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有源钳位正激电路的分析设计

有源箝位正激变换器电路分析设计

1.引言

有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于中小功率输出场合。单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。

单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应

用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大等。

为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变

了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而.

大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt 和di/dt ，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。

本文主要介绍 Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电

路设计。

2. 有源箝位正激变换器电路的介绍

有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的 Z VS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。

有源钳位正激电路的原理图如下所示：

下面分七个阶段分析其工作过程：

(1)t0～t1：向负边传输能量阶段

t=t0时刻使T1导通，T2处于关断阶段，则D1导通，变压器原边向副边传输能量，同时激磁电感L m上的电流以斜率U i/L m线性上升。

(2)t1～t2：C ds充电阶段

t=t1时，T1被关断，激磁电流i L m与变压器原边电流I c/N同时对C ds 充电。由于变压器原边电流远远大于激磁电流，电容C ds主要由原边电流

I o/N充电，可近似认为其端电压u d 漏源。

(3)t2～t3：D2续流阶段

t=t2时，u ds＝U i，D1关断，D2续流。又由于C ds很小，充电时间 t12=t2-t1很短，可近似认为激磁电感电流I m1在这段时间内维持不变。

(4)t3～t4，L m与C ds谐振阶段

t2时刻以后，变压器不再向负载传送能量，原边电流下降为0，L m与

C ds串联谐振，等效电路如图1-4(d)所示。I L m与u ds的本阶段的变化规

律为：i Lm=I m1cos ωt

(5) t～t4，L m与C c谐振阶段

D2关断,L m与C ds，C c 共同谐振。由于C c 远远大于C ds，为简化分析，

可忽略C ds的作用，近似认为L m与Cc 。

(6)t5～t6，L m与C ds再谐振阶段

T2关断以后激磁电感L m与C ds再次串联谐振，其等效电路与阶段(3)相同，但由于处始条件不同，其变化规律也不同.

(7)t6～t7，u ds下降阶段

t=t6时刻，u ds下降到U i，D1开通，D1与D2共同导通期间为i m在副续

流提供了路径，如u ds可下降到零时，则为T1的开通创造了Z VS的

条件。

带Flyback 箝位电路的有源箝位正激变换器的原理波形

经小信号建模得到其等效模型如下图所示：

(//)*/Uo D n Vd Ug Ug D Ron n Rl Rd R -=+++

本电路要求的设计指标要求如下：

输入电压：18—32v

输出电压：100v

输出功率：1kw

效率值：不小于0.9

3.变压器的设计

(1) 占空比和变压器变比的确定

n =

18 ? 32

(18 + 32)(100 +10) = 0.1047

可得出最大占空比为：

0.1047（100+10）0.64

max ==0.64

(2)磁芯的选取

Pi=100*10/0.9=1111w

铁芯窗口面积W 与其有效截面积A

c 之积AP=W A

当考虑绕组线圈所占面积应于窗口面积相等，而实际占有率为 35%时，

AP 值可计算如下：AP=16.71cm 4

查阅磁芯有关的资料，可选用2—75EI磁芯

(3)计算原边绕组的匝数，有下式算出：

Np=18*0.64/2.72*0.15*50*1000=5.7匝，取其为6匝，则取Ns=60匝

. (4) 股数和线径的计算可以得出原边的股数 r 1 > 21.825 = 10.5 3.14

取 r 1 = 11 。则导线的直径为：

1 d wp = 11 4 ? 21.825 = 0.479 [mm] 3.14 同理可得副边的股数： r

2 > 2.5 3.14

= 3.57

取 r 2 = 4 。则导线的直径为：

1 d ws = 4 4 ? 2.5 = 0.446[mm ] 3.14

钳位电路

反激式电源中MOSFET的钳位电路输出功率100W以下的AC/DC电源通常都采用反激式拓扑结构。这种电源成本较低，使用一个控制器就能提供多路输出跟踪，因此受到设计师们的青睐，且已成为元件数少的AC/DC转换器的标准设计结构。不过，反激式电源的一个缺点是会对初级开关元件产生高应力。反激式拓扑结构的工作原理，是在电源导通期间将能量储存在变压器中，在关断期间再将这些能量传递到输出。反激式变压器由一个磁芯上的两个或多个耦合绕组构成，激磁能量在被传递到次级之前，一直储存在磁芯的串联气隙间。实际上，绕组之间的耦合从不会达到完美匹配，并且不是所有的能量都通过该气隙进行传递。少量的能源储存在绕组内和绕组之间，这部分能量被称为变压器漏感。开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压尖峰。此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高频振铃(图1)。图1：漏感产生的漏极节点开关瞬态如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导致破坏性故障。此外，漏极节点的高幅振铃还会产生大量EMI。对于输出功率在约2W以上的电源来说，可以使用钳位电路来安全耗散漏感能量，达到控制MOSFET电压尖峰的目的。钳位的工作原理

钳位电路用于将MOSFET上的最大电压控制到特定值，一旦MOSFET电压达到阈值，所有额外的漏感能量都会转移到钳位电路，或者先储存起来慢慢耗散，或者重新送回主电路。钳位的一个缺点是它会耗散功率并降低效率，因此，有许多不同类型的钳位电路可供选择(图2)。有多种钳位使用齐纳二极管来降低功耗，但它们会在齐纳二极管快速导通时增加EMI的产生量。RCD钳位能够很好地平衡效率、EMI产生量和成本，因此最为常用。图2：不同类型的钳位电路钳位 RCD钳位的工作原理为：MOSFET关断后，次级二极管立即保持反向偏置，励磁电流对漏极电容充电(图3a)。当初级绕组电压达到由变压器匝数所定义的反射输出电压(VOR)时，次级二极管关断，励磁能量传递到次级。漏感能量继续对变压器和漏极电容充电，直到初级绕组电压等于箝位电容电压(图3b)。图3：RCD钳位电路的初级侧钳位 Vc=钳位电压此时，阻断二极管导通，漏感能量被转移到钳位电容(图4a)。经由电容吸收的充电电流将漏极节点峰值电压钳位到VIN(MAX)+VC(MAX)。漏感能量完全转移后，阻断二极管关断，钳位电容放电到钳位电阻，直到下一个周期开始(图4b)。通常会添加一个小电阻与阻断二极管串联，以衰减在充电周期结束时变压器电感和钳位电容之间产生的任何振荡。这一完整周期会在钳位电路中造成电压纹波(称为VDELTA)，纹波幅度通过调节并联电容和电阻的大小来控制(图5)。

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法,有源钳位,正激变换器.

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法，有源钳位，正激变换器，零电压软开关 1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变 1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，EMI问题难以处理。为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关Sa（带反并二极管）和储能电容Cs，以及谐振电容Cds1、Cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感Ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和Sa工作在互补状态。为了防止开关S和Sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设：

有源钳位正激电路的分析设计

有源箝位正激变换器电路分析设计 1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于中小功率输出场合。单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用围。单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大等。为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而S. . . . . ..

S. 大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。 2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。有源钳位正激电路的原理图如下所示：

限幅与钳位电路分析

欢迎光临实用电子技术网愿你在这里有所收获！实用电子技术网返回电子知识限幅与箝位电路一、限幅电路图一是二极管限幅电路，电路（a）是并联单向限同上电路，电路（b）是串联单向限幅电路；电路（C)是双向限幅电路，三种电路的工作原理相同，现以电路（C）说明：分析电路原理时认为二极管的正向电阻Rf为零反向电阻Rr为无限大，当Ui>E1时，D1导通，则Uo=E1；反之，当Ui

图三、任意电平箝位电路箝位电路可以把信号箝位于某一固定电平上，如图三（a）电路，当输入Ui=0期间，D截止，Uo=-Eo；而当输入Ui突变到Um瞬间，电容C相当短路，输出Uo由-Eo突变至Um，这时D截止，C经R及Eo充电，但充电速度很慢，使Uo随C充电稍有下降；当Ui从Um下降为零瞬间，Uo也负跳幅值Um，此时D导通，C放电很快，因此输出信号起始电平箝位于-Eoo同理，电路（b）的输出信号箝位于Eoo值得注意的是，箝位电路不仅使输出信号的起始电平箝位于某一电平，而且能使输出信号的顶部电平箝位于某一数值，电路元件估算公式如下： -------------------------------------------------式一式中：Rf、Rr为二极管正向、反向电阻。箝位电路的电容量为： C= ---------------------------------------------------------------式二式中：C′≤T ρ/3Rs+Rf C″≥100（Tr/R) 其中Tp为输入脉冲信号持续期，Tr为间歇期，Rs为输入信号源内阻。要选用正、反电阻相差大的二极管，如要求变化速度快及反向恢复时间短，则选硅二极管如2CK型为宜，若要求箝位靠近零电平，则选锗二极管2AK型为合适。

RCD钳位电路设计

0 引言单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点,广泛应用于小功率场合。然而,由于漏感影响,反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰,必须用钳位电路加以抑制。由于 RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现,因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。 1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的,但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制是否合理,对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法,可将漏感控制在初级电感的2％左右。设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定,尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀,这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系,耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。 2 RCD钳位电路参数设计 2.1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路,励磁电感同理想变压器并联,漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边,而漏感因为不耦合,能量不能传递到副边,如果不采取措施,漏感将通过寄生电容释放能量,引起电路电压过冲和振荡,影响电路工作性能,还会引起EMI问题,严重时会烧毁器件,为抑制其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路,其拓扑如图2所示。

2.2 钳位电路工作原理引入RCD钳位电路,目的是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量,否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计,下面分析其工作原理：当S1关断时,漏感Lk释能,D导通,C上电压瞬间充上去,然后D截止,C通过R放电。

1)若C值较大,C上电压缓慢上升,副边反激过冲小,变压器能量不能迅速传递到副边,见图3(a); 2)若C值特别大,电压峰值小于副边反射电压,则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近,即钳位电阻变为死负载,一直在消耗磁芯能量,见图 3(h); 3)若RC值太小,C上电压很快会降到副边反射电压,故在St开通前,钳位电阻只将成为反激变换器的死负载,消耗变压器的能量,降低效率,见图3(c)： 4)如果RC值取得比较合适,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,到下次导通时,C上能量恰好可以释放完,见图3(d),这种情况钳位效果较好,但电容峰值电压大,器件应力高。第 2)和第3)种方式是不允许的,而第1)种方式电压变化缓慢,能量不能被迅速传递,第4)种方式电压峰值大,器件应力大。可折衷处理,在第4)种方式基础上增大电容,降低电压峰值,同时调节R,,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,之后RC继续放电至S1下次开通,如图3(e)所示。 2.3 参数设计 S1 关断时,Lk释能给C充电,R阻值较大,可近似认为Lk与C发生串联谐振,谐振周期为TLC=2π、LkC,经过1／4谐振周期,电感电流反向,D截止, 这段时间很短。由于D存在反向恢复,电路还会有一个衰减振荡过程,而且是低损的,时间极为短暂,因此叮以忽略其影响。总之,C充电时间是很短的,相对于整个开关周期,可以不考虑。对于理想的钳位电路工作方式,见图3(e)。S1关断时,漏感释能,电容快速充电至峰值Vcmax,之后RC放电。由于充电过程非常短,可假设RC放电过程持续整个开关周期。 RC值的确定需按最小输入电压,最大负载,即最大占空比条件工作选取,否则,随着D的增大,副边导通时间也会增加,钳位电容电压波形会出现平台,钳位电路将消耗主励磁电感能量。对图3(c)工作方式,峰值电压太大,现考虑降低Vcmax。Vcmax只有最小值限制,必须大于副边反射电压可做线性化处理来设定Vcmax,如图4所示,由几何关系得

正激有源钳位分析报告

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 2009年07月14日 17:48 深圳华德电子有限公司作者：刘耀平用户评论（0）关键字：有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。实验结果验证了理论分析和设计方法。关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关 1 引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t 和d i/d t，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2 正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓（带反并二极管）和储能电容C s，以扑基本相同，只是增加了辅助开关S a 及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感L s用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和S a工作在互补状态。为了防止开关S和S 共态导通，两开关的驱动信号间留有一 a 定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝

二极管钳位电路

二极管钳位电路钳位电路 (1)功能：将输入讯号的位准予以上移或下移，并不改变输入讯号的波形。 (2)基本元件：二极管D、电容器C及电阻器R（直流电池VR）。 (3)类别：负钳位器与正钳位器。 (4)注意事项 D均假设为理想，RC的时间常数也足够大，不致使输出波形失真。任何交流讯号都可以产生钳位作用。负钳位器 (1)简单型工作原理 Vi正半周时,DON,C充电至V值,Vo=0V。 Vi负半周时，DOFF，Vo=－2V。 (2)加偏压型工作原理 Vi正半周时，二极管DON，C被充电至V值（左正、右负），Vo=+V1(a)图或－V1(b)图。 Vi负半周时，二极管DOFF，RC时间常数足够大，Vo=V C + Vi（负半周）=2V。 re5838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号几种二极管负钳位器电路比较

正钳位器 (1)简单型工作原理 Vi负半周时，DON，C充电至V值（左负、右正），Vo=0V。Vi正半周时，DOFF，Vo=V C + V i（正半周） =2V。 (2)加偏压型

判断输出波形的简易方法 1 由参考电压V1决定输出波形于坐标轴上的参考点。 2 由二极管D的方向决定原来的波形往何方向移动，若二极管的方向为，则波形必须向上移动；若二极管的方向为，则波形必须往下移动。 3 决定参考点与方向后，再以参考点为基准，将原来的波形画于输出坐标轴上，即为我们所求。几种二极管正钳位器电路比较

补充：二极管的钳位作用，是指把高电位拉到低电位；二极管的稳压作用，是指一种专用的稳压管，它是有固定稳压参数的，在电路上是把负极接在电路的正极上，正极接在地端，当电路中的电压高于稳压二极管稳压值时，稳压二极管瞬间对地反向导通，当把电压降到低于该稳压值时二极管截止，起到稳压保护电路中元件的作用。不一定非得用稳压二极管来稳压，用一般的二极管串联也行，例如三个二极管串联，负极接地正极一路接负载，一路接一足够大的电阻再接电源就可以实现伏的稳压。

RCD钳位电路分析及参数设计[001]

4 RCD钳位电路 4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。 RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。对其做详细的分析是非常必要的，因为它关系到开关管上的尖峰电压，从而影响到开关管的选择，进而会影响到EMI，并且，RCD电路设计不当，会对效率造成影响，而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。图9

图10 图11

反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。 2）t1-t2阶段。从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。 3）t2-t3阶段。t2时刻，UDS上升到Ui+Uf后，D2开始导通，变压器原边的能量耦合到副边，并开始向负载传输能量。由于变换器为稳压输出，则由变压器副边反馈到原边的电压Uf=n(Uo+UD)(Uo为输出电压，UD为二极管D2导通压降，n为变压器的变比)可等效为一个电压源。但由于变压器不可避免存在漏感，因此，变压器原边可等效为一电压源Uf和漏感Llk串联，继续向Cds充电。直到t3时刻，UDS上升到Ui+UCV(UCV的意义如图1(b)所示)，此阶段结束。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(c)所示，钳位电容C1依然通过电阻R1释放能量。由于t1-t3阶段持续时间很短，可以认为该阶段变压器原边峰值电流IP对电容Cds恒流充电。 4）t3-t4阶段。t3时刻，UDS 上升到Ui+UCV，D1开始导通，等效的反馈电压源Uf与变压器漏感串联开始向钳位电容C1充电，因此漏源电压继续缓慢上升(由于C1的容量通常比Cds大很多)，流过回路的电流开始下降，一直到t4时刻，变压器原边漏感电流ip下降到0，二极管D1关断，开关管漏源电压上升到最大值Ui+UCP(UCP的意义如图1(b)所示)。此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(d)所示。 5）t4-t5阶段。t4时刻，二极管D1已关断，但由于开关管漏源寄生电容Cds 的电压UDS=Ui+UCP>Ui，将有一反向电压加在变压器原边两端，因此，Cds与变压器原边励磁电感Ls及其漏感Llk开始谐振，其能量转移等效电路如图2(e)所示。谐振期间，开关管的漏源电压UDS逐渐下降，储存于Cds中的能量的一部份将转移到副边，另一部分能量返回输入电源，直到t5时刻谐振结束时，漏源电压UDS稳定在Ui+Uf。由于此阶段二极管D1关断，钳位电容C1通过电阻R1放电，其电压UC 将下降。结合图1和图2进行分析可知：如果反馈电压大于钳位电容电压，则在整个开关关断期间，回馈电压一直在向RCD钳位电路提供能量，而该能量最终将被

钳位电路

钳位电路（Clamping Circuit）跟前面所说的限幅电路不同，它的作用不是限制信号的电压幅值，而是把整个信号幅值进行直流平移。最后的输出波形与输入波形的形状不变，只是在输入信号的基础上增加了直流分量。该直流分量的大小取决于电路本身的具体参数。钳位电路的应用也很多，在我们家里的彩色电视机里有它的身影。在其中它起到恢复电视亮度信号的直流分量。稍微想一下，电视的信号肯定不是有规律的波形，那么钳位电路肯定不用知道确切的波形，就能把直流分量调出来。那么二极管在会充当什么角色呢？还是先来看看下图的二极管钳位电路：以正弦信号为例：输入为v i=V m sin(ωt)来分析该电路是如何钳位的。为了简单起见，设电容的初始电压V C(0)=0，二极管D是理想的。则当

时间t由0时刻增至T/4时，v i达到其峰值V m，电容的电压也被充至峰值V m。随之，v i下降，很显然，二极管处于反偏截至状态，电容的电压没有地方放电，只能保持V m不变。因而可得输出电压 v o=-v c+v i=-V m+V m sin(ωt)。由此可见，输出电压被钳住了，输出与输入的波形相同，不同的只是输出波形进行了-V m的直流平移。下图是上图仿真结果的波形图的比较：正弦波形三角波形对上面的波形图说明一下：红色为输入波形，黑色为输出波形。大家可能有疑问了。根据上面的原理分析这不对啊！不是反了吗？对！是反了！

不过不是我说反了，而是我把二极管接反了。这就对了！二极管的方向只是影响直流平移的方向而已。也就是正移和负移。看看二极管又是功不可没啊！大家可以从上面波形图看到，输出的波形相对输入波形抬高了，即多加了一个直流分量，两者的波形形状没有发生变化。这也就完成了钳位功能。

反激式变换器中RCD箝位电路的设计分析

反激式变换器中RCD箝位电路的设计在反激式变换器中，箝位电路采用RCD 形式具有结构简单，成本低廉等优点，本文详细论述了该种电路的设计方法。 Abstract: The application of RCD circuit in converter can realize low cost and low parts cout .How to design that circuit is introduced. Keyword: RCD clamp, Flyback converter 一、引言反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率 (≤100w)的电源中。但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。二、反激式变换器中RCD箝位电路的工作原理图为RCD 箝位电路在反激式变换器中的应用。图中：V clamp:箝位电容两端间的电压 V in:输入电压 V D:开关管漏极电压 L p:初级绕组的电感量 L lk:初级绕组的漏感量该图中RCD箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp和Llk中，当开关管关闭时，Lp中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk中的能量将不会传递到副边。如果没

反激式电源中MOSFET的钳位电路

递。少量的能源储存在绕组内和绕组之间，这部分能量被称为变压器漏感。开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压尖峰。此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高频振铃(图1)。图1：漏感产生的漏极节点开关瞬态如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导致破坏性故障。此外，漏极节点的高幅振铃还会产生大量EMI 。对于输出功率在约2W 以上的电源来说，可以使用钳位电路来安全耗散漏感能量，达到控制MOSFET 电压尖峰的目的。电源技术基础知识专区移动设备中的功率管理－节能理论－第一部分移动设备中的功率管理－节能理论－第二部分区分数字电位器的性能简化电源测试的SPST 双极性功率开关保护测试测量设备的隔离技巧

高效反激吸收电路具体设计方法

一种有效的反激钳位电路设计方法 [日期：2006-6-27] 来源：电源技术应用作者：姜德来，张晓峰，吕征宇[字体：大中小] 0 引言单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。 1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。 2 RCD钳位电路参数设计 2.1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。

2.2 钳位电路工作原理引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理令狐采学 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。

(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗； (2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的

正激有源钳位的详细分析An Overview of Forward Converter with Various Reset Schemes

An Overview of Forward Converter with Various Reset Schemes By Gary Hua 9/20/07

Features of Forward Converter z One of fundamental topologies z Most commonly used topology z Applicable power level from a few Watts to a couple of Kilo-Watts z Appears simple but difficult to optimize design z Where are you on skill 1-10?

Test 1.How does the B-H curve in the 3rd winding reset forward converter look? 2.Which secondary diode is subject to higher switching loss? 3.Can the resonant reset forward converter operate with ZVS? 4.Can two-switch forward converter operate at greater than 50% duty cycle? 5.Does the clamp diode in active- clamp forward converter suffer from reverse-recovery problem?

有源钳位正激

有源钳位正激的复位：高侧与低侧简介关于有源钳位技术的所有论文均显示钳位电路应用于直接跨过变压器初级侧的高端，或直接跨过主MOSFET开关的漏极至源极的低端。更有趣的是，作者似乎在哪方面最好，哪一方面最好，而为什么却很少或根本没有解释的问题上各占一半。将有源钳位变压器复位技术应用于高端与将其应用于高端之间存在细微但值得注意的区别。每种应用都会产生不同的传递函数，进而导致在复位期间向钳位电路施加不同的电压。钳位电容器的值和电压额定值以及每种情况下栅极驱动电路之间的不同考虑因素都将受到直接影响。 Low-Side Clamp（低端钳位）图1显示了应用于基本单端正激转换器的低端钳位电路，该转换器具有标准的全波整流输出和LC滤波器只要主MOSFET Q1导通，就会在变压器的励磁电感上施加全部输入

电压，这称为功率传输模式。相反，每当辅助（AUX）MOSFET Q2导通时，钳位电压和输入电压之间的差就会施加到变压器的励磁电感上，这称为变压器复位周期。低端钳位的一个特定事实是，由于体二极管的方向，辅助MOSFET Q2必须是P沟道器件。还值得注意的是，Q2仅载有变压器励磁电流，与反射的负载电流相比，平均值很小。因此，选择低栅极电荷MOSFET应该是主要考虑因素，而低RDS（on）只是次要考虑因素。在Q1关闭和Q2打开之间还引入了一个附加的死区时间。在死区时间期间，初级电流保持连续流过P沟道AUX MOSFET Q2或主MOSFET Q1的体二极管。这通常被称为谐振周期，其中为零电压开关（ZVS）设置条件。这是有源钳位拓扑结构的重要且独特的特性，但是对于此比较而言，它几乎没有什么意义，除了简要提到有源钳位应用于低端还是高端始终存在。忽略漏感的影响，可以通过在变压器励磁电感两端应用伏秒平衡原理来推导低端钳位的传递函数（1）给出钳位电压VC(LS)的简化式(1) （2）有趣的是，对于非隔离式升压转换器，（2）中给出的传递函数也是相同的传递函数，这就是为什么低侧钳位通常被称为升压型钳位的原因。

钳位电路工作过程详尽描述1

钳位电路工作过程详尽描述钳位电路原理说明：概念：把信号整体抬高或下降的电路。抬高的是正钳位，下降的是负钳位。这个电路和微分电路形式相同，只是多了一个二极管，微分电路的波形如下（方波激励）可根据此波形迅速记忆钳位电路的波形和电路。二极管起到限幅的作用，它正向导通的时候，就把输出限制0.7伏左右，反向的时候就不起作用。所以二极管正极连着电容的负钳位，因为它把大于0.7伏的上半部分波形削去。负极连着电容的是正钳位，因为它削去了下半部分波形。负钳位波形：正钳位波形：具体工作过程：以负钳位为例 ①方波信号正跳变，电容电压不能突变，相当于短路，所以电阻上也得到了一个正跳变电压，

即信号方波的幅值。对应着正钳位波形图大于零的那一点点。（这里还有一个问题，如果二极管是理想的，是得不到这个幅值的，因为二极管导通后削去了0.7 伏之上的电压） ②二极管导通后，电容迅速充电，两端电压很快达到方波的幅值，此时，电容相当于断开，电阻上的电压就变为零了。这时得到的波形对应着正钳位波形图大于零的那一点点。 ③之后在方波信号维持正幅值期间，电容都相当于断开，电阻上无电压，对应波形图上无输出的部分。 ④方波信号负跳变到零，则输入端相当于短路，原来电容上的所充到的电压为左正右负，二极管截止，电容通过电阻放电。这个瞬间电阻就得了一个负跳变电压——电容上的全部电压，即方波幅值。对应波形图上小于零的下半部分。 ⑤此后就是不断重复上面的过程了。正钳位电阻上的电压和上面的过程相反。当然，钳位不能改变信号的形状，上面的波形是RC太小，电容放电太快造成的，增大RC，信号就基本不变，波形如下信号波形：负钳位波形：

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器得工作原理 2、１有源箝位正激变换器拓扑得选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点,因而被广泛应用在中小功率变换场合。但就是它有一个固有缺点:在主开关管关断期间,必须附加一个复位电路，以实现高频变压器得磁复位，防止变压器磁芯饱与[３6］.传统得磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损得LCD箝位技术以及ＲＣD箝位技术.这三种复位技术虽然都有一定得优点,但就是同时也存在一些缺陷[3７-3９］。 (１)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器得优点就是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网. 它存在得缺点就是:第三复位绕组使得变压器得设计与制作比较复杂;变压器磁芯不就是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受得电压应力很大。（2）RCD箝位技术采用ＲCＤ箝位技术正激变换器得优点就是电路结构比较简单,成本低廉. 它存在得缺点就是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中,因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化,磁芯利用率较低。（3) LCD箝位技术采用无损得LCＤ箝位技术正激变换器得优点就是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高。它存在得缺点就是：在磁复位过程中,箝位网络得谐振电流峰值较大,增加了开关管得电流应力与通态损耗，因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化，磁芯利用率较低。而有源箝位正激变换器就是在传统得正激式变换器得基础上,增加了由箝位电容与箝位开关管串联构成得有源箝位支路,虽然与传统得磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器得成本，但就是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：（1)有源箝位正激变换器得占空比可以大于0、5，使得变压器得原副边

交互式有源箝位电流型PWM控制IC LM5034

交互式有源箝位PWM控制IC--LM5034. 有源箝位正激式变换器有一系列的优点，然而要想获得更大的功率输出，只靠一只功率MOSFET就有些困难，那么如何利用原系统EMI以及输入电路的工作间隙进一步扩大输出功率呢？搞一个交互式有源箝位正激电路可能是最经济的方法。一般有源箝位正激电路正常工作的占空比为40~50%,另外50~60%的时间为空档。我们将两个有源箝位正激电路放在一起，同频同步工作，但功率元件的导通信号差1800时将会非常优秀，此外两路工作既可以满足不同的多输出电压的需要，也可以做单输出的并联。 LM5034即是这样一款交互式控制方式有源箝位正激电路的控制IC。 LM5034中有一个100V高压以下的起动电路，然后由一个振荡器去控制两路正激拓扑，每路还都给出有源箝位驱动的重叠调节，两路各自的最大占空比控制。此外还给出欠压锁定，逐个周期式电流限制，打呃式的故障保护，可调整重新起动时间，电流型工作的斜率补偿，软起动及2MHz的最高振荡频率。每路栅驱动输出高达2.5A等，因此可以实现大功率仅次于全桥电路拓朴的功率输出。内部等效电路如图1所示。图1 LM5034控制器的内部等效电路

LM5034采用20Pin引脚的包封，下面先介绍各端子的功能。 1Pin OVLP.有源箝位的重迭时间设置。（间隔调整）在其外部接一支电阻到GND(10K~100K)设置此重迭时间，它用于调节功率开关的ZVS状态。 2Pin V1N.高压起动端子，输入电压可从13V~105V。 3Pin Comp1.PWM控制信号给1通道的PWM比较器的反相端子，OUT1的占空比随Comp1电压增加而增大，内部5KΩ电阻外接光耦。 4Pin CS1电流检测输入，1通道的电流取样及电流限制的检测，如果CS1超出0.5V，OUT1即被终止。其通过一外部电阻接出以调节PWM的斜率补偿，不得超过1.25V。 5Pin SS1第一通道的软起动端子，外接一电容设置软起动时间，充电电流为50uA，若故障后重新起动则电流仅为1uA。 6Pin UVLO输入欠压锁定，外部一个电阻分压器从输入到地，然后接于此端，UVLO参考电压为1.25V，内部开关给出25uA电流，可调节UVLO的窗口阈值，此外UVLO端的电压还控制着最大占空比。 7Pin VCC1起动调节器输出，给1通道提供一个7.7V的稳定电压，Vcc1及Vcc2两通道供电总合会超过19mA。 8Pin OUT1.第一通道栅驱动输出，频率为振荡器的1/2，电平为7.7V到GND。 9Pin AC1第一通道箝位MOSFET驱动输出，相位电平适合于P沟MOSFET。若驱动N沟MOSFET则需采用变压器隔离及倒相其与OUT1的交越（间隔）由OVLP端上的电阻调节。 10Pin GND1.第一通道的公共端。 11Pin GND2.第二通道的公共端。 12Pin. AC2.第二通道的箝位MOSFET驱动输出，它与OUT2的交越时间同样由OVLP调节。 13Pin OUT2第二通道主功率MOSFET输出驱动。同样，频率为振荡器的1/2，幅度为7.7V到GND。 14Pin VCC2起动调节器输出给二通道供电。 15Pin RES打呃保护及重新起动时间调节。 16Pin SS2软起动，控制器2通道软起动时间控制。 17Pin CS2 第二通道的电流检测输入。 18Pin COMP2.PWM控制信号给二通道PWM比较器，功能与COMP1相同。 19Pin DCL 最大占空比设置端。用一只外接电阻到地同时给OUT1和OUT2来设置。 20Pin RT/SYNC 振荡器定时电阻，调节振荡器频率，并用于外同步输入。 LM5034控制功能描述 LM5034 IC内包含了实现交互式有源箝位，正激电路控制的全部功能。两个独立通道，一个振荡频率，相差1800的工作相位差，这就大大减小了输入的滤波及纹波电流。每个通道都包含了完整的PWM控制器，电流检测端子，软起