逆变器死区时间对异步电机转矩脉动影响及削弱办法

无刷直流电机转矩脉动抑制方法综述

无刷直流电机转矩脉动抑制方法综述 周杰，侯燕 （河南工业大学电气工程学院，450007） 摘要：为扩大无刷直流电机在精度较高的伺服系统中的应用，必须尽量减小其转矩脉动。详细论述了无刷直流电机各种有效的转矩脉动抑制方法，并进行分类归纳。 关键词：无刷直流电机；转矩脉动；综述 中图分类号：TM33 文献标识码：B 文章编号：1004-0420(2007)06-0005-04 The review on torque ripple minimization of brushless DC motors ZHOU Jie，HOU Yan (College of Electrical Engineering，Henan University of Technology，450007) Abstract：To enlarge the application of brushless DC motor in higher accurateness servos，the torque ripple of brushless DC motor must be minimized. Aiming at the torque ripple attenuation of brushless DC motor，many efficient methods were discussed and classified in detail. Key words：brushless DC motor; torque ripple; review 0 引言 近年来,无刷直流电机(BLDCM)以其体积小、结构简单、功率密度高、输出转矩大、动态性能好等特点而得到了广泛应用[1]，尤其是在机器人、精密电子仪器与设备等对电机性能、控制精度要求较高的场合和领域，其应用和研究更是受到普遍重视。目前，无刷直流电机最突出的问题就是具有转矩脉动，转矩脉动会直接降低电力传动系统控制特性和驱动

齿槽转矩脉动

齿槽转矩脉动 齿槽转矩是由转子的永磁体磁场同定子铁心的齿槽相互作用，在圆周方向产生的转矩。此转矩与定子的电流无关，它总是试图将转子定位在某些位置。在变速驱动中，当转矩频率与定子或转子的机械共振频率一致时，齿槽转矩产生的振动和噪声将被放大。齿槽转矩的存在同样影响了电机在速度控制系统中的低速性能，和位置控制系统中的高精度定位。解决齿槽转矩脉动问题的方法主要集中在电机本体的优化设计 上。 （1）斜槽法定子斜槽或转子斜极是抑制齿槽转矩脉动最有效且应用广泛的方法之一，该方法主要用于定子槽数较多且轴向较长的电机。实践表明，采用斜槽角度为10°时，齿槽转矩的基波转矩幅值相当于直槽时的90％，3次谐波幅值相当于直槽时的30％，5次谐波幅值相当于直槽时的19％。值得注意的是，为产生恒定的电磁转矩，反电动势波形必须是平顶宽度大于120°的理想梯形波，而斜槽或斜极引起的绕组反电动势的正弦化将会增大电磁转矩纹波。因此，选择合适的斜槽角度是有效抑制齿槽转矩脉动的关键。 （2）分数槽法该方法可以提高齿槽转矩基波的频率，使齿槽转矩脉动量明显减少。但是，采用了分数槽后，各极下绕组分布不对称，从而使电机的有效转矩分量部分被抵消，电机的平均转矩也会因此而相应减 小。 （3）磁性槽楔法采用磁性槽楔法就是在电机的定子槽口上涂压一层磁性槽泥，固化后形成具有一定导磁性能的槽楔。磁性槽楔减少了定子槽开口的影响，使定子与转子间的气隙磁导分布更加均匀，从而减少由于齿槽效应而引起的转矩脉动。由于磁性槽楔材料的导磁性能不是很好，因而对于转矩脉动的削弱程度有限。 （4）闭口槽法闭口槽即定子槽不开口，槽口材料与齿部材料相同。因槽口的导磁性能较好，所以闭口槽比磁性槽楔能更有效地消除转矩脉动。但采用闭口槽，给绕组嵌线带来极大不便，同时也会＇大大增加槽漏抗，增大电路的时间常数，从而影响电机控制系统的动态特性。 （5）无齿槽绕组为了消除齿槽转矩脉动，可采用无槽绕组的永磁无刷直流电机，这种结构的电机定子可使用非导磁铁心的无齿槽空心杯定子结构（见图），能够彻底消除了齿槽转矩脉动的影响；但绕组电感显著减小，一般只有几μH到几十μH，因此定子电流中的PWM分量非常明显。

无刷直流电机PWM调制方式与转矩脉动关系研究

无刷直流电机PWM 调制方式与转矩脉动关系研究 收稿日期:2005-04-28 航空科学基金项目(项目编号:04F 53036) 齐　蓉,周素莹,林　辉,陈　明 (西北工业大学,西安　710072) 摘　要:针对无刷直流电机的双斩和四种单斩PW M 调制方式,分析调制方式对电机稳态转矩脉动的影响,建立稳态及换向过程中电机相电流及电磁转矩的数学模型。基于M atlab 无刷直流电机的仿真模型,研究换向转矩脉动与各种单斩P WM 调制方式的关系。 关键词:无刷直流电动机;转矩脉动;仿真;脉宽调制;数学模型 中图分类号:T M 361 文献标识码:A 文章编号:1001-6848(2006)01-0058-04 The Relation Between Torque Ripples and PWM Modes of Brushless DC Motor Q I Ro ng ,ZHOU Su-ying ,LIN Hui,CHEN Ming (N or thwester n Po ly technical U niv ersit y,Xi'an 710072,China) ABSTRACT :T his paper analy zes the differ ent PW M modes (sing le cho p P WM m odes and do uble chop PW M modes )influence on the static to r que ripple in Br ushless DC mo tor (BLD CM )co ntro l sy st em .T he ma thematic models o f phase curr ent and electr omag netic tor que ar e derived.Based on M atlab BL DCM modules,the r elation between fo ur PW M modes(H pw m -L o n,H o n-L pw m,on pwm ,pw m on )and co mmutation tor que ripples a re discussed. KEY WORDS :Br ushless DC M ot or ;T o r que ripples ;Simulatio n ;PW M ;M athematic mo dels 0　引　言 无刷直流电动机(BLDCM )由于转矩脉动较大地限制了其在高精度伺服系统中的进一步应用。因此,分析其转矩脉动产生的原因及过程,寻找抑制转矩脉动的解决办法成为提高BLDCM 伺服性能的关键。 PWM 调制方式通常分为双斩和单斩两大类型。换相转矩脉动及稳态转矩脉动都与PWM 调制方式有关[1-4]。由于BLDCM 相电感的存在使电机换相时产生换相延时,形成电机换向过程中的转矩脉动[5] ,称为换向转矩脉动。本文针对双斩及H pw m -L o n 、H on-L pw m 、on pw m 和pw m on 四种单斩PWM 调制方式,研究电机稳态和换向时的电流和电磁转矩,分析转矩脉动产生的过程,比较各种PWM 调制方式对转矩脉动的影响。 1　PWM 调制方式对稳态电流和转矩 的影响分析 (a )三相六状态 (b ) 双斩调制 (c)H pw m-L o n (d)H on-L pw m (e )o n pwm (f )pw m on 图1　P WM 调制方式的输出波形 当无刷直流电动机反电势为梯形波时,系统采用二二导通,三相六状态的120°导通方式如图1(a)所示,双斩调制方式如图1(b )所示。四种单斩PWM — 58—

方波无刷直流电机转矩脉动分析

方波无刷直流电机转矩脉动分析 作 者：中国中铁电气化局集团第二工程有限公司 李 庆 [专家点评] 引言 永磁方波无刷直流电动机具有体积小、重量轻、出力大、控制简单和调速方便等优点，被广泛应用于军事、工业和家电等各行业。但是，方波无刷直流电机转矩脉动大，限制了它在一些场合的应用。转矩脉动主要是由于电磁因素引起的，本文分析了无刷直流电动机转矩脉动的成因，并从系统的观点提出改善转矩脉动的措施。 方波无刷直流电机转矩脉动成因[2] 永磁无刷直流电动机的气隙磁场为方波，相应的逆变装置采用二二导通模式，以保证定子电流波形与气隙磁场波形一致，这样电机转矩脉动最小，几乎为零。但是现实中做到定子电流波形与气隙磁场波形完全一致是不可能的，同时由于电机本身存在定子绕组的换流问题，这就带来了转矩的脉动。从转矩公式 (1) 式中：t e为转矩；为相反电；为相电流；ω角速度；从式中可以看出，转矩脉动主要与定子电流和气隙磁场有关。 定子电流对转矩脉动的影响 控制逆变装置目的就是调整电流，使之尽量接近理想的方波波形，但是由于定子绕组存在电感，使得定子中的电流上升和下降都有个过程，使得定子电流达不到理想方波波形，导致了转矩的脉动。同时由于斩波频率的限制，非换相期间电流的脉动也带来的精度允许范围之内的转矩脉动。 气隙磁场对转矩脉动的影响 电机气隙磁场在设计时是梯形波磁场，但是由于机械加工制造等方面的影响，使得气隙磁场达不到理想的梯形波形，同时由于定子齿槽的存在使得气隙磁场有脉动[1]；当电机带负载运行时，定子磁场与转子磁场相互作用，有电枢反应，使得气隙磁场产生畸变，偏离理想梯形波，这也带来了转矩的脉动。 抑制转矩脉动的措施 为了抑制转矩脉动主要从三方面来采取措施： （1）从主回路角度，尽量采用高频器件，提高谐波次数，减少谐波转矩脉动； （2）从控制的角度，采用最佳的逆变器控制模式，尽量增加有效电磁转矩，采用合适的控制方法抑制换流带来的电流脉动导致的转矩脉动；

转矩脉动抑制

International Journal of Automotive Technology , Vol. 12, No. 2, pp. 291?297 (2011)DOI 10.1007/s12239?011?0034?8 Copyright ?2011KSAE 1229?9138/2011/057?16 291 TORQUE RIPPLE MINIMIZA TION CONTROL OF PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTORS FOR EPS APPLICA TIONS G . H. LEE 1), W. C. CHOI 1), S. I. KIM 2), S. O. KWON 2) and J. P . HONG 2)* 1) Graduate School of Automotive Engineering, Kookmin University, Seoul 136-702, Korea 2) Department of Automotive Engineering, Hanyang University, Seoul 133-791, Korea (Received 18 February 2009; Revised 9 August 2010) ABSTRACT ?This paper identifies a control method used to reduce torque ripple of a permanent magnet synchronous motor (PMSM) for an electric power steering (EPS) system. NVH (Noise Vibration Harshness) is important for safe and convenient driving. Vibration caused by motor torque is a problem in column type EPS systems. Maintaining a very low torque ripple is one solution that allows for smoother steering. Theoretically, it is possible to design and drive the motor without torque ripple.However, in reality, a PMSM system torque ripple is caused by the motor itself (saturation in the iron core and EMF distortion)and the imperfect driver. This paper analyzes torque ripple of a PMSM system, and an advanced PMSM control method for the column typed EPS system is presented. Results of the analysis indicate that the compensation current is needed in order to minimize torque ripple when a PMSM is driven. KEY WORDS :Electric power steering, Magnetic saturation, PMSM, Torque ripple, Deadtime, EMF distortion 1. INTRODUCTION Research is being performed to improve the fuel efficiency of vehicles. One of the main areas of focus is on the steering of auxiliary equipment. Electric Power Steering (EPS) is receiving more attention than Hydraulic Power Steering (HYPS). Electric power steering (EPS) is a system that supplies motor power directly to the steering to assist steering torque while HYPS uses an oil pump that is driven by the engine (Shimizu and Kawai, 1991). A permanent magnet synchronous motor (PMSM) has been used to improve the performance of EPS. Since a PMSM has many advantages, such as high efficiency and high torque per rotor volume, it is especially suitable for automotive applications in which space and energy savings are critical (Miyoshi et al ., 2005). In a column type EPS system, the PMSM is linked to the steering shaft via a reduction gear. This connection transfers the motor vibration and torque fluctuation directly through the steering wheel to the hands of the driver (Zhang et al .,2008). For this reason, only the ripple between one and three percent of rated torque is permitted. Several technical papers have presented a motor design andcontrol technique to reduce cogging torque and torque pulsation (Islam et al ., 2005; Mattavelli et al ., 2005; Bianchi et al ., 2002; Lee et al ., 2008). However, this paper discusses an estimation method of compensation current for suppress-ing torque ripple caused by a PMSM (Lee et al ., 2008).In an EPS application, the magnetic saturation in the stator core and distortion of EMF is inevitable due to spatial and cost limitations(Lee, 2010). Imperfections of a low voltage inverter for EPS can be severe. This paper also analyzes torque ripple caused by the motor, deadtime effects, and current offset problems of the PMSM driver.The harmonic current distribution is calculated using finite element analysis, and the effective dead time compensation method is proposed. 2. TORQUE RIPPLE OF PMSM 2.1. Torque Ripple of PMSM for the EPS Figure 1 indicates a fabricated PMSM for the column type EPS system. The rotor configuration was skewed to reduce cogging torque. Segment type and ring type rotors are used for the purpose of this research. The specifications for a PMSM are listed in Table 1. Cogging torque and total harmonic distortion (THD) of a back-EMF required in the motor are less than 0.02 Nm and 0.7% respectively. If the rotor of a SPMSM is composed of segment-type permanent magnets, there is relatively low THD in the back-EMF (0.7%). A ring-type magnet has a higher THD in the back-EMF (2.3%) and an acceptable level of productivity.The torque waveforms of segment and ring magnets are shown in Figure 2. In order to measure torque ripple accurately, the motor is driven at 10 rpm, and input current is controlled with a THD less than 0.5%. As the magnetic torque increases, the electric frequency increases by a *Corresponding author . e-mail: hongjp@hanyang.ac.kr

SVPWM逆变器死区效应补偿方法的研究[1]

SVPWM逆变器死区效应补偿方法的研究 DEAD-TIME COMPENSATION FOR VECTOR-CONTROL INDUCTION MOTOR PWM INVERTER 王高林，贵献国，于泳，徐殿国 （哈尔滨工业大学电气工程系，黑龙江省 哈尔滨市 150001） (Email: Wanggl@https://www.wendangku.net/doc/b617963122.html,, Xianggui@https://www.wendangku.net/doc/b617963122.html,, Yuyong@https://www.wendangku.net/doc/b617963122.html,, Xudiang@https://www.wendangku.net/doc/b617963122.html, ) 摘要：针对伺服系统矢量控制系统，提出了一种可以补偿死区误差电压并消除零电流钳位效应的死区补偿方法。在分析了影响死区效应的因素以及等效死区时间的表达式的基础上，采用平均死区时间补偿法，在两相静止轴系中对等效死区时间产生的误差电压进行了补偿。为了提高电流极性检测的准确性，利用旋转轴系中的励磁电流和转矩电流分量经过坐标反变换，判断电流在两相静止轴系所处的扇区来决定需要施加的补偿电压。另外为了更好地消除由于死区时间而产生的零电流钳位效应，将一种消除零电流钳位效应的方法结合到上述补偿方法中。最后通过TMS320F2812 DSP芯片来实现补偿算法，并在11kW 伺服电机矢量控制系统中验证了补偿算法的有效性。 ABSTRACT: A dead-time compensation strategy is presented to compensate dead-time error-voltage and eliminate zero-current clamping effect for servo motor vector control system. The factor influencing dead-time effect is analyzed, and expression of equivalent dead time is deduced. Average dead-time compensation technique is adopted to compensate error-voltage at two-phase stationary frame. To improve accuracy of detection of current direction, components of magnetizing current and torque current are transformed into two-phase stationary frame. Therefore compensating voltage vector can be decided according to the sector the current vector is locating. In addition, a kind of zero-current clamping effect eliminating scheme is adopted combining with the above compensation method to improve the compensation performance. The proposed compensation method is performed with TMS320F2812 DSP chip. Experimental results demonstrate the efficiency of the dead-time compensation method in 11kW servo motor vector control system. 关键词：伺服系统，空间矢量PWM，死区效应，零电流钳位，补偿 KEY WORDS:servo system; space vector PWM; dead-time effect; zero-current clamping; compensation 1 引言 由于伺服系统在各种工业场合应用非常普遍，永磁伺服电机相关控制技术研究也获得了广泛重视，其中空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）一直是一个热门的研究课题[1,2]。在SVPWM逆变器中，为了防止同一桥臂的两只开关管产生直通，需要在两只开关管的开通与关断时刻之间加入一定的死区时间，所产生的死区效应会造成逆变器输出电压基波分量减小、输出电流波形畸变及输出转矩脉动[3]。在感应电机矢量控制场合，往往需要知道电压的状态量，由于输出电压是由离散的脉冲组合而成难以测量，通常直接将参考电压当作输出电压。但与参考电压相比，实际的输出电压由于受死区时间影响而与参考电压有所差别。因此为了能够进一步提高感应电机的控制性能，有必要对死区效应进行有效地补偿。 已经有众多学者对死区效应进行了研究，并提出了许多补偿方法[3-10]。这些方法基本上可以分为两种，一种是基于平均误差电压补偿法，这种方法具有易于实现的优点，缺点是补偿不够精确，后来又有学者对开关器件管压降引起的附加死区时间，以及电路中寄生参数对死区效应的影响进行了研究[11,12]。另一类方法是基于脉冲的补偿方法，这种方法可以对死区时间进行较精确地补偿，但对控制芯片的要求也更高，要求在一个PWM载波周期内进行两次采样[12]。死区补偿中电流极性的检测很重要，如果对电流过零点判断不够准确反而会引起误补偿。尽管很多补偿方法能够取得不错的补偿效果，但在低速轻载的场合，经常会发生零电流钳位的现象，使输出电流产生畸变[12]。本文研究了一种采用平均误差电压补偿法并结合消除零电流钳位效应的方法对感应电机PWM逆变器的死区效应进行了补偿，最后在11kW伺服

PWM型逆变器死区问题的解决

电源技术　＜　２００８年５月 ２０ ■＜阿城继电器股份有限公司电源公司 李文全 引言 PWM 电压型逆变器广泛地应用于交流变速传动系统和不停电电源中。逆变器的输出电压波形的质量尤为重要。理想的电压波形通常为纯正的正弦波，但实际上在输出级存在着是输出波形畸变的固有源，因而输出波形存在较大的畸变。其中一个重要的畸变根源是同一桥臂上、下两个器件在开关过程中必有一个死区时间，以防止桥臂直接短路。另外一些根源如开关器件的导通压降、开关时间等。每个PWM 调制周期内引起的微小畸变经积累后，会引起输出电压波形较大的畸变，降低基波幅值，改变低次谐波含量，曾加电机的谐波损耗。因此必须对逆变器的死区问题进行补偿。 在死区期间，逆变器输出的电压不受逻辑信号控制，而是有输出电流的极性确定，通过反馈二极管嵌位在直流回路的正侧或负侧。因此电流极性的检测是死区补偿的关键技术。本文对死区时间引起的逆变器输出电压畸变进行了详细分析，给出了电流极性检测方法和死区效应的电压补偿方法。 1 PWM逆变器死区效应的分析 不失一般性，以逆变器其中的一个桥臂A 相为例（如图 1）。在死区期间，上、下两个功率器件均不导通，只有一个二极管导通续流。若电流流向负载，则下面的二极管导通；反之，上面的二极管导通。控制信号与电压波形如图2所示。 对于i>0(流向负载)而言，如图2（a ）、（b ）、(d)所示。当A -信号在T 1时刻关断，延时死区时间T d 后，A +变为高电平（图2d ）;在T 2时刻A +变为低电平，延时T d 后A -变为高电 平（图2b ）,此时电压U AN 时电压U AN 经过开关管的关断时间t off 后变为低电平（图2d ）。因而U AN 为高值的实际时间是T 2 –T 1 +T off –T on –T d ,标准时间应为T 2 –T 1，因而，死区时间和开关管共同引起的导通时间误差为 T err = T off –T on –T d (1)同理，当时 i<0时，由图2（a 、b 、c ）可得时间误差为 T err = -(T off –T on –T d ) (2)因此误差时间为T err = sign(i)(T off –T on –T d ) (3) 其中sign(i)= PWM型逆变器死区问题的解决 摘要：本文对ＰＷＭ电压型逆变器的死区问题提出了一种实时补偿方法，设计了电流瞬时值过零点的检测方法，该方法简单易行，可适用于变压变频调速系统中。 关键词：　ＰＷＭ逆变器 电流检测 死区补偿 图１ 逆变器桥臂 图２ ＰＷＭ逆变器控制信号与输出电压波形

开关死区对SPWM逆变器输出电压波形的影响

开关死区对SPWM逆变器输出电压波形的影响 类别：电源技术阅读：1379 作者：北京航天工业总公司二院206所刘凤君（北京100854）来源：《电源技术应用》开关死区对SPWM逆变器 输出电压波形的影响摘要：分析开关死区对SPWM逆变器输出电压波形的影响，讨论考虑开关死区时的谐波分析方法，并导出谐波计算公式。用计算机辅助分析和实验方法对理想的和实际的SPWM逆变器进行对比研究，得出一些不同于现有理论的结果。关键词：逆变器脉宽调制谐波开关死区 1 引言对于SPWM三相半桥式逆变器，由于开关管固有开关时间ts的影响，开通时间ton往往小于关断时间toff，因此容易发生同臂两只开关管同时导通的短路故障。为了避免这种故障的发生，通常要设置开关死区△t，以保证同桥臂上的一只开关管可靠关断后，另一只开关管才能开通。死区的设置方式有两种：一种是提前△t/2关断、延滞△t/2开通的双边对称设置；另一种是按时关断、延滞△t开通的单边不对称设置。典型的电压型三相SPWM半桥式逆变器如图1（a）所示。其中图1（b）是死区对称设置时的波形图；图1（c）是死区不对称设置时的波形图。在这两种波形图中，uAO为相与直流电源中点“0”之间的理想电压波形（载波比N=(ωc/ωs)=9），uAO′为设置死区时的电压波形。 在感性负载时，当V1导通时A点为+(Ud/2)，当V4导通时A点为-(Ud/2)。在死区△t内V1和V4 都不导通时，感性负载使D1和D4续流以保持电流iA连续。当iA为正时D4续流，A点与直流电源负极接通，A点电位为-(Ud/2)；当iA为负时D1续流，A点与直流电源正极接通，A点电位为+(Ud/2)，这样就产生了误差电压uD1.4。uD1.4与uAO′叠加就产生出实际输出电压uAO″。比较uAO″与uAO可知，实际输出电压发生了畸变。在iA为正时所有正脉冲宽度都减小△t，所有负脉冲宽度都增加△t；在iA为负时所有负脉冲宽度都减小△t，所有正脉冲宽度都增加△t。这是由死区△t内的二极管续流造成的，畸变后的实际输出电压波形如图中uAO″所示。2 实际输出电压uAO″的谐波分析假定载波与调制波不同步，则在调制波各周期中所包含的脉冲模式就不相同，因此不能用调制波角频率ωs为基准，而应当用载波角频率ωc为基准。这样，研究它的基波与基波谐波、载波与载波谐波及其上下边频的分布情况时，就能很方便地用双重傅立叶级数来表示： 2．1 死区双边对称设置时uAO′的谐波分析 如图1(b)所示，uAO′相当于二极管不续流时输出电压的波形。载波三角波的方程式为： 正弦调制波的方程式为：us=Ussinωst 对于理想波uAO，二阶SPWM波正脉冲前沿（负脉冲后沿）采样点a为：Ussinωst=-(ωct-2π-π/2)2Uc/π-Uc 令x=ωct；y=ωst；M=Us/Uc，则可得 x=2πk+π/2-π/2(1+Msiny) 二阶SPWM波负脉冲前沿（正脉冲后沿）采样点b为： Ussinωst=(ωct-2πk-π/2)2Uc/π-Uc x=2πk+π/2+π/2(1+Msiny) 对于图1(b)中uAO′，在x=ωct的2πk－π/2到2π(k＋1)－π/2区间内，可以得到二阶SPWM波的时间函数为： y=（ωs/ωc)x,k=0,1,2,3…经分析可以得出： 2．2 对死区双边对称设置时uD1.4的谐波分析图（1）b中误差波uD1.4，其双重傅立叶级数中的Amn+jBmn=-(Ud/mπ)Jn((mMπ/2))[cos(m+n]π+1]sinm(△tωc) (3) 对于载波及载波m次谐波的上下边频：2．3 死区双边对称设置时uAO″的谐波分析由图1（b）可知，实际波uAO″等于有死区波uAO′与误差波uD1.4之和。由于死区是双边对称设置，所以uAO′与调制波uS相位相同，电流iA滞后于uAO′一个φ角，而误差波uD1.4又与iA相位相反，因此，uD1.4的相位超前于uAO′180°－φ,如图（2）所示。因此，当以uAO′的相位为基准时可得： uAO′与uD1.4的基波幅值uAO（1）′=MUd/2;

逆变器死区特性的仿真研究毕业设计档案材料

湖南人文科技学院本科生毕业论文档案材料 题目：逆变器死区特性的仿真研究学生姓名：学号 系部：通信与控制工程 专业年级： 指导教师：李新君 湖南人文科技学院教务处制

一、毕业设计任务下达书 毕业设计题目逆变器死区特性的仿真研究 题目类型理论研究题目来源教师科研课题毕业设计时间2010年11月至2011年6月 一、选题的目的及意义 逆变技术随着自动控制理论、电力电子技术、电子计算机、微电子学等的发展已经进入一个新的时代。PWM逆变器虽然以输出波形接近正弦波为目的，但实际输出波形中仍然存在着谐波分量，其中最主要的原因是电力电子开关器件都不是理想的开关，它们都存在导通时延与关断时延。因此，为了保证逆变电路的安全工作，必须在同一桥臂上、下两个开关器件的通断信号间设置一段死区时间(或称滞时)。 在异步电动机调速系统中，异步电动机采用调压调频(VVVF)V/f=C控制时，系统虽然结构简单，但PWM型电压源逆变器在低速运行时易出现低频振荡现象，即当驱动系统在低频时驱动低转动惯量异步电动机的过程中，可能会出现转速有较大的波动，相电流波形出现模糊阴影，逆变器输入电流出现不规则变化。采用电流反馈型补偿电路能够很好消除逆变器输出电压谐波，减小异步电动机转矩脉动情况。本文的研究对于提高和改善变频调速系统的性能以及对死区问题的研究有很好的借鉴意义。 二、毕业设计的主要内容 （1）介绍逆变技术和SPWM控制技术； （2）分析死区效应机理，并分析死区效应对控制系统带来的影响； （3）分析在PWM逆变器中加入死区时间的必要性； （4）PWM电压型逆变器死区补偿方法设计； （5）MATLAB建模仿真以及结果分析。 三、毕业设计的要求（包括技术要求、工作要求） （1）分析正弦脉冲宽度调制（SPWM）技术的原理； （2）设计电压源型逆变器死区补偿电路； （3）运用MATLAB仿真软件搭建死区补偿仿真模型； （4）减小逆变器死区输出电压的谐波和异步电机转矩脉动； （5）分析系统仿真结果和误差原因。 题目类型：理论研究、工程设计、实验研究、软件开发、艺术设计等 题目来源：教师科研课题、生产实际题、社会现实题、假想题等

PWM逆变器死区影响的几种补偿方法

PWM 逆变器死区影响的几种补偿方法 摘要：分析逆变器死区对输出电压的影响以及几种常用的补偿方法。 关键词：死区 补偿 逆变器 脉宽调制 1 1 引言引言 引言 死区可以避免因桥臂开关管同时导通的故障，但死区同时也引起反馈二极管的续流，使输出电压基波幅值减小，并产生出与死区时间△t 及载波比N 成比例的3、5、7…次谐波，这是设置死区带来的缺点。这个缺点对变频调速系统的影响最为显著。特别是在电机低速运行时，调制波角频率ωs 减小，使载波比N 相对增大，因此，死区△t 中二极管续流引起的基波幅值减小，和3、5、7…次谐波的增大更加严重。在这种情况下，为了保证系统的正常运行，就必须对死区中二极管续流的这种不良影响进行补偿。 常用的最基本补偿方法有两种：一种是电流反馈型补偿，另一种是电压反馈型补偿。它们的共同补偿原理就是设法产生一个与二极管续流引起的误差电压波形相似、相位相差180°的补偿电压ucom，来抵消或减弱误差波的影响。所谓误差波，就是由反馈二极管续流而引起的误差电压。三相半桥式SPWM 逆变器电路图见图1。 2 2 电流反馈型补偿电流反馈型补偿 电流反馈型补偿 死区设置方式有两种，即双边对称设置和单边不对称设置。现以双边对称设置方式为例来进行说明，其结果对单边不对称设置方式也同样适用。 带死区的SPWM 逆变器在感性负载时，基波幅值的减小与3、5、7…次谐波幅值的增大都与Δtωc=ΔtNωs 成正比（ωc 为SPWM 中三角波电压的角频率），随着死区时间△t 及载波比N 的增加，输出电压基波幅值将减小，3、5、7…次谐波幅值将比例增大。当ωs 减小N 相对增大时，这种影响进一步加剧。为了保证逆变器的正常运行，就必须消除这种不良影响。加入补偿电路就能很好地达到这个目的。采用电流反馈型的补偿电路如图2所示。通过检测逆变器的三相输出电流，并把它变成三相方波电压分别加到各自的调制波us 上，例如将检测到的A 相电流iA，变成方波电压ui 加到A 相调制波us 上，方波电压ui 使逆变器产生一个与电流iA 相位相同，与误差波uD1.4波形相似，但与uD1.4相位相反的补偿电压ucom,如图3所示。 补偿电压ucom 的相位与电流iA 的相位相同，与误差波电压uD1.4的相位相反。由于载波三角波的每个边都是线性的，所以us＋ui 调制的波形等于us 和ui 调制波形的和。us 产生的有死区调制波为uAO′，反馈二极管产生的误差波为uD1.4，ui 产生的调制波为ucom，所以逆变器的输出电压方程式为：