，用来对直流/交流变换电路中的全桥逆变电路进行脉宽调制，从而把350V直流高压逆变成220V的交流电压，然后通过滤波电路，滤出我们所需要的50Hz的交流信号，就得220V/50Hz的交流电压；而且在本次整个逆变电路中采用了变压器隔离的方法来保证主、控电路不受彼此的相互影响。

2.2.3方案选择

从上面的三个方案来分析看，方案2的简单推挽逆变电路没有使用脉宽调制技术，电路简单，而且此逆变器输出为50Hz的方波信号，由于波形为方波，可能对电器设备造成干扰，不能满足我们设计所需要的正弦波输出。

方案1的基于工频变压器的逆变电路过于简单，而且经过升压变压器后的交流输出电压没有滤波网络，无法对我们所需要的50Hz的频率进行滤取，电路体积较大等，不能符合我们毕业设计的要求。

方案3相对于1，2两种方案来说，电路设计合理，在电路中采用了中间直流环节的高频变压器式逆变电源系统结构，它由高频逆变，高频变压器升压，整流滤波，高频SPWM逆变和输出滤波，可以满足我们设计所需要的要求，所以方案3是我们这次设计的最佳方案。

本次逆变电源的设计主要内容包括：

1) 直流/直流变换电路的设计；

2) 直流/交流变换电路的设计；

3) 直流/直流变换控制保护电路的设计；

4) 直流/交流变换控制保护电路的设计；

3 整体电路设计

3.1 逆变电源整体框图

该设计电路的整体方框图如图3-1。该电路由12V 直流输入以及输入过压保

护电路、输入欠压保护电路、电源过热保护电路、输出过压保护电路、输出过流保护电路、逆变电路I 、320V/50KHz 整流滤波、逆变电路II 、滤波电路等组成。逆变电路Ⅰ又包括频率产生电路、直流变换电路(DC/DC)将12V 直流转换成320V 直流、交流变换电路(DC/AC)将320V 直流变换为220V 交流。其中输入过压、欠压保护电路、输出过压、过流保护电路、过热保护电路构成整个电路的保护电路。一旦输入电压出现过大或者过小时，保护电路立即启动，然后停止逆变电路I 的工作。过热保护电路是当电路工作温度过高时，启动保护使逆变电路I 停止工作。输出过压保护电路和输出过流保护电路与逆变电路II 构成反馈回路，一旦电路输出异常则停止逆变电路II 的工作。

图3-1 整机原理方框图 逆变电路I 原理如图3-2所示。此电路的主要功能是将12V 直流电转换为

320V/50KHz 的交流电。该部分电路主要是用一块TL494芯片，通过输出50K 的脉冲来控制开关管的交替导通，进而产生50K 的高频交流电。此高频交流电通过开关变压器升压为320V/50K 的高频交流电。

图3-2 逆变I 电路原理方框图

逆变电路Ⅱ的框图如图3-3所示。此电路的主要功能是将320V 直流电转换为

220V/50Hz 的交流电。

图3-3 逆变II 电路原理方框图

电路工作原理:在逆变电路II 中320V/50HZ 的高压交流电经过整流桥的整流

滤波整流成为320V 的高压直流电。该高压加在由四个场效应管结成的全桥电路两端，场效应管的导通或截止由栅极的状态控制。为了使逆变电源输出准正弦波，本设计采用正弦波脉冲调制（SPWM ），脉冲波的产生主要由脉冲调宽芯片SG3525A 来完成。根据芯片SG3525A 的使用原理，先由集成函数发生芯片ICL8038产生50HZ 的正弦波信号，该正弦波分两路输出。因为SG3525A 内部的锯齿波幅度位于1V

至3.3V之间，因而产生的正弦波一路经相应的处理后将其幅值调整至1V至3V 之间，然后输入以SG3525A，在芯片内部通过与锯齿波比较产生高频的正弦波调宽脉冲。锯齿波的频率由芯片外接的震荡电阻和震荡电容决定，通常设置为几十千赫兹。而另一路正弦波则经过处理转化为50HZ的方波作为基准信号，该基准信号与SG3525A产生的高频正弦波调宽脉冲输入与门芯片，最后将与门的输出信号输入两片场效应管专用驱动芯片IR2110，再由IR2110输出高频的调宽脉冲以控制四个场效应管的交替导通，输出的电压在经过LC工频滤波后便可输出稳定的准正弦波供负载使用[5]。

3.2 脉宽调制技术及其原理

3.2.1 PWM控制的基本原理

在采样控制理论中有这样一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上，其效果相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。如图3-1 a、b、c所示的三个窄脉冲形状不同，其中3-1 a为矩形脉冲，图3-1 b为三角形脉冲，3-1 c为正弦半波脉冲，但他们的面积都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一环节上时，其输出响应基本相同。当窄脉冲变为3-1 d的单位脉冲函数 （t）时，环节的响应即为该环节的脉冲过度函数。

图3-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

图3-2 a的电路是一个具体的例子。图中u(t)为电压窄脉冲，其形状和面积分别如图3-1 a、b、c、d所示，为电路的输入。该输入加在可以看成惯性环节的R-L电路上，设其电流i(t)为电路的输出。图3-2 b给出了不同窄脉冲时i(t)的响应波形。从波形可以看出，在i(t)的上升段，脉冲形状不同时i(t)的形状也

略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各i(t)波形的差异也越小。如果周期性地施加上上述脉冲，则响应i(t)也是周期性的。用傅立叶级数分解后将可看出，各i(t)在低频段特性将非常接近，仅在高频段有所不同。上述原理可以称为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。现在我们来介绍下PWM 波形和SPWM波形。

图3-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

PWM波形：如图3-3 a的正弦半波分成N等份，就可以把正弦半波看成是由N 个劈刺相连的脉冲序列所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于 /N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，就得到图3-3 b所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。同样对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。

SPWM波形：脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，称为SPWM （Sinusoidal PWM）波形。

PWM波形可以分为等幅PWM波和不等幅PWM波两种。

图3-3 用PWM波代替正弦半波

3.2 .2 PWM 逆变电路

PWM 逆变电路可以分成电压型和电流型两种，但目前的实际应用的PWM 逆变

电路几乎都是电压型电路，下面我们主要分析电压型PWM 逆变电路的控制方法。

计算法：根据PWM 控制的基本原理，如果给出了逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数，PWM 波形中各脉冲的宽度间隔就可以准确的计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM 波形。这种方法称之为计算法。

调制法：即把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，

通过信号波的调制得到所期望的PWM 波形。通常采用等腰三角波和锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM 波形。

在实际中应用的主要是调制法，下面结合一些具体的电路对这种方法作进一

步说明。

图3-4是采用IGBT 作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。设负载为阻

感负载，工作时V1和V2的通断状态互补，V3和V4的通断状态也互补。具体的控制规律如下：在输出电压0u 的正半周，让V1保持通态，V2保持断态，V3和V4

交替通断。由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载电流为正的区，V1和V4导通时，负载电压0u 等于支流电压d U ；V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，0u =0。在负载电流为负的区间，

仍为V1和V4导通时，因0i 为负，故0i 实际上从VD1和VD4流过，仍有0u =d U ；V4关断，0i 从V3和VD1续流，0u =0。这样，0u 总可以得到d U 和零两种电平。同样，在0u 的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电

压0u 可以得到-d U 和零两种电平。

图3-4 单相桥式PWM 逆变电路

控制V3和V4通断的方法如图3-5所示。调制信号r u 为正弦波，载波c u 在r

u 的正半周为正极性的三角波，在r u 的负半周为负极性的三角波。在r u 和c u 的交点

时刻控制IGBT 的通断。在r u 的正半周，V1保持通态，V2保持断态，当r u >c u 时使V4导通，V3关断，0u =d U ；当r u

半周，V1保持断态，V2保持通态，当r u

r u >c u 时使V3关断，V4导通，0u =0。这样，就得到了SPWM 波形0u 。图中的虚线

of u 表示0u 中的基波分量。像这种在r u 的半个周期内三角波载波只在正极性或负

极性一种极性范围内变化，所得到的PWM 波形也只在单个极性范围变化的控制方法方式称为单极性PWM 控制方法。

图3-5 单极性PWM 控制方式波形

和单极性PWM 控制方式相对应的是双极性控制方式。图3-4的单相桥式逆变

电路在采用双极性控制方式时的波形如图3-6所示。采用双极性方式时，在r u 的半个周期内，三角形载波不再是单极性的，而是有正有负，所得到的PWM 波也是有正有负。在r u 的一个周期内，输出的PWM 波只有正负d U 两种电平，而不象单极性控制时还有零电平。仍然在调制信号r u 和载波信号c u 的交点时刻控制各开关器件的通断。在r u 的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。即当r u >c u 时，给V1和V4以导通信号，给V2和V3以关断信号，这时如0i >0，则V1、V4通，如果0i <0，则VD1和VD4通，不管哪种情况都是输出电压0u =d U 。当r u 0，则CD2和VD3通，不管哪种情况都是0u = -d U 。

图3-6 双极性PWM 控制方式波形

可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采取双极性调制，由于

对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。

3.3 正弦波脉宽调制技术的实现方法

3.3.1 软件生成法

由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法。

自然采样法是以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得SPWM 波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。

规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样[7]。

规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。

除上述两种方法外，还有一种方法叫做等面积法。该方案实际上就是SPWM 法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM 信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。

3.3.2 硬件调制法

硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波[8]。而且随着电力电子技术的发展，现在已经产生了多种可以产生SPWM波的芯片，如TL494、SG3525A等，这些集成芯片的出现使得电路的设计大大简化，而且功能更加齐全。本次设计就采用硬件调制法，通过使用脉冲调制芯片来产生所需要的正弦脉冲调宽波。

图3-5 单极性SPWM波波形示意图