反激变压器设计实例(一)
反激变压器设计实例（一）
目录
1.导论 (2)
2.磁芯参数和气隙的影响 (2)
2.1 AC极化 (3)
2.2 AC条件中的气隙影响 (3)
2.3 DC条件中的气隙影响 (3)
3. 110W反激变压器设计例子 (4)
3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (4)
3.2 步骤2，选择导通时间 (6)
3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (6)
3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (6)
3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (7)
3.6 步骤6，计算副边匝数 (7)
3.7 步骤7，计算附加匝数 (8)
3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (8)
3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (9)
3.10 步骤10，计算气隙 (9)
3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (10)
4 反激变压器饱和及暂态影响 (11)
1.导论
由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。
为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。
2.磁芯参数和气隙的影响
图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。
注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。
图1.不同情况下磁芯的磁滞回归曲线
图2只表示了反激变压器使用的磁滞回环的前四分之一，也表示了磁芯中引入气隙所产生的影响。最后，改图表示了极化条件对直流和交流影响之间的差异。
图2.（a）铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的磁滞回环
（b）单端反激变换器的典型磁芯在大气隙或无气隙时第一象限磁化曲线。
注意当采用大气隙时，传递能量会增加
2.1 AC极化
由法拉第感应定律
Φ
很显然，磁芯中的磁通密度必须以一定的速率和幅值变化，绕组中的感应电动势（反向）等于所加电动势（假设损耗可以忽略）。
因此，为了支持加于原边的交流电压（更准确的说是所加伏秒），就需要磁通密度的变化（见图2的纵轴）。因此的幅值正比于所加的电压和开关晶体管的导通时间，即是由外部所加的交流条件而不是由变压器气隙来限定。图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时的B/H（磁滞回环）图2表示使用大、小气隙时，单端反激变换器中典型铁氧体磁芯的前四分之一磁滞回环。注意大气隙时传递的能量增加。
因此，可以认为所加的交流条件作用于B/H环的垂直B轴，使磁场电流向上变化，所以，可以认为H是因变量
2.2 AC条件中的气隙影响
从图2中可见，次新气隙增加使B/H特性的斜率减小，但需要的不变。因此磁场电流增加。这表示磁芯的导磁率显著减小及原边电感减小。因此磁芯气隙不会改变交流磁通密度的需求，或相反还改善了磁芯的交流性能。
通常错误的观点是，假设由于原边匝数不够、过度施加交流电压或工作频率低（即过度施加伏秒）而导致的磁芯饱和可以通过引入气隙来纠正。从图2可见这不是真实的。有或没有气隙，饱和磁通密度都保持一样。可是引入气隙会减小剩余磁通密度，并增加的工作范围，这在不连续方式中是有帮助的。
2.3 DC条件中的气隙影响
绕组中的DC电流成分使B/H环中平行于H轴的DC磁化力增加（正比于平均直流安匝）。对于一个特定的副边负载电流，的值是确定的。对于直流条件，B被认为是因变
量。
应该注意到，有气隙的磁芯可以支持大得多的H值（DC电流）而不饱和。很清楚，在此例中较高的H值足以使无气隙的磁芯饱和（即使无任何交流成分）。因此，气隙对放置由绕组中的DC电流成分引起的磁芯饱和非常有效。当反激变换器工作于连续方式时，会产生大量的DC电流成分，故必须使用气隙。
图2表示了有气隙和无气隙时磁通密度偏移（用于承受所加的交流电压）加于由DC 成分产生的平均磁通密度上的例子。对于无气隙磁芯，小的直流极化会产生磁通密度。对于有气隙磁芯，产生同样的磁通密度需要大得多的DC电流，还有可清楚地看到在有气隙例子中，即使加上最大的直流和交流成分，磁芯都不会饱和。
总之，图2表示磁通密度是由施加的交流电压引起的，在磁芯中引入气隙对磁通密度没有影响。可是在磁芯中引入气隙会使平均磁通密度（由绕组中的DC电流成分产生）大大减小。
在处理不完全能量传递（连续方式）工作方式时，提供直流磁化电流的裕度变得特别重要。这种方式中，磁芯电流永远不会降到零，很明显无气隙时磁芯就会饱和。
记住，使用的伏秒、匝数和磁芯尺寸决定了垂直于B轴的磁通密度的变化，而平均直流电流、匝数和此路长度决定了平行轴上的值。要提供足够的匝数和磁芯尺寸来支持所加的交流电压，要提供足够的磁芯气隙来放置饱和及支持直流电流成分。
3. 110W反激变压器设计例子
在以下设计中，分别考虑施加于原边的交流和直流电压。使用这种方法，很明显，所加的交流电压、频率、磁芯尺寸和磁芯材料的最大磁通密度控制了最小的原边匝数，而不管磁芯导磁率、气隙大小、DC电流或所需的电感。
应该注意，开始阶段原边电感不是被考虑的变压器设计参数。理由是电感控制的是电源的工作模式，这不是变压器设计的主要需求，因此电感将在设计的后期考虑。进一步，当铁氧体材料用于60KHz频率以下时，下面的设计方法对于所选磁芯尺寸按最小变压器损耗给出了最大的电感。因此，由于大电感变压器通常工作于不完全能量传递方式。如果需要完全能量传递方式，在支持最小直流极化的需求下只要简单地增加磁芯气隙就可得到，因此可减小电感。这并不影响原来的变压器设计。
当铁氧体材料用于30KHz频率以下时，发现最小的铜损耗超过磁芯损耗。因此如果使用最大的磁通密度，会得到最大（而不是最优）的效率。增加B可有最小的匝数和铜损耗。在这种条件下，该设计称为“饱和限制”。在频率较高或使用效率较低的磁芯材料时，磁芯损耗将成为主要因数，这种情况磁通密度值较低，匝数增加，该设计称为“磁芯损耗限制”。第一种情况限制了设计效率，由于优化效率需要磁芯损耗和铜损耗几乎相等，故不能实现。
3.1 步骤1，选择磁芯尺寸
需要的输出功率是110W，假定副边效率为典型的85%（仅考虑输出二极管和变压器损耗），则变压器传递的功率为130W。
没有简单的基本公式计算变压器尺寸和功率额定值。选择时要考虑大量的因数，其中最重要的是磁芯材料的性质、变压器的形状（即表面积对体积的比率）、表面的辐射特性、允许的温升、以及变压器工作环境。
许多制造商提供了特性图，为特殊磁芯设计给出尺寸选择的推荐，这些选择推荐通常是针对对流冷却且基于典型的工作频率及设定温升。一定要选择为变压器设计的铁氧体，它们具有高饱和度、低生育磁通密度、工作频率下的低损耗以及高居里温度的优点。对于反激变换器来说，高磁导率不是重要因数，因为铁氧体材料总是要有气隙。
图3是TDK Epcos N27硅铁氧体材料在25KHz工作频率、30K温升时的推荐图标。可是大部分的真实环境没有大气，或者因为空间受限而使用强迫风冷时，实际温升较大。因此针对这些影响要做出修正。制造商通常给出的图标是关于他们自己所选的磁芯及材料的。在大多数情况下，使用“面积——矢量积”计算方法。
图3.可转换功率P为磁芯尺寸（体积）的函数，以变换器型式为参数的列线图（来源于TDK
Epcos）
该例中，使用图3中的图标得到了磁芯尺寸初始选择。反激变换器的容许功率为130W，在图中对应为“E42/20”（图中对应的是20KHz工作频率；30KHz时，磁芯的额定功率会高些）。
图4中显示了N27铁氧体（一种典型的变压器材料）的静态磁化曲线。
图4.N27铁氧体材料的静态磁化曲线图（来源于TDK Epcos）
3.2 步骤2，选择导通时间
原边功率晶体管Q的最大导通时间出现在最小输入电压和最大负载时。对本例，假设最大导通时间不能超过总的工作周期的50%（后面可以看到，使用特别的控制电路和变压器设计时最大导通时间是可以超过50%的）。
实例
频率30KHz
周期33us
半周期16.5us
留有裕量以使控制保持在合适的最小输入电压，因此可用周期是16us。
因此
3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算
计算变换器工作于满载和最小电源输入电压时的输入DC电压。
对于输入电容整流滤波器，DC电压不能够超过输入电压有效值的1.4倍，也不可能小于输入电压有效值的1.2倍。该电压的确切计算很困难，因为它取决于许多不确定的因数，如电源线路的源阻抗、整流器电压降、储能电容值及其特性以及负载电流。
该例中使用1.3倍的输入电压有效值（使用倍压时再乘以1.9），将给出在弥漫在时相当近似的工作值。
实例
线路输入为90V有效值，则DC电压将接近
3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度
对于E42/20磁芯，根据制造商的数据，中心磁芯的有效面积是240mm2。饱和磁通密度100℃时是360mT。
工作磁通密度的选择要综合考虑，反激频率在中频范围内尽可能搞，以便从磁芯得到最好效益和最小铜损耗。
对于典型的铁氧体磁芯材料和形状，工作频率上升到30KHz，即便选择最大的磁通密度，反激变压器的铜损耗通常超过磁芯损耗，这样的设计为“饱和限制”。因此在该例中选择最大磁通密度，可是要保证磁芯在任何条件下都不饱和，如在最低工作频率下使用最大脉宽。在下面的设计方法中，不完全能量变换器可能存在最小电源电压输入和最大负载的工作条件。如果这种情况出现，将会出现来自变压器磁芯有效DC成分的感应现象。可是，下面例子表明当使用大气隙时，来自DC成分的影响很小，因此工作磁通密度选择在220mT，以提供较好的工作裕量。
因此该例最大峰峰交流磁通密度选择在220mT。
在设计最后要检查总的交流和DC磁通密度，以保证磁芯在高温时不会饱和。对于不同的磁通量，可能需要重复设计。
3.5 步骤5，计算最小原边匝数
在一个单的导通周期内使用伏秒方法，可以计算最小原边匝数，因为施加的电压是方波：
其中，=最小原边匝数；
（施加的DC电压）；
t=导通时间，单位是us；
=最大的ac磁通密度，单位是T；
=磁芯的最小横街面积，单位是mm2
实例
对于最小电源电压（90V有效值）和16us的最大脉宽
匝
匝
因此，
（）
3.6 步骤6，计算副边匝数
在反激相期间，储存在磁场的能量会传递到输出电容和负载。再次使用伏秒方程来确定传递所需的时间。如果原边的反激电压与施加的电压相等，则获取能量说话的时间等于输入该能量所花的时间，故该例为16us。因此若忽略附加的漏感，开关管集电极上的电压僵尸电源电压的两倍。
实例
在次很方便的得到每匝伏特数。
原边V/匝=
主控制电路要求的输出电压是5V，允许整流二极管有0.7V的电压降和相关电路及变压器副边的0.5V电压降，变压器副边的电压应为6.2V，因此副边匝数是
匝
在此，=副边电压；
=副边匝数
=每匝伏特数。
对于低电压、大电流的副边，除非采用特殊技术，否则要避免半匝，因为E型磁芯的一相可能出现饱和，使变压器调节变差。因此匝数应为最接近的整数。在本例中，匝数为3。
3.7 步骤7，计算附加匝数
该例中，副边匝数为3，反激电压将小于正向电压，新的反激电压每匝是
匝
为未出伏秒值，占空比必须按比例变化：
在此，=Q导通时间；
P=总周期，单位是us；
=新的副边每匝反激电压；
=原边每匝正向电压
则计算的副边匝数保留到最接近的半圈。
实例
对于12V输出，
匝
在此，=13V（允许1V的绕组和整流器压降）；
=已调整的副边每匝电压。
对于那些附加的辅助输出（与主输出相比，其提供的电流小，mmf低）可以使用半匝。还有，外侧的气隙要保证侧边维持的附加mmf不会饱和。如果只有中心相磁芯有气隙，除非使用特殊技术，否则不应使用半匝绕组。
本例中，12V输出使用6匝，此时输出将多出0.4V
3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸
一般考虑。图5表示一个典型铁氧体材料完全磁滞回环带有气隙和没带气隙的情况。应注意，有气隙的磁芯要求较大的磁化力H值才能引起磁芯饱和，因此将会经手较大的DC电流成分。再者，剩余磁通密度很低，使磁芯磁通密度有较大的工作范围。可是，导磁率低，使每匝电感较小（较小的值）和较低的电感。
根据现有铁氧体磁芯的拓扑结构和材料，发现反激单元工作在20KHz以上时，气隙不需变化。
在该设计中已考虑了完全和非完全能量传递模式的选择，该选择可以由选择合适的原边电感来实现。调节气隙尺寸可以改变原边电感。图5.b表示增加气隙将降低磁导率和减少电感。气隙的另一有用特征是在H=0时，剩余磁通密度在由气隙时很低，使磁通密度有较大的工作范围。最后，小的磁导率减小了由磁芯中DC成分产生的磁通，同时在工作于非完全能量传递模式时，也减小了磁芯的饱和趋势。
现在选择工作模式。图5表示三种可能的模式。图5. a是完全能量传递模式。可以使用，但应注意到在传递相同能量时峰值电流非常高。这种工作模式可引起开关晶体管、输出二极管和电容上的最大损耗，也在变压器自身内部引起最大铜损耗（）。图5.b表示在非完全能量传递模式时，具有大电感和低电流斜率的情况。虽然这毫无疑问具有最低的损耗，但对于大多数铁氧体材料磁芯，大的DC磁化成分和高磁芯导磁率会导致磁芯饱和。图5.c表示号的折中工作条件，具有可接受的峰值电流和三分之一峰值的有效DC成分。实际中发现这是好的折中选择，在电流脉冲开始时有好的噪声裕量（电流控制方式尤为重要），在合理的气隙尺寸下游好的磁芯利用率以及合理的总体效率。
图5.反激变换器中原边电流波形
（a）完全能量传递模式
（b）非完全能量传递模式（最大的原边电感）
（c）非完全能量传递模式（优化的原边电感）
3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法）
下面使用简单使用的方法确定气隙。
在磁芯中加入0.02in的小气隙。用手动脉宽控制和在变压器原边加入试探电流来进行功率实验。使用额定的输入电压和负载。逐渐增加脉宽，小心观察电流特性的形状，使磁芯不要饱和，直到得到需要的输出电压和电流。注意电流特性的斜率，调整气隙可得到需要的斜率。
这是得到合适气隙的快速方法，并不需要Hanna曲线。虽然气隙可由其他方法计算，但仍可能需要刚才的调试方法。这是调试的标准程序，因为变压器可能在高温或暂态条件下不能按期望工作而使电源失败。
3.10 步骤10，计算气隙
图5中，原边电感可以由电流波形的斜率（）来确定：
实例
图5中，（通过选择）
因此，导通期间的平均电流）
输入功率130W，因此可以计算整个周期的平均电流:
输入功率
因此导通周期的平均电流是
总周期
导通时间
导通周期内的电流变化是，而原边的电感可以如下计算：
一旦知道原边电感和匝数，对于所选磁芯，如果这些是有效的，可以使用Hanna曲线（或偏压曲线）得到。
如果无有效数据，而且气隙较大（大于磁路长度的1%），假定所有的磁阻都在气隙中，用下式计算保守的气隙尺寸：
α
在此，α气隙总长度，单位是mm；
；
原边匝数；
磁芯面积，单位是;
原边电感，单位是mH。
实例
α或0.027in
注意：如果气隙正好穿过磁芯，使用α（在一些情况中，外侧磁芯的面积与中心面积并不相等，故必须进行调节）。
3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度
为保证在磁芯的最大工作值和饱和值之间有足够的裕量，需要检验磁芯的最大磁通密度。在任何条件下，包括瞬间负载和高温，防止磁芯饱和时很重要的。这可以用两种方法来检验：在变换器中进行测量或计算。
注意：建议无论使用何种设计方法，都应进行该检验，以保证最后产品能够满足要求。（1）在控制仍能维持的情况下，使输入电压为最小值——本例为85V。
（2）设置输出负载为最大功率限定值。
（3）测量原边绕组的电流值，减小工作频率直到饱和开始（表示为在电流脉冲结束时有上翘）。在这些条件下增加的导通时间与平常导通时间之比的百分数，就是平
常工作时磁通密度裕量的百分数。该裕量在磁通水平为高温时会降低（见图4），
允许10%的超量以备磁芯中的变化，如气隙尺寸及暂态要求。如果裕量不足，可
增加气隙。
计算磁芯饱和裕量
（1）使用伏秒方程，计算交流磁通，并在最大负载和最小输入电压的输入功率下，计算或测量导通时间值及所加的电压，如下：
在此，，单位是V；
t=导通时间，单位是us；
=原边匝数；
=磁芯面积，单位是；
=交流峰值磁通密度，单位是T。
注意：要求磁通密度是变化的以支持所施加的电压脉冲，并不包括任何DC成分，因此它与气隙尺寸无关。
实例
（2）使用螺线管方程和有效DC分量IDC（表示为导通初期电流的幅值），计算DC分量BDC。
假定磁芯的所有磁阻都集中在气隙，那么将得到明显较高的DC磁通密度保守值。使用螺线管方程可得其近似值。
在此，，单位是V；
=原边匝数；
有效DC电流，单位是A；
α气隙总长度，单位是mm；
=DC磁通密度，单位是T。
实例
AC和DC磁通密度的叠加使磁芯出现峰值，在100℃时在此检测磁芯材料的特性。
实例
4 反激变压器饱和及暂态影响
注意：磁芯磁通水平是在最小输入电压和最大脉宽条件下选择的，可见保留了磁芯在高输入电压下饱和的弱点。可是，在高电压条件下传送功率所需的脉宽将相应变窄，变压器将不会饱和。
在瞬态负载条件下，当电源轻载而又工作于高输入电压时，如果需要突然增加负载，控制放大器将立刻加宽驱动脉冲以提供附加功率。结果在一短的时间段内输入电压和脉宽都为最大，变压器将会饱和，这将导致失败。
为防止这种情况，应考虑以下几点。
（1）在较高电压和最大脉宽条件下设置变压器。这要求较低的磁通密度和较多的原边匝数。这具有降低变压器效率的缺点。
（2）控制电路要能承受高压条件，瞬态情况时维持脉宽在安全值，有时该点是难以做到的，因为对电流的响应时间相对慢。
（3）第三点是对驱动晶体管Q提供双脉冲限流。该限流电路将判别由于原边电流的突然增加引起的磁芯饱和，并防止脉宽的进一步增加。这种方法具有最快的相应时
间，是推荐的技术。电流型控制自动提供该功能。
最后的设计图如下：
图6.反激电源拓扑
由于反激电源存在较大的EMI辐射，所以需要特别注意控制变压器漏感，通过吸收、滤
波电路降低开关管和二极管应力，减少EMI噪声。注意这些措施都将会使开关电源效率降低。
反激式开关电源设计的思考六-变压器设计实例
反激式开关电源设计的思考六 －变压器设计实例 已知条件： 输入电压：DC:380V～700V 输出电压：1) 5V／0.5A 2) 12V／0.5A 3) 24V／0.3A PWM控制论芯片选用UC2842， 开关频率：50KHz 效率η：80％ 取样电压用12V，5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到； 算得Po＝5×0.5+12×0.5+24×0.3=15.7 W 计算步骤： 1、确定变比N N＝Np／Ns VoR = N(VO+VD) N＝VoR／(VO+VD) VoR取210V N＝210／(12+1)＝16.1 取16 2.计算最大占空比Dmax 3、选择磁芯 计划选择EE型磁芯，因此ΔB为0.2T，电流密度J取4A/mm2 Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) ＝2.51×103 （mm4） 通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知
通过上面计算,考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯 EE25磁芯的Ae＝42.2mm2=4.22X10-3m2 4、计算初级匝数Np
5、初级峰值电流:Ip 6、初级电感量L
7、次级匝数 1) 、12V取样绕组Ns： Ns＝Np/N ＝250／16 ＝15.625 取16匝 2）、计算每匝电压数Te： Te＝（Uo＋Ud）／Ns ＝（12＋1）／16 ＝0.8125 3）、7.5V匝数： N7.5V＝U／Te ＝（7.5＋0.5）／0.8125 ＝9.84取10匝 4）、24V匝数 N24V＝U／Te ＝（24＋1）／0.8125 ＝30.7取31匝 5）、辅助绕组15V N15V＝U/Te ＝（15＋1）／0.8125 ＝19.7取20匝 8、计算初级线径： 1）、计算电流有效值I
连续电流模式反激变压器的设计
连续电流模式反激变压器的设计 Design of Flyback Transformer with Continuing Current Model 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明 摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值. Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value. 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.
二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一 Io 图二(a)
5V,2A 反激式电源变压器设计(EFD20)过程整理_20110310
5V,2A 反激式電源變壓器設計過程整理 已知: VinAC = 85V ~ 265V 50/60Hz Vout = 5V + 5% Iout = 2A Vbias = 22V, 0.1A (偏置線圈電壓取 22V, 100mV) η = 0.8 fs = 132KHz 計算過程: 1.設工作模式為 DCM 臨界狀態. Pout = 5*2 = 10W Pin = Pout/η= 10/0.8 = 12.5W V inDCmin = 85* 2-30(直流紋波電壓)= 90V V inDCmax = 265* 2=375V 2.匝數比計算 , 設最大占空比Dmax = 0.45 : 13918.12) 45.01(*)2.05.05(45.0*90)1(*)d out (*n max max min in ≈=-++=-++=D V V V D V L DC 式中: Vd 為輸出整流二極管導通壓降,取0.5V; VL 為輸出濾波電感壓降, 取0.2V. 3.初級峰值電流計算: A D V P I DC 494.045 .0*9010*2*out 2p max min in === 4.初級電感量計算: H H I V D L DC u 62110*621494 .0*10*13290*45.0p *fs *p 63min in max ==== 5.變壓器磁芯選擇EFD20, 參數如下: Ae = 28.5mm 2 AL = 1200+30%-20%nH/N 2 Le = 45.49mm Cl = 1.59mm -1 Aw = 50.05mm 2 Ap = 1426.425mm 4
反激变压器设计实例(二)
反激变压器设计实例（二） 目录 反激变压器设计实例（二） (1) 导论 (1) 一．自跟踪电压抑制 (2) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (4) 3. 选择反击变换器功率元件 (5) 3.1 输入整流器和电容器 (5) 3.2 原边开关晶体管 (5) 3.3 副边整流二极管 (5) 3.4 输出电容 (6) 4. 电路搭接和输出结果 (6) 总结 (7) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。
图1.反激电路主拓扑 图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一．自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。 在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL，并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。 考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断
反激式开关电源变压器的设计方法
反激式开关电源变压器的设计方法 1引言 在开关电源各类拓扑结构中，反激式开关电源以其小体积、低成本的优势，广泛应用在高电压、小功率的场合。反激式开关电源设计的关键在于其变压器的设计。由于反激变压器可以工作在断续电流（DCM ）和连续电流（CCM ）两种模式，因此增加了设计的复杂性。本文考虑到了两种工作模式下的差异，详细介绍了反激变压器的设计方法和步骤。 2基本原理 R 1 V o 图1 反激变换器原理图 反激变压器实际上是一个耦合电感，首先要存储能量，然后再将磁能转化为电能传输出去[1]。如图1所示，当开关管r T 导通时，输入电压i V 加在变压器初级线圈上。由于初级与次级同名端相反，次级二极管1D 截止，能量储存在初级线圈中，初级电流线性上升，变压器作为电感运行。当r T 关断时，励磁电感的电流使初级和次级绕组电压反向，1D 导通，储存在线圈中的能量传递给负载。按照电感线圈中电流的特点，可分为断续电流模式（DCM ）和连续电流模式（CCM ）。电流波形如图2所示。
初级 次级 初级 次级 I p2I p1I s2 I s1 I p2 I p1 I s2 I s1 DCM CCM 图2 DCM 和CCM 电流波形 DCM 为完全能量转换，在开关管开通时，初级电流从零开始逐渐增加，开关管关断期间，次级电流逐渐下降到零。 CCM 为不完全能量转换，开关管开通时，初级电流有前沿阶梯，开关管关断期间，次级电流为阶梯上叠加的衰减三角波。 3设计步骤 （1）各项参数的确定 反激式开关电源变压器的设计中涉及到很多参数，因此在计算之前必须要明确已知量和未知量。 已知参数一般由电源的设计要求和特点来确定，包括：直流输入电压i V （i min i i max V V V ≤≤），输出电压o V ，输出功率o P ，效率o i P = P η，工作频率1 f=T 。 未知量即所要求的参数包括：磁芯型号，初级线圈匝数p N ，次级线圈匝数s N ，初级导线直径p d ，次级导线直径s d ，气隙长度g l 。 另外，为了能够对未知参数进行求解，我们还必须要指定开关管的耐压值或开关的最大占空比。本文中，以规定满载和最小输入电压条件下最大占空比为 max D 来进行后续的计算。 为简化计算公式，本文中忽略开关管及二极管导通压降。
反激变压器的详细公式的计算
单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯
变压器的设计实例
摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 PCbfans提示请看下图: 其主要技术参数如下： 电路形式半桥式； 整流形式全波整流； 工作频率f=38kHz； 变换器输入直流电压Ui=310V； 1
变换器输出直流电压Ub=14.7V； 输出电流Io=25A； 工作脉冲占空度D=0.25～O.85； 转换效率η≥85％； 变压器允许温升△τ=50℃； 变换器散热方式风冷； 工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T 到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此 2
反激变压器设计过程
精心整理 反激变压器设计过程 1、初始值设定 1.1开关频率f[kHz] 对于要接受EMI规格适用的产品，不要设定在150kHz（预计余量的话120kHz左右）以上。一般设定在65kHz左右。 1.2输入电压范围设定 主要对瞬时最低输入电压／连续最低输入电压／最大输入电压的3类进行设定。 项目内容 瞬时最低输入电压 V inmin1[V] 考虑了停电保持的最低DC输入电压。为设计的基准。 连续最低输入电压V inmin2[V] 规格书上的最低AC输入电压×1.2倍。用于算出绕线的电流容量。 最大输入电压V inmax[V] 规格书上的最大AC输入电压×1.414倍。用于开关元器件／整流元器件的耐电压算出。 1.3最大输出电流设定 对于过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流（在规格书上有规定的情况下）3种类，进行设定。 另外，在这最大输出电流中需包括对于各自偏差的余量。 项目内容 过电流保护最大输出 电流 I omax1[A] 考虑了偏差的最大电流×余量1.1～1.2。 连续最大输出电流I omax2[A] 额定输出电流×余量1.1～1.2。为设计的基准。但是，在有峰值最大电流的情况下，只将峰值最大电流作为设计基准使用。连接最大电流只用于算出绕线的电流容量。 峰值最大输出电流 I opeak[A] 峰值最大电流×余量1.1～1.2。为设计的基准。 1.4最大二次绕组输出端电压设定 用以下公式算出： 最大二次绕线端输出电压：V N2max[V]＝接插件端输出电压＋线间损失0.1～0.5V＋整流元器件Vf0.4～0.6V
※在有输出电压可变的情况下，根据客户要求规格书的内容不同，适用的范围而各不相同。 客先要求规格书内容 只保证输出电压 ※只在装置试验时电压可变的情况下。磁芯用最大输出电压来设计。绕线是用额定输出电压来设计。 保证所有的性能 ※在实际使用条件下通常的电压可变的情况下。磁芯、绕线都用最大输出电压来设计。 1.5一次电流倾斜率设定 输入电压，瞬时最低动作电压、输出电流，在过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流的任意一个最大输出电流的条件下，设定图1－１的一次电流波形的斜率。K的设定公式如下。 作为目标，设定到0.5～0.6，兼顾到之后的其他特性，作最适当的变更。 1.6最大占空比设定 一般设定为0.45～0.65。 1.7最大磁通密度设定（Bmax） 设定为磁芯的产品目录上所记载的饱和磁通密度 ×0.8～0.9。 图1-2中表示了TDK制的磁珠磁芯PC44的B-H 曲线图。 磁芯的磁通密度B[T]，如图1-2所示，与磁场强度H[A/m]成比例，增加。另外，当B达到一定的值时，在那基础上，即使增加H，B也不会增加。在此磁束饱和状态下，不仅仅达不到作为变压器的机能，还有开关FET破损的危险性，因此磁芯绝对必须在此饱和磁通密度以下来使用。 另外，从产品目录上引用数据时，需要在符合使用条件的温度下选择饱和磁通密度，因此请注意。 ※磁芯的饱和磁通密度是根据温度而变动。在TDK制PC44的120℃下的饱和磁通密度，将降低到25℃时的值的68.6％。因此，如果在25℃的条件下设计的话，有可能发生使用时的故障。図１－２PC44B-Hカーブ温度特性 设计的要点： ?单一输入的情况下设定为0.45、普遍输入的情况下设定为0.65左右。 ?最大占空比的设定，对开关元器件、整流元器件施加耐压方面会造成影响，因此要进行适当的设定。加宽最大占空比的话，开关元器件的耐压将会上升，缩小最大寻通角的话，整流元器件的耐压将会上升。 .设定到考虑了控制IC保证的最大占空比（外部设定时，其设定值）的偏差的最小值×0.9以下。
高频变压器计算步骤精编版
高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm
反激式变压器的设计
反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)
所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国))： （28a） 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。 这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]
反激式变压器设计原理
反激式变压器设计原理 绿色节能PWM控制器CR68XX CR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片 成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL: 电话/传真：-218 电邮:； MSN: 概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。 特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流 极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制 欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调 输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制 软驱动2000V的ESD保护过载保护 过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装 应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。 兼容型号： SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。 原生产厂家现货热销！-218，。 CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。 绿色节能PWM控制器AC-DC 产品型号功能描述封装形式兼容型号 CR6848 低成本小功率绿色SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器LD7535/LD7550 OB2262/OB2263 CR6850 新型低成本小功率绿色SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550 SOP-8OB2262/OB2263 CR6851 具有频率抖动的低成本SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 绿色节能PWM控制器SOP-8 LD7535/LD755 OB2262/OB2263 CR6842 具有频率抖动的大功能DIP-8 兼容SG6842J/LD7552
反激变压器设计实例(一)
反激变压器设计实例（一） 目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2，选择导通时间 (5) 3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6，计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7，计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (8)
3.10 步骤10，计算气隙 (8) 3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论 由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。 为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响 图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。 注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算教学内容
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1. 确定电源规格. .输入电压范围Vin=85—265Vac; .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; .变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V). 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dm ax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A
反激式变压器的设计实例
反激式变压器的设计实例 尽管在buck变换器的设计中没有用到反激式变压器，但由于反激式变压器介于电感与变压器之间，为了帮助大家进一步搞清楚这个特殊的磁性元件，在此我们给出反激式变压器的设计，并作为设计范例。介绍的内容要比直流电感简单一些，但是很多方面是一致的。说明一下，这里设计的反激式变压器是有隔离的，而非隔离反激式电感的设计除了没有副边以外，其他的几乎相同。我们的设计要求为：直流输入电压为48V(为了简便起见，假设没有线电压波动)，功率输出为10W，开关频率是250kHz，允许功率损耗0.2W(根据总的损耗，可以知道变换器的效率要求)，因此变换器效率为98％(0.2W／10W=2％)。效率的大小与磁芯的尺寸有关，变压器体积越小，效率越低。 (隔离、断续模式的)反激式变压器原边设计时只需要用到四个参数：输出功率、开关频率、功耗、输入电压(设计非隔离反激式电感也只需这四个参数)。这里，我们还没有提到电感量，电感量由很多参数决定，在下面的内容中我们将会介绍它们之间的关系。 我们用UC3845芯片(8脚、中等价格)提供PWM信号，其最大占空比为45％，占空比的大小是根据变换器是工作在连续状态还是断续状态来确定的，稍后的章节中将介绍如何计算占空比，在这个例子中，我们选用断续模式。 我们再增加一项设计要求：就是变压器体积要尽量小，有一定的高度限制。我们将会看到，变压器的设计与电感的设计不完全相同，变压器通常可以选用多种不同的磁芯来实现相同的电气特性。在这个例子中，还要根据其他一些要求来选择磁芯，包括尺寸、成本等因素。 1 反激式变压器的主要方程 首先，我们做一些基本的准备工作。正如这一章一开始介绍的理论内容中所说的那样，当反激式变换器原边开关器件导通时，变压器原边绕组的作用相当于一个电感。电压加在原边电感上，开关导通期间，电流持续上升： 这里，DC是占空比，f是开关频率，T=1／f是开关周期，这个方程适用于电流断续模式反激式变压器，原边电流波形如图案5-17所示。
TI 反激变压器设计
26.5W AC/DC Isolated Flyback Converter Design
TASK : 26.5W 9-Outputs AC/DC Isolated Flyback Converter Design SPECIFICATION: Technical Specification on Sept 10, 2008 DATE: 15 Sept. 2008
Customer Specification f L 100Hz :=Line frequency fs 100kHz :=Switching frequency Vo 1 5.0V :=Main output voltage Io 1_max 2A :=Main Nominal load current Vo 215.0V :=Io 2_max 30mA :=Vo 315.0V :=Io 3_max 30mA :=Vo 415.0V :=Io 4_max 0.3A :=Vo 524.0V :=Io 5_max 0.1A :=Vo 618.0V :=Io 6_max 0.12A :=Vo 718.0V :=Io 7_max 0.12A :=Vo 818.0V :=Io 8_max 0.12A :=Vo 918.0V :=Io 9_max 0.12A :=+5V Output ripple voltage Vr 100mV :=+5VStep load output ripple voltage ΔVo step 150mV :=ΔIo 5V Io 1_max 80?% :=+5V Step load current amplitude η0.70 :=
单端反激变压器设计简单计算
实例讲解电源高频变压器的设计方法开关电源高频变压器设计高频变压器是电源设计过程中的难点， 下面以反馈式电流不连续电源高频变压器为例， 向大家介绍一种电源高频变压器的设计方法。 设计目标： 电源输入交流电压在180V~260V之间，频率为50Hz， 输出电压为直流5V、14A，功率为70W，电源工作频率为30KHz。 设计步骤： 1、计算高频变压器初级峰值电流Ipp 由于是电流不连续性电源，当功率管导通时，电流会达到峰值，此值等于功率管的峰值电流。 由电感的电流和电压关系V=L*di/dt 可知： 输入电压：Vin(min)=Lp*Ipp/Tc 取1/Tc=f/Dmax， 则上式为： Vin(min)=Lp*Ipp*f/Dmax 其中： V in：直流输入电压，V Lp：高频变压器初级电感值，mH Ipp：变压器初级峰值电流，A Dmax：最大工作周期系数 f：电源工作频率，kHz 在电流不连续电源中，输出功率等于在工作频率下的每个周期内储存的能量，其为：Pout=1/2*Lp*Ipp2*f 将其与电感电压相除可得： Pout/Vin(min)=Lp*Ipp2*f*Dmax/(2*Lp*Ipp*f) 由此可得：Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax) 其中：Vin(min)=1.4*Vacin(min)-20V(直流涟波及二极管压降)=232V， 取最大工作周期系数Dmax=0.45。则： Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax)=2*70/(232*0.45)=1.34A 当功率管导通时，集极要能承受此电流。 2、求最小工作周期系数Dmin 在反馈式电流不连续电源中， 工作周期系数的大小由输入电压决定。 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax] 其中：k=Vin(max)/Vin(min) Vin(max)=260V*1.4-0V(直流涟波)=364V， 若允许10%误差，Vin(max)=400V。 Vin(min)=232V， 若允许7%误差，Vin(min)=216V。 由此可得： k=Vin(max)/Vin(min)=400/216=1.85 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax]=0.45/[(1-0.45)*1.85+0.45]=0.31 因此，当电源的输入直流电压在216V~400V之间时，
反激变压器计算实例.docx
技术要求：输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo：27.6V 输出电流Io: 6A 输出功率Po: 166W 效率η: 0.85 输入功率Pin：195W 一、输入滤波电容计算过程： 上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V，则从上图可以得到： Vpk=90*1.414=127V Vmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V 将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放 电，电容电压降低(VPk-Vmin)V O ldc*T3=C* △ V 其中： △ V=VPk-Vmi n=127-103=24V 关键部分在T3的计算，T3=t1+t2 , t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为 VX=VPkSin θX,根据已知条件，Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度，所以 t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。 C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF 二、变压器的设计过程 变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。 对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。磁芯的参数如下： AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T 1) DCM变压器设计过程： 开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式， Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1、确定电源规格、 、输入电压范围Vin=85—265Vac; 、输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 、变压器的效率?=0、90 2、工作频率与最大占空比确定、 取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0、45、 T=1/fosc=10us、Ton(max)=0、45*10=4、5us Toff=10-4、5=5、5us、 3、计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n)、 最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V)、 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n、n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0、45]/[(5+1、0)*0、55]=13、64 4、变压器初级峰值电流的计算、 设+5V输出电流的过流点为120%;+5v与+12v整流二极管的正向压降均为1、0V、+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1、2=72W +12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0、90*(1+0、4)*100*0、45] =3、00A Ip2=0、4*Ip1=1、20A 5、变压器初级电感量的计算、 由式子Vdc=Lp*dip/dt,得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4、5/[3、00-1、20] =250uH 6、变压器铁芯的选择、 根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85W Ko(窗口的铜填充系数)=0、4 Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j(电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0、4*1*100*103*1500Gs*5*0、90]
反激式变压器的设计步骤
反激式变压器的设计步骤 1 明确产品的设计要求。 一、 输入电压范围(a)220±20% (b)110±20% (c)85-264V (d)220/110V AC. 二、 输入电压、电流，输出电压V 、电流A 。 三、 工作频率F 四、 工作效率 ：70-90%，Rcc 一般取70%-75%。 五、 工作占空比 D 取0.45-0.5 2 计算输入功率 Pin=Po/n n:工作效率 3 设算变压器初级的反射电压：V or V or = V min : 滤波电容上的最谷底电压V V min=V acmin *1.414-37V 3 计算匝比：N N= V or:反射电压 V o:输出电压 V f ：二极管正向电压 4 计算原边峰电流（Ip ）和有效值电流。 I rms = Po/(n* Vmin ) I rms =I p1: 初级有效电流 A Vmin ×D (1-D) V or V o+V f
I p = P in : 输入功率W V min : 滤波电容上的最谷底电压V 或I p = I rms /［(1-0.5*K rp )* D max ］ V min=V acmin *1.414-37V K rp : 电流脉动系数 取0.6-0.75 或K rp = △B/ B max △ B= 工作磁感强度 T B max = 饱和磁同密度 I p= I p2: 初级峰值电流 A D max : 最大占空比 5 计算Ip1 I p1=I p2*(1-K rp ) I p2=I p : 初级峰值电流 A 连续模式 非连续模式 F F 6 计算初级电感量 Lp Lp= V min : 最小输入DC 电压 D max : 最大占空比 L p : 初级电感量（mH ） 2Pin V min ×D max ×(2-K rp ) Po I p 2* K rp *(1-0.5* K rp )*F*n