电流转电压模块04-20mA转0-3.3V5V10V电压变送器模块 信号转换

产品简介：

在电路信号传输的过程中电压信号会随着传输距离的增加而变弱，采用电流传输可以避免信号的变弱。本模块用于电流信号传输末端，将信号转换成电压信号供单片机检测。电流输入支持4-20Ma、0-20mA，电压输出支持0-3.3V 0-5V 0-10V。

产品亮点：

供电电压范围宽，输出电压支持多个量程；

零点和满量程都里可以自行调节；

稳定性高，线性度好，工业级；

电流信号采样电阻采用高精度色环电阻，精度高，温漂小，功率大。

使用说明：

1. 模块按定义接线，供电电压7-36V（若输出要到10V，供电电压必须大于12V）

2. 上电后，D2灯应当亮，否则请检查线连接。板子带反接保护，反接不烧。

3. 当电流输入为最小值（0mA或4mA）时，调整ZERO电位器，使VOUT输出为最小值（0.0V或其他电压）

4. 当电流输入为最大值（20mA）时，调节SPAN电位器，使VOUT输出为最大值（3.3V或5V或10V，当输入是4-20ma时，输出最小可以到2.5V）。

根据您的需求，通过跳线帽选择相应的量程：

4--20ma：

0--2.5V范围： J1 1、2脚短接，3、4脚短接

0--3.3V范围： J1 1、2脚断开，3、4脚断开

0--5.0V范围： J1 1、2脚短接，3、4脚短接

0--10.0V范围：J1 1、2脚短接，3、4脚断开

0--20ma：

0--3.3V范围： J1 1、2脚短接，3、4脚短接

0--5.0V范围： J1 1、2脚短接，3、4脚短接

0--10.0V范围：J1 1、2脚短接，3、4脚断开

产品尺寸：

电压电流转换电路

模拟电路课程设计报告设计课题：电流电压转换电路 专业班级： 学生姓名： 学号： 指导教师： 设计时间：

电流电压转换电路 一、设计任务与要求 ①将4mA～20mA的电流信号转换成±10V的电压信号，以便送入计算机进行处理。 这种转换电路以4mA为满量程的0％对应－10V，12mA为50％对应0V，20mA为 100％对应＋10V。 ②用桥式整流电容滤波集成稳压块电路设计电路所需的正负直流电源（±12V）。 二、方案设计与论证 在工业控制中各类传感器常输出标准电流信号4~20mA为此，常要先将其转换成+10v 或—10v的电压信号，以便送给各类设备进行处理。这里转换电路以4mA为满量程的0%对 应-10V，12mA为50%对应0V，20mA为100%对应+10V。 方案一 、。

方案二 方案二所示的是由单个运放构成的电流/电压转换电路。由于运放本身的输入偏置电流不为零，因此会产生转换误差。 三、单元电路设计与参数计算 1、桥式整流电容滤波集成稳压块电路设计电路所需的正负直流 电源（±12V）。 其流程图为： 直流电源电路图如下：

原理分析： (1)电源变压器。 其电路图如下： 由于要产生±12V的电压，所以在选择变压器时变压后副边电压应大于24V,由现有的器材可选变压后副边电压为30V的变压器。 (2)整流电路。 其电路图如下：

①原理分析： 桥式整流电路巧妙地利用了二极管的单向导电性，将四个二极管分为两组，根据变压器副边电压的极性分别导通，将变压器副边电压的正极性端与负载电阻的上端相连，负极性端与负载电阻的下端相连，使负载上始终可以得到一个单方向的脉动电压。 整流输出电压的平均值（即负载电阻上的直流电压VL）VL定义为整流输出电压vL 在一个周期内的平均值，即 设变压器副边线圈的输出电压为，整流二极管是理想的。则根据桥式整流电路的工作波形，在vi 的正半周，vL = v2 ，且vL的重复周期为p ，所以

几种常见的电压电流转换电路

由运放组成的V-I、I-V转换电路 1、0－5V/0－10mA的V/I变换电路 图1是由运放和阻容等元件组成的V/I变换电路，能将0—5V的直流电压信号线性地转换成0－10mA的电流信号，A1是比较器，A3是电压跟随器，构成负反馈回路，输入电压Vi与反馈电压Vf比较，在比较器A1的输出端得到输出电压V1，V1控制运放A2的输出电压V2，从而改变晶体管T1的输出电流IL而输出电流IL又影响反馈电压Vf，达到跟踪输入电压Vi的目的。输出电流IL的大小可通过下式计算：IL＝Vf/(Rw+R7)，由于负反馈的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/(Rw+R7)，当Rw+R7取值为500Ω时，可实现0－5V/0－10mA 的V/I转换，如果所选用器件的性能参数比较稳定，故运放A1、A2的放大倍数较大，那么这种电路的转换精度，一般能够达到较高的要求。 2、0－10V/0－10mA的V/I变换电路 图2中Vf是输出电流IL流过电阻Rf产生的反馈电压，即V1与V2两点之间的电压差，此信号经电阻R3、R4加到运放A1的两个输入端Vp与Vn，反馈电压Vf=V1－V2，对于运放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/(R2+R3)×R2，VN＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，依据Vf＝V1-V2及上式可推导出： 若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，则有：Vf×R1＝Vi×R4，得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流过反馈回路R3、R4的电流，则有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．当运放的开环增益足够大时，输出电流IL与输入电压Vi满足线性关系，而且关系式中只与反馈电阻Rf的阻值有关．显然，当Rf＝200Ω时，此电路能实现0－10v/0－10mA的V/I变换。 3、1－5V/4－20mA的V/I变换电路 在图3中．输入电压Vi是叠加在基准电压VB(VB=10V)上，从运放A1的反向输入VN 端输入的，晶体管T1、T2组成复合管，作为射极跟踪器，起到降低T1基极电流的作用(即

运放电压电流转换电路

运放电压电流转换电路 LELE was finally revised on the morning of December 16, 2020

运放电压电流转换电路1、 0－5V/0－10mA的V/I变换电路 图1是由运放和阻容等元件组成的V/I变换电路，能将0—5V的直流电压信号线性地转换成0－10mA的电流信号，A1是比较器．A3是电压跟随器，构成负反馈回路，输入电压Vi与反馈电压Vf比较，在比较器A1的输出端得到输出电压VL，V1控制运放A1的输出电压V2，从而改变晶体管T1的输出电流IL而输出电流IL又影响反馈电压Vf，达到跟踪输入电压Vi的目的。输出电流IL的大小可通过下式计算：IL＝Vf/(Rw+R7)，由于负反馈的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/(Rw+R7)，当Rw+R7取值为500Ω时,可实现0－5V/0－10mA的V/I转换，如果所选用器件的性能参数比较稳定，运故A1、A2的放大倍数较大，那么这种电路的转换精度，一般能够达到较高的要求。 2、 0－10V/0－10mA的V/I变换电路 图2中Vf是输出电流IL流过电阻Rf产生的反馈电压，即V1与V2两点之间的电压差，此信号经电阻R3、R4加到运放A1的两个输入端Vp与Vn，反馈电压Vf=V1－V2，对于运放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/(R2+R3)×R2，VN＝V2＋(Vi- V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，依据Vf＝V1-V2及上式可推导出： 若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，则有：Vf×R1＝Vi×R4， 得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流过反馈回路R3、R4的电流，则有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．当运放的开环增益足够大时，输出电流IL与输入电压Vi满足线性关系，而且关系式中只与反馈电阻Rf的阻值有关．显然，当Rf＝200Ω时，此电路能实现0－10v/0－10mA的V/I变换。 3、 1－5V/4－20mA的V/I变换电路 在图3中．输入电压Vi是叠加在基准电压VB(VB=10V)上，从运放A1的反向输入VN端输入的，晶体管T1、T2组成复合管，作为射极跟踪器，起到降低T1基极电流的作用(即忽略反馈电流I2)，使得IL≈I1，而运放A1满足VN≈Vp，如果电路图中R1＝R2＝R，R4＝R5＝kR，则有如下表达式：

常用电流和电压采样电路

2常用采样电路设计方案比较 配电网静态同步补偿器（DSTATCOM ）系统总体硬件结构框图如图2-1所示。由图2-1可知DSTATCOM 的系统硬件大致可以分成三部分，即主电路部分、控制电路部分、以及介于主电路和控制电路之间的检测与驱动电路。其中采样电路包括3路交流电压、6路交流电流、2路直流电压和2路直流电流、电网电压同步信号。3路交流电压采样电路即采样电网三相电压信号；6路交流电流采样电路分别为电网侧三相电流和补偿侧三相电流的电流采样信号；2路直流电压和2路直流电流的采样电路DSTATCOM 的桥式换流电路的直流侧电压信号和电流信号；电网电压同步信号采样电路即电网电压同步信号。 图2-1 DSTATCOM 系统总体硬件结构框图 2.2.11 常用电网电压同步采样电路及其特点 .1 常用电网电压采样电路1 从D-STATCOM 的工作原理可知，当逆变器的输出电压矢量与电网电压矢量幅值大小相等，方向相同时，连接电抗器内没有电流流动，而D-STATCOM 工作在感性或容性状态都可由调节以上两矢量的夹角来进行控制，因此，逆变器输出的电压矢量的幅值及方向的调节都是以电网电压的幅值和方向作为参考的，因此，系统电压与电网电压的同步问题就显得尤为重要。

图2-2 同步信号产生电路1 从图2-2所示同步电路由三部分组成，第一部分是由电阻、电容组成的RC 滤波环节，为减小系统与电网的相位误差，该滤波环节的时间常数应远小于系统的输出频率，即该误差可忽略不计。其中R 5=1K Ω，5pF，则时间常数错误！未 因此符合设计要求;第二部分由电压比较器LM311构成， 实现过零比较;第三部分为上拉箝位电路，之后再经过两个非门，以增强驱动能力，满足TMS320LF2407的输入信号要求。 C 4=1找到引用源。<

几个常用的电压电流转换电路

几个常用的电压电流转换电路

I/V转换电路设计 1、在实际应用中，对于不存在共模干扰的电流输入信号，可以直接利用一个精密的线绕电阻，实现电流/电压的变换，若精密电阻R1＋Rw＝500Ω,可实现0-10mA/0-5V的I/V变换，若精密电阻R1＋Rw＝250Ω,可实现4-20mA/1-5V的I/V变换。图中R,C组成低通滤波器，抑制高频干扰，Rw用于调整输出的电压范围，电流输入端加一稳压二极管。 电路图如下所示： 输出电压为： Vo=Ii?（R1+Rw）（Rw可以调节输出电压范围） 缺点是：输出电压随负载的变化而变化，使得输入电流与输出电压之间没有固定的比例关系。 优点是：电路简单，适用于负载变化不大的场合， 2、由运算放大器组成的I/V转换电路 原理： 先将输入电流经过一个电阻（高精度、热稳定性好）使其产生一个电压，在将电压经过一个电压跟随器（或放大器），将输入、输出隔离开来，使其负载不能影响电流在电阻上产生的电压。然后经一个电压跟随器（或放大器）输出。C1滤除高频干扰，应为pf级电容。

电路图如下所示： 输出电压为： Vo=Ii?R4?(1+（R3+Rw） R1 ) 注释：通过调节Rw可以调节放大倍数。 优点：负载不影响转换关系，但输入电压受提供芯片电压的影响即有输出电压上限值。 要求：电流输入信号Ii是从运算放大器A1的同相输入端输入的，因此要求选用具有较高共模抑制比的运算放大器，例如，OP-07、OP-27等。R4为高精度、热稳定性较好的电阻。 V/I转换电路设计 原理： 1、V I 变换电路的基本原理： 最简单的VI变换电路就是一只电阻，根据欧姆定律：Io=Ui R ，如果保证电阻不变，输出电流与输入电压成正比。但是，我们很快发现这样的电路无法实用，一方面接入负载后，由于不可避免负载电阻的存在，式中的R发生了变化，输出电流也发生了变化；另一方面，需要输入

电流信号转电压信号方法大全

电流信号转换为电压信号的方法 由于应用和原理的不同，电流信号的输出，如传感器变送器输出的4~20mA，需要变换成电压以利于后续驱动或采集。对于不同的电流信号，考虑功率问题，有的需要先经过电流互感器将大电流变小，否则大电流容易在电阻上产生过大的功率。 下面介绍几种I/V变换的实现方法。 分压器方法 利用如图1分压电路，将电流通入电阻。在电阻上采样出电压信号。其中，可以使用电位器调节输出电压的大小。这种方法最简单，但需要考虑功率和放大倍数的选择问题。 利用如图1分压电路，将电流通入电阻。在电阻上采样出电压信号。其中，可以使用电位器调节输出电压的大小。这种方法最简单，但需要考虑功率和放大倍数的选择问题。 霍尔传感器方法 使用霍尔效应，在元件两端通过电流I，并在元件垂直方向上施加磁感应强度B的磁场，即会输出电压。由下面的公式获得线性关系。

其中，RH为霍尔常数，I为输入电流，B为磁感应强度，d为霍尔元件厚度。 这种方法多用于对电流的测量，虽然也可以实现转换，但是精度有限。 积分电路方法 电压可以看作是电流的积分，利用如图电路有： 为保证精度，选取运放时尽量找输入阻抗大的。该电路常用于PID调节，积分电路成熟且放大倍数和精度较好。但要注意这种电路输出电压和输入电流的相位是相反的。 运放直接搭接的方法（跨阻放大器） 充分利用运放“虚短”和“虚断”的概念，将电流转换为电压信号，如图电路

电流通过电阻，在电阻上产生压降，建立起电压和电流的关系为 这种方法避免了运放输入失调电压和输入偏置电流和失调电流影响带来的积分误差。也避免了电容的漏电流带来的误差。但未获得稳定的高精度放大，对电阻和运放的精度要求较高。 三极管方法 三极管同样具有放大能力，但应用上多采用运放。电路如图 下面以实际的例子叙述整个实现过程。 尝试将一个0~5A信号转换为0~5V信号。最简单的是加一个1欧的电阻，但这样发热功率过大，所以需要采用电流互感器将原先的电流变小。按照一般互感器指标是输入0~10A信号，变比为200：1，即0~5A的信号变为0~25mA。下面采用运放直接搭接的方法实现转换。考虑到相位的问题，对电路作了改进。利用50欧电阻在正端产生 的电压与负端相等的条件，并利用运放的放大功能，实现最终要求的。如图。另外，用集成运放OP27为的是得到更高的运算精度；50欧的电阻是前端互感器带负载要求。

运放电压电流转换电路

运放电压电流转换电路1、 0－5V/0－10mA的V/I变换电路 ? 图1是由运放和阻容等元件组成的V/I变换电路，能将0—5V的直流电压信号线性地转换成0－10mA的电流信号，A1是比较器．A3是电压跟随器，构成负反馈回路，输入电压Vi与反馈电压Vf比较，在比较器A1的输出端得到输出电压VL，V1控制运放A1的输出电压V2，从而改变晶体管T1的输出电流IL而输出电流IL又影响反馈电压Vf，达到跟踪输入电压Vi的目的。输出电流IL的大小可通过下式计算：IL＝Vf/(Rw+R7)，由于负反馈的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/(Rw+R7)，当Rw+R7取值为500Ω时,可实现0－5V/0－10mA的V/I转换，如果所选用器件的性能参数比较稳定，运故A1、A2的放大倍数较大，那么这种电路的转换精度，一般能够达到较高的要求。 ? 2、 0－10V/0－10mA的V/I变换电路 ??? 图2中Vf是输出电流IL流过电阻Rf产生的反馈电压，即V1与V2两点之间的电压差，此信号经电阻R3、R4加到运放A1的两个输入端Vp与Vn，反馈电压Vf=V1－V2，对于运放A1，有VN＝Vp；Vp＝V1/(R2+R3)×R2，VN＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，依据Vf＝V1-V2及上式可推导出： ? ??? 若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，则有：Vf×R1＝Vi×R4， ??? 得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流过反馈回路R3、R4的电流，则有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．当运放的开环增益足够大时，输出电流IL与输入电压Vi满足线性关系，而且关系式中只与反馈电阻Rf的阻值有关．显然，当Rf ＝200Ω时，此电路能实现0－10v/0－10mA的V/I变换。 ? 3、 1－5V/4－20mA的V/I变换电路

电压频率与频率电压转换电路

电压频率与频率电压 转换电路 2011年8月24日

目录： 摘要： (2) Abstract: (2) 一、设计方案 (3) （一）、电压频率转换电路 (3) 1.基于555定时器的电压频率转换： (3) 2.基于LM331的电压频率转换： (4) （二）、频率电压转换电路 (5) 1.基于LM2907的频率电压转换： (5) 2.基于LM331的频率电压转换 (5) 二、主体电路设计 (8) 三、电路安装 (9) （一）、电压频率转换电路 (9) （二）、频率电压转换电路 (10) 四、系统调试： (10) （一）VFC: (10) （二）FVC： (11) 1

摘要： 本系统利用了LM331的原理及性能设计了频率电压以及电压频率转换电路，实现了0Hz--10kHz频率与0—10V电压的相互转换，电路简单，转换结果线性度好。 关键字：LM331 频率电压转换滤波 Abstract: The system uses the principle and characteristic of LM331 to design the frequency-to-voltage and the voltage-to- frequency conversion circuits, realizes the frequency of 0Hz--10kHz and the voltage of 0 - 10V’s transformation , the circuits are simple and result have good linearity. Key-word: LM331 frequency voltage transformation filter 2

实用的4～20mA输入I-V转换电路

实用的4～20mA输入/0～5V输出的I／V转换电路 2008-10-25 07:18:28 标签：实用4～20mA输入0～5V输出I／V转换电路 最简单的4－20mA输入/5V输出的I/V转换电路 在与电流输出的传感器接口的时候，为了把传感器(变送器)输出的1-10mA或者4-20mA电流信号转换成为电压信号，往往都会在后级电路的最前端配置一个I/V转换电路，图1就是这种电路最简单的应用示意图。 仅仅使用一只I/V转换取样电阻，就可以把输入电流转换成为信号电压，其取样电阻可以按照Vin／I=R求出，Vin是单片机需要的满度A／D信号电压，I是输入的最大信号电流。 这种电路虽然简单，但是却不实用，首先，其实际意义是零点信号的时候，会有一个零点电流流过取样电阻，如果按照4~20mA输入电流转换到最大5V电压来分析，零点的时候恰好就是1V，这个1V在单片机资源足够的时候，可以由单片机软件去减掉它。可是这样一来。其有用电压就会剩下5-1=4V而不是5V了。由于单片机的A／D 最大输入电压就是单片机的供电电压，这个电压通常就是5V，因此，处理这种简单的输入转换电路时比较麻烦。为了达到A／D转换的位数，就会导致芯片成本增加。 LM324组成的4－20mA输入/5V输出的I/V转换电路 解决上面问题的简单方法是在单片机输入之前配置一个由运算放大器组成的缓冲处理电路，见图2。 增加这级运算放大器可以起到对零点的处理会变得更加方便，无需耗用单片机的内部资源，尤其单片 机是采用A／D接口来接受这种零点信号不为零电压的输入时，可以保证A/D转换位数的资源能够全部应 用于有用信号上。 以4～20mA 例，图B中的RA0是电流取样电阻，其值的大小主要受传感变送器供电电压的制约，当前 级采用24V供电时，RA0经常会使用500Ω的阻值，对应20mA 的时候，转换电压为10V，如果仅仅需要最 大转换电压为5V，可以取RA0=250Ω，这时候，传感变送器的供电只要12V就够用了。因为即使传送距离 达到1000米，RA0最多也就几百Ω而已。 同时，线路输入与主电路的隔离作用，尤其是主电路为单片机系统的时候，这个隔离级还可以起到保 护单片机系统的作用。

4-20mA电流环、电压电流转换芯片方案比较

4-20mA电流输出芯片比较 Precision Voltage-to-Current Converter/Transmitter NAME XTR110 XTR111 SUPPLY RANGE to 40V7V to 44V NONLINEARITY%% INPUT0V to +5V, 0V to +10V0 to 12V OUTPUT 0mA to 20mA, 5mA to 25mA Outputs Other Ranges 0mA–20mA, 4mA–20mA, 5mA–25mA AND VOLTAGE OUTPUTS Output Current Equation I O = 10 [(Vref In/16) + (VIN1/4) + (VIN2/2)] /RSPAN I O = 10 × Vvin/Rset PROBABLE PRICE 90元10元

XTR110应用电路 XTR111内部没有提供将0V输入转换成4mA输出的电路，最常用的方法是采用两个电阻网 络连接参考电压和输入信号进行分压输入 XTR111 应用电路

4-20mA CURRENT TRANSMITTER with Sensor Excitation and Linearization NAME XTR105XTR112XTR114 SUPPLY RANGE to 36V PRECISION CURRENT SOURCES INPUT EXCITATION2- OR 3-WIRE RTD OPERATION Output Current Equation IO = VIN (40/RG) + 4mA, VIN in Volts, RG in Input Offset V oltage VCM = 2V PROBABLE PRICE25元50元60元 XTR105/XTR112/XTR114原理图

几个常用的电压电流转换电路

I/V转换电路设计1、在实际应用中，对于不存在共模干扰的电流输入信号，可以直接利用一个精密的线绕电阻，实现电流/电压的变换，若精密电阻R1＋Rw＝500Ω,可实现0-10mA/0-5V的I/V变换，若精密电阻R1＋Rw＝250Ω,可实现4-20mA/1-5V的I/V变换。图中R,C组成低通滤波器，抑制高频干扰，Rw用于调整输出的电压范围，电流输入端加一稳压二极管。 电路图如下所示： 输出电压为： Vo=Ii?（R1+Rw）（Rw可以调节输出电压范围） 缺点是：输出电压随负载的变化而变化，使得输入电流与输出电压之间没有固定的比例关系。 优点是：电路简单，适用于负载变化不大的场合， 2、由运算放大器组成的I/V转换电路 原理： 先将输入电流经过一个电阻（高精度、热稳定性好）使其产生一个电压，在将电压经过一个电压跟随器（或放大器），将输入、输出隔离开来，使其负载不能影响电流在电阻上产生的电压。然后经一个电压跟随器（或放大器）输出。C1滤除高频干扰，应为pf级电容。 电路图如下所示：

输出电压为： Vo=Ii?R4?(1+(R3+Rw) R1 ) 注释：通过调节Rw可以调节放大倍数。 优点：负载不影响转换关系，但输入电压受提供芯片电压的影响即有输出电压上限值。 要求：电流输入信号Ii是从运算放大器A1的同相输入端输入的，因此要求选用具有较高共模抑制比的运算放大器，例如，OP-07、OP-27等。R4为高精度、热稳定性较好的电阻。 V/I转换电路设计 原理： 1、V I 变换电路的基本原理： 最简单的VI变换电路就是一只电阻，根据欧姆定律：Io=Ui R ，如果保证电阻不变，输出电流与输入电压成正比。但是，我们很快发现这样的电路无法实用，一方面接入负载后，由于不可避免负载电阻的存在，式中的R发生了变化，输出电流也发生了变化；另一方面，需要输入信号提供相应的电流，在某些场合无法满足这种需要。 1 、基于运算放大器的基本VI变换电路为了保证负载电阻不影响电压/电流的变换关系,需要对电路进行调整,如图1是基于运算放大器的基本VI变换电路。利用运算放大器的“虚短”概念可知U-=U+=0；因此流过Ri的电流： Ii=Ui R

电压电流调理电路

2常用采样电路设计方案比较 配电网静态同步补偿器（DSTATCOM）系统总体硬件结构框图如图2-1所示。由图2-1可知DSTATCOM的系统硬件大致可以分成三部分，即主电路部分、控制电路部分、以及介于主电路和控制电路之间的检测与驱动电路。其中采样电路包括3路交流电压、6路交流电流、2路直流电压和2路直流电流、电网电压同步信号。3路交流电压采样电路即采样电网三相电压信号；6路交流电流采样电路分别为电网侧三相电流和补偿侧三相电流的电流采样信号；2路直流电压和2路直流电流的采样电路DSTATCOM的桥式换流电路的直流侧电压信号和电流信号；电网电压同步信号采样电路即电网电压同步信号。 信号调 理TMS320 LF2407A DSP 键盘显示 电路电压电流信号驱动电路保护电路 控制电路检测与驱动 电路主电路 图2-1 DSTATCOM系统总体硬件结构框图 2.1常用电网电压同步采样电路及其特点 2.1.1 常用电网电压采样电路1 从D-STATCOM的工作原理可知，当逆变器的输出电压矢量与电网电压矢量幅值大小相等，方向相同时，连接电抗器内没有电流流动，而D-STATCOM 工作在感性或容性状态都可由调节以上两矢量的夹角来进行控制，因此，逆变器输出的电压矢量的幅值及方向的调节都是以电网电压的幅值和方向作为参考的，因此，系统电压与电网电压的同步问题就显得尤为重要。

图2-2 同步信号产生电路1 从图2-2所示同步电路由三部分组成，第一部分是由电阻、电容组成的RC滤波环节，为减小系统与电网的相位误差，该滤波环节的时间常数应远小于系统的输出频率，即该误差可忽略不计。其中R5=1K ，C4=15pF，则时间常数错误！未找到引用源。<

-mA电流信号转成-V或-V电压信号

-mA电流信号转成-V或-V电压信号

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4-20mA电流信号转成0-5V或0-10V电压信号 1、电流信号转成电压信号，或电压信号转成电流信号，实质就是信号传输中的阻抗变换问题； 2、信号传输阻抗匹配，就是满足信号源输出最大信号能量的条件； 3、信号传输阻抗匹配，就是信号传输能流最大、衰减最小、畅通无阻、失真变形最小； 4、电流信号转成电压信号，就是低阻抗传输转换为高阻抗传输； 5、这种阻抗变换，一定要通过阻抗变换设备、阻抗变换电路来实现； 6、常用阻抗变换的设备有阻抗变换变压器，例如音响系统的输入输出变压器； 7、常用阻抗变换电路，如射极输出电路，在模拟电子电路中经常用作输出级、输入级、中间转换级等； 8、超高频闭路电视系统，信号分流用的三通、四通分配器，就是信号匹配阻抗转换器，通过它实现闭路电视系统的阻抗匹配，否则信号将受阻传不出去，或信号失真变形；9、4-20mA电流信号转成0-5V或0-10V电压信号，用什么样的阻抗变换电路、设备，关键看信号的性质，是高频还是低频，是交流还是直流； 10、这种在电流信号回路中串入电阻的方法，是错误的，不可取的，是不懂信号传输匹配意义的做法； 并电阻没问题的,我们经常这样转化,加250欧姆电阻转换成1-5V,加500欧姆电阻转换成2-10V,至于0-1V,0-2V这两个范围几乎不用,完全能够达到控制要求 简单化:4-20MA的信号输出并联一个315欧姆的电阻，就可以转换为1.3-6.3伏的电压信号.再串联两只二极管(降压1.3),就可以转换为0-5伏的电压信号. 推荐4个实用的4-20mA输入/0-5V输出的I／V转换电路 一、最简单的4～20mA输入/1～5V输出的I／V转换电路应用示意图

电压频率和频率电压转换电路的设计

电压频率和频率电压转换电路的设计 图1 数字测量仪表电压/频率电路是一种模/数转换电路，它应用于模/数转换，调频，遥控遥测等各种设备。（2）F/V转换电路F/V转换电路的任务是把频率变化信号转换成按比例变化的电压信号。这种电路主要包括电平比较器、单稳态触发器、低通滤波器等电路。它有通用运放F/V转换电路和集成F/V转换器两种类型。1、1设计要求设计一个将直流电压转换成给定频率的矩形波的电路,要求包括：积分器；电压比较器和一个将给定频率的矩形波转换为直流电压的电路，要求包括：过零比较器、单稳态触发器、低通滤波器等。1、2 设计指标(1）输入为直流电压0- 10V，输出为f=0-500Hz的矩形波。 （2）输入ui是0~10KHZ的峰-峰值为5V的方波，输出uo为0~10V的直流电压。2 设计内容总体框图设计2．1 V/F转换电路的设计2、1、1 工作原理及过程积分器和滞回比较器首尾相接形成正反馈闭环系统，如图2所示，比较器输出的矩形波经积分器积分可得到三角波，三角波又触发比较器自动翻转形成矩形波，这样便可构成三角波，矩形波发生器。由于采用集成运放组成的积分电路，因此可以实现恒流充电，能够得到比较理想的矩形波。 通过分析可知，矩形波幅值大小由稳压管的稳定电压值决定，即方波的幅值。

矩形波的振荡频率2、1、2 模块功能积分器：积分电路可以完成对输入电压的积分运算，即输入电压与输出电压的积分成正比。滞回比较器：用来输出矩形波，积分器得到的三角波可触发比较器自动翻转形成矩形波。稳压管：用来确定矩形波的幅值。 图2 总体框架图2、2 功能模块的设计2、2、1 积分电路工作原理积分电路可以完成对输入电压的积分运算，即输入电压与输出电压的积分成正比。由于同相积分电路的共模输入分量大，积分误差大，应用场合少，所以不予论述，本课程设计用到的是反相积分电路。图3 积分器反相积分电路如图3 所示，电容器C 引入交流并联电压负反馈，运放工作在线性区。由于积分运算是对瞬时值而言的，所以各电流电压均采用瞬时值符号。由电路得因为“-”端是虚地，即U-=0,并且式中是积分前时刻电容C上的电压，称为电容端电压的初始值。所以把代入上式得当时若输入电压是图所示的阶跃电压，并假定,则t>=0时，由于，所以由此看出，当E为正值时，输出为反向积分，E对电容器恆流充电，其充电电流为E/R，故输出电压随线性变化。当向负值方向增大到集成运放反向饱和电压时，集成运放进入非线性工作状态，保持不变，图3所示。 如输入是方波，则输出将是三角波，波形关系如图4所示。当时间在0～期间时，电容放电当t=1时，当时间在～期间时，电容充电，其初始值所以当 t= 时，。

电流转成电压信号

4-20mA电流信号转成0-5V或0-10V电压信号 解决方法： 1.采用专用的电流转电压芯片，或者隔离放大器（要求精度高，抗干扰时） 如：MAXIM MAX472 深圳顺源公司的ISO系列产品 https://www.wendangku.net/doc/cc18514547.html,/ 2.自己搭建电路,节省成本，但不推荐直接串联精密电阻的方式 用运放搭建电路就非常好 给个地址: https://www.wendangku.net/doc/cc18514547.html,/html/zonghejishu/2007/0925/2621.html 1、 0－5V/0－10mA的V/I变换电路 图1是由运放和阻容等元件组成的V/I变换电路，能将0—5V的直流电压信号线性地转换成0－10mA 的电流信号，A1是比较器．A3是电压跟随器，构成负反馈回路，输入电压Vi与反馈电压Vf比较，在比较器A1的输出端得到输出电压VL，V1控制运放A1的输出电压V2，从而改变晶体管T1的输出电流IL而输出电流IL又影响反馈电压Vf，达到跟踪输入电压Vi的目的。输出电流IL的大小可通过下式计算：IL＝Vf/(Rw+R7)，由于负反馈的作用使Vi=Vf，因此IL＝Vi/(Rw+R7)，当Rw+R7取值为500Ω时,可实现0－5V/0－10mA的V/I转换，如果所选用器件的性能参数比较稳定，运故A1、A2的放大倍数较大，那么这种电路的转换精度，一般能够达到较高的要求。

2、 0－10V/0－10mA的V/I变换电路 图2中Vf是输出电流IL流过电阻Rf产生的反馈电压，即V1与V2两点之间的电压差，此信号经电阻R3、R4加到运放A1的两个输入端Vp与Vn，反馈电压Vf=V1－V2，对于运放A1，有VN ＝Vp；Vp＝V1/(R2+R3)×R2，VN＝V2＋(Vi-V2)×R4/(R1+R4)，所以V1/(R2+R3)×R2＝V2＋ (Vi-V2)×R4/(R1+R4)，依据Vf＝V1-V2及上式可推导出： 若式中R1＝R2＝100kΩ，R1＝R4=20kΩ，则有：Vf×R1＝Vi×R4， 得出：Vf＝R4/R1×Vi＝1/5Vi，如果忽略流过反馈回路R3、R4的电流，则有：IL＝Vf/Rf＝Vi/5Rf，由此可以看出．当运放的开环增益足够大时，输出电流IL与输入电压Vi满足线性关系，而且关系式中只与反馈电阻Rf的阻值有关．显然，当Rf＝200Ω时，此电路能实现0－10v/0－10mA 的V/I变换。 3、 1－5V/4－20mA的V/I变换电路 在图3中．输入电压Vi是叠加在基准电压VB(VB=10V)上，从运放A1的反向输入VN端输入的，晶

几个常用的电压电流转换电路

I/V转换电路设计 1、在实际应用中，对于不存在共模干扰的电流输入信号，可以直接利用一个精密的线绕电阻，实现电流/电压的变换，若精密电阻R1＋Rw＝500Ω,可实现0-10mA/0-5V的I/V变换，若精密电阻R1＋Rw＝250Ω,可实现4-20mA/1-5V 的I/V变换。图中R,C组成低通滤波器，抑制高频干扰，Rw用于调整输出的电压范围，电流输入端加一稳压二极管。 电路图如下所示： 输出电压为： Vo=Ii?（R1+Rw）（Rw可以调节输出电压范围） 缺点是：输出电压随负载的变化而变化，使得输入电流与输出电压之间没有固定的比例关系。 优点是：电路简单，适用于负载变化不大的场合， 2、由运算放大器组成的I/V转换电路 原理： 先将输入电流经过一个电阻（高精度、热稳定性好）使其产生一个电压，在将电压经过一个电压跟随器（或放大器），将输入、输出隔离开来，使其负载不能影响电流在电阻上产生的电压。然后经一个电压跟随器（或放大器）输出。C1滤除高频干扰，应为pf级电容。 电路图如下所示：

输出电压为： Vo=Ii?R4?(1+(R3+Rw) R1 ) 注释：通过调节Rw可以调节放大倍数。 优点：负载不影响转换关系，但输入电压受提供芯片电压的影响即有输出电压上限值。 要求：电流输入信号Ii是从运算放大器A1的同相输入端输入的，因此要求选用具有较高共模抑制比的运算放大器，例如，OP-07、OP-27等。R4为高精度、热稳定性较好的电阻。 V/I转换电路设计 原理： 1、VI变换电路的基本原理： 最简单的VI变换电路就是一只电阻，根据欧姆定律：Io=Ui R ，如果保证电阻不变，输出电流与输入电压成正比。但是，我们很快发现这样的电路无法实用，一方面接入负载后，由于不可避免负载电阻的存在，式中的R发生了变化，输出电流也发生了变化；另一方面，需要输入信号提供相应的电流，在某些场合无法满足这种需要。 1、基于运算放大器的基本VI变换电路为了保证负载电阻不影响电压/电流的变换关系,需要对电路进行调整,如图1是基于运算放大器的基本VI变换电路。利用运算放大器的“虚短”概念可知U-=U+=0；因此流过Ri的电流： Ii=Ui R

电流电压功率的关系及公式

电流I，电压V，电阻R，功率W，频率F W=I的平方乘以R V=IR W=V的平方除以R 电流=电压/电阻 功率=电压*电流*时间 电流I，电压V，电阻R，功率W，频率F W=I的平方乘以R V=IR 电流I，电压V，电阻R，功率W，频率F W=I的平方乘以R V=IR W=V的平方除以R 电压V（伏特），电阻R（欧姆），电流强度I（安培），功率N（瓦特）之间的关系是：V=IR，N=IV =I*I*R, 或也可变形为:I=V/R,I=N/V等等.但是必须注意,以上均是在直流(更准确的说,是直流稳态)电路情况下推导出来的!其它情况不适用.如交流电路,那要对其作补充和修正求电压、电阻、电流与功率的换算关系 电流=I，电压=U，电阻=R，功率=P U=IR,I=U/R,R=U/I, P=UI,I=P/U,U=P/I P=U2/R,R=U2/P

就记得这一些了，不知还有没有 还有P=I2R P=IU R=U/I 最好用这两个；如电动机电能转化为热能和机械能。电流 符号: I 符号名称: 安培（安） 单位: A 公式: 电流=电压/电阻I＝U/R 单位换算: 1MA（兆安）=1000kA（千安）=1000000A（安） 1A（安）=1000mA（毫安）=1000000μA（微安）单相电阻类电功率的计算公式= 电压U*电流I 单相电机类电功率的计算公式= 电压U*电流I*功率因数COSΦ 三相电阻类电功率的计算公式= 1.732*线电压U*线电流I （星形接法） = 3*相电压U*相电流I（角形接法） 三相电机类电功率的计算公式= 1.732*线电压U*线电流I*功率因数COSΦ（星形电流= I，电压=U，电阻=R，功率=P U=IR,I=U/R,R=U/I, P=UI,I=P/U,U=P/I P=U2/R,R=U2/P 就记得这一些了，不知还有没有 还有P=I2R ⑴串联电路P（电功率）U（电压）I（电流）W（电功）R（电阻）T（时间）电流处处相等I1=I2=I 总电压等于各用电器两端电压之和U=U1+U2 总电阻等于各电阻之和R=R1+R2

电流-电压的相互转换

虚短和虚断的概念电流电压的相互转换 2007-12-20 20:45 虚短和虚断的概念 由于运放的电压放大倍数很大，一般通用型运算放大器的开环电压放大倍数都在80 dB以上。而运放的输出电压是有限的，一般在 10 V～14 V。因此运放的差模输入电压不足1 mV，两输入端近似等电位，相当于“短路”。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等。 “虚短”是指在分析运算放大器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路，简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。 由于运放的差模输入电阻很大，一般通用型运算放大器的输入电阻都在 1MΩ以上。因此流入运放输入端的电流往往不足1uA，远小于输入端外电路的电流。故通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越大，两输入端越接近开路。“虚断”是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性称为虚假开路，简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。 电路分析： 0~20mA或4~20mA电流——>电压。 分析一个大家接触得较多的电路。很多控制器接受来自各种检测仪表的0~20mA 或4~20mA电流，电路将此电流转换成电压后再送ADC转换成数字信号，图九就是这样一个典型电路。如图4~20mA电流流过采样100Ω电阻R1，在R1上会产生0.4~2V的电压差。由虚断知，运放输入端没有电流流过，则流过R3和R5 的电流相等，流过R2和R4的电流相等。 故： (V2-Vy)/R3 = Vy/R5 ……a (V1-Vx)/R2 = (Vx-Vout)/R4 ……b 由虚短知：Vx = Vy ……c 电流从0~20mA变化，则V1 = V2 + (0.4~2) ……d 由cd式代入b式得(V2 + (0.4~2)-Vy)/R2 = (Vy-Vout)/R4 ……e 如果R3=R2，R4=R5，则由e-a得Vout = -(0.4~2)R4/R2 ……f 图九中R4/R2=22k/10k=2.2，则f式Vout = -(0.88~4.4)V，即是说，将4~20mA 电流转换成了-0.88 ~ -4.4V电压，此电压可以送ADC去处理。 电压——>电流

常用电流电压转换电路

由于应用和原理的不同，电流信号的输出，如传感器变送器输出的4~20mA，需要变换成电压以利于后续驱动或采集。对于不同的电流信号，考虑功率问题，有的需要先经过电流互感器将大电流变小，否则大电流容易在电阻上产生过大的功率。 下面介绍几种I/V变换的实现方法。 分压器方法 利用如图1分压电路，将电流通入电阻。在电阻上采样出电压信号。其中，可以使用电位器调节输出电压的大小。这种方法最简单，但需要考虑功率和放大倍数的选择问题。 霍尔传感器方法 使用霍尔效应，在元件两端通过电流I，并在元件垂直方向上施加磁感应强度B的磁场，即 会输出电压。由下面的公式获得线性关系。 其中，RH为霍尔常数，I为输入电流，B为磁感应强度，d为霍尔元件厚度。 这种方法多用于对电流的测量，虽然也可以实现转换，但是精度有限。 积分电路方法 电压可以看作是电流的积分，利用如图电路有：

为保证精度，选取运放时尽量找输入阻抗大的。该电路常用于PID调节，积分电路成熟且放大倍数和精度较好。但要注意这种电路输出电压和输入电流的相位是相反的。 运放直接搭接的方法（跨阻放大器） 充分利用运放“虚短”和“虚断”的概念，将电流转换为电压信号，如图电路 电流通过电阻，在电阻上产生压降，建立起电压和电流的关系为 这种方法避免了运放输入失调电压和输入偏置电流和失调电流影响带来的积分误差。也避免了电容的漏电流带来的误差。但未获得稳定的高精度放大，对电阻和运放的精度要求较高。 三极管方法 三极管同样具有放大能力，但应用上多采用运放。电路如图 下面以实际的例子叙述整个实现过程。

尝试将一个0~5A信号转换为0~5V信号。最简单的是加一个1欧的电阻，但这样发热功率过大，所以需要采用电流互感器将原先的电流变小。按照一般互感器指标是输入0~10A信号，变比为200：1，即0~5A 的信号变为0~25mA。下面采用运放直接搭接的方法实现转换。考虑到相位的问题，对电路作了改进。利用50欧电阻在正端产生的电压与负端相等的条件，并利用运放的放大功能，实现最终要求的。如图。另外，用集成运放OP27为的是得到更高的运算精度；50欧的电阻是前端互感器带负载要求。

双电源切换应用电路(行业一类)

功率P-FET控制器LTC4414 LTC4414是一种功率P-EFT控制器，主要用于控制电源的通、断及自动切换，也可用作高端功率开关。该器件主要特点：工作电压范围宽，为3.5～36V；电路简单，外围元器件少；静态电流小，典型值为30μA；能驱动大电流P沟道功率MOSFET；有电池反极性保护及外接P-MOSFET的栅极箝位保护；可采用微制器进行控制或采用手动控制；节省空间的8引脚MSOP封装；工作温-40℃+125℃。 图1 LTC4414的引脚排列引脚排列及功能 LTC4414的引脚排列如图1所示，各引脚功能如表1所示。

图2 LTC4414结构及外围器件框图 基本工作原理 这里通过内部结构框图及外接元器件组成的电源自动切换电路来说明其工作原理。内部结构框图及外围元器件组成的电路如图2所示。其内部结构是由放大器A1、电压/电流转换电路、电源选择器（可由VIN端或SENSE端给内部电路供电）、模拟控制器、比较器C1、基准电压源（0.5V）、线性栅极驱动器和栅极电压箝位保护电路、开漏输出FET及在CTL 内部有3.5μA的下拉电流源等组成。外围元器件有P沟道功率MOSFET、肖特基二极管D1、上拉电阻RPU、输入电容CIN及输出电容COUT。 图2中有两个可向负载供电的电源（主电源及辅电源），可以由主电源单独供电，也可以接上辅电源，根据主、辅电源的电压由LTC4414控制实现自动切换。这两种供电情况分别如下。 1 主电源单独供电 主电源单独供电时，电流从LTC4414的VIN端输入到电源选择器，给内部供电。放大器A1将VIN和VSENSE的差值电压放大，并经过电压/电流转换，输出与VIN－VSESNSE 之值成比例的电流输入到模拟控制器。当VIN－VSESNE>20mV时，模拟控制器通过线性栅极驱动器及箝位保护电路将GA TE端的电压降到地电平或到栅极箝位电压（保证-VGS≤8.5V），使外接P-MOSFET导通。与此同时，VSESNE被调节到VSESNE=VIN－20mV，即外接P-MOSFET的VDS=20mV。P-MOSFET的损耗为ILOAD×20mV。在P-MOSFET导通时，模拟控制器给内部FET的栅极送低电平，FET截止，STAT端呈高电平（表示P-MOSFET 导通）。 2 加上辅电源 当加上辅电源（如交流适配器）后，如果VSESNE> VIN+20mV，则内部电源选择器由SENSE端向内部电路供电。模拟控制器使GA TE端电压升高到VSENSE，则P-MOSFET截止，辅电源通过肖特基二极管D1向负载供电。这种电源切换是自动完成的。 在辅电源向负载供电时，模拟控制器给内部FET的栅极送高电平，FET导通，STAT端呈低电平（表示辅电源供电）。上拉电阻RPU的阻值要足够大，使流过FET的电流小于5mA。