改进的绿色相移全桥控制IC—UCC28950

改进的绿色相移全桥控制IC—UCC28950 UCC28950是TI公司进一步改进的相移全桥控制IC，它比原有标准型UCC2895主要改进为ZVS能力范围加宽，对二次侧同步整流直接控制，提高了轻载空载转换效率，而且此时可以ON/OFF控制同步整流成为绿色产品。既可以作电流型控制，也可以作电压型控制。增加了闭环软启动及使能功能。低启动电流，逐个周期式限流过流保护，开关频率可达1MHz。

UCC28950基本应用电路如图1所示，内部等效方框电路如图2所示。

图1 UCC28950基本应用电路

图2 UCC28950内部电路方框图

*启动中的保护逻辑

UCC28950启动前应该首先满足下列条件：

*VDD电压要超过UVLO阈值，7.3V。

*5V基准电压已经实现。

*芯片结温低于140℃。

*软启动电容上的电压不低于0.55V。

如果满足上述条件，一个内部使能信号EN将产生出来，开始软启动过程。软启动期间的占空比，由SS端电压定义，且不会低于由T MIN设置的占空比，或由逐个周期电流限制电路决定的负载条件。

*电压基准

精确的(±1.5%)5V基准电压，具有短路保护，支持内部电路，并能提供20mA外部输出电流，其用于设置DC-DC变换器参数，放置一个低ESR，ESL瓷介电容(1uF-2.2uF)旁路去耦，从此端接到GND，并紧靠IC端子，以获得最佳性能。唯一的关断特性发生在IC的VDD进入UVLO状态。

*误差放大器（EA+,EA-,COMP）

误差放大器有两个未提交的输入端，EA+和EA-。它具有3MHz带宽，具有柔性的闭环反馈环。EA+为同相端，EA-为反向端。COMP为输出端，输入电压共模范围保证在0.5V-3.6V。误差放大器的输出在内部接到PWM 比较器的同相输入端，误差放大器的输出范围为0.25V-4.25V，远超出PWM比较器输入上斜信号范围，其从0.8V-2.8V。软启动信号作为附加的误差放大器的同相输入，当误差放大器的两个同相输入为低，是支配性的输入，而且设置的占空比是误差放大器输出信号与内部斜波相比较后放在PWM比较器的输入处。

*软启动和使能（SS/EN）

软启动端SS/EN是一个多功能端子，有以下几个用处：

*用循序渐进地增加占空比完成软启动的闭环，它从T MIN设置的最小占空比向上稳定地加大占空比，直到输出电压所需要的占空比。

*在过流状态下，逐个周期地设置打嗝模式条件。

*变换器的ON/OFF控制。

在软启动中，SS/EN或EA+端的电压之一，无论谁为低电平，给闭环反馈系统设置基准电压，SS/EN和EA+两个信号都是误差放大器的同相输入，COMP是其输出。于是软启动总是在闭环反馈环以下，由在COMP 端的电压设置占空比，占空比由COMP电压定义，且不能短过由用户设置的T MIN脉冲。当然，如果短的占空比由限流电路设置，则它会变得优于由COMP端电压或T MIN时钟设置的占空比。

软启动期间系由在SS/EN端与GND之间连接的外部电容C SS设置。内

部充电电流典型为25u A，在外部将软启动端控制到0.55V以下，将关闭控制器，释放软启动端即使能控制器的启动。如果没有限流条件，加到输出电感的占空比迅速增加，直到达到稳定状态的占空比。它由变换器稳压值决定。在SS/EN端电压超出EA+的0.55V电压时即达到。这样应对软启动的时间T SS，C SS值由下式计算得出：

(1)

(2)

例如，如果软启动时间T SS选择10ms，VN1为2.5V，计算出软启动电容C SS等于84n F，选择一个82n F的电容。

*空载下节省功耗的模式

UCC28950提供四个不同的轻载管理技术，用于改善宽负载范围下功率变换器的功率。

1.合适的延迟

*ADEL 它设置并最佳化死区时间，去在一个很宽的范围内控制初级侧开关。

*ADELEF，它设置并最佳化死区时间，去控制初次级开关的间隔。

2.T MIN设置最小占空比的大小，如同没有电流限制的模式。

3.在DCM模式下，动态同步整流器的ON/OFF控制。为了增加轻载的效率，在CS端电压低于用户设置的阈值时的DCM状态，在DCM模式，同步输出驱动信号OUTE和OUTF即关断。

4.猝发模式，为了最高的轻载或空载下的效率，猝发工作模式为数个PWM T MIN 脉冲工作之后随之关断。猝发模式的时间，由用户定下的T MIN 时段设置。

*自适应延迟（OUTA和OUTB，OUTC和OUTD）

从DELAB端和DELAB到地的电阻R AB，从C SS端到ADEL端的电阻分压器R AH1，从ADEL端到GND的R A设置了T ABSET，OUTA和OUTB之间的延迟时间。也包含了高到低电平及低到高电平。

这个延迟其为CS信号功能逐渐增加，在V CS=1.8V下测量，为T ABSET1，到在2.0V下测量为T ABSET2，这个做法可以确保高低边MOS之间没有短路电流。

为了使ZVS工作在宽的负载范围下工作，做到最佳状态。它仅仅取决于电阻分压器R AN1和R A。最长最短延迟之间的合适比例被设置好了，最大比值由CS和ADEL端一起设置实现。如果ADEL接到GND，则延迟时间就

固定了，仅由从DELAB到GND的电阻R AB决定。延迟T CDSET1和T CDSET2的设置及达到OUTC和OUTD的作为非常像刚刚描述的OUTA和OUTB，差别仅在电阻R CD是接到DELCD和GND之间来设置T CDSET2。OUTD和OUTC的延迟要与OUTA和OUTB相同，都由ADEL端的电压决定。

延迟时间T ABSET由（3）式给出

(3)

同样，延迟时间T CDSET2由（4）式给出

(4)

在此公式内，R AB和R CD为KΩ, CS电压为伏特，KA范围为从0-1的系数。延迟时间T ABSET和T CDSET2为ns，这些公式是经验的，从测量数据中推出。这样，就不必绝对按公式计算。一个实例，设R AB=15KΩ,CS1v,KA=0.5，这样T ABSET为90.25ns，从(3),(4)式中KA相同，且为:

(5)

KA设置怎样延迟是凭检测CS电压变化的，如果KA=0，延迟为固定。如果KA=1，延迟最大是在CS=0.2V，并且在向1.8V升上时确保延迟减小，最大最小延迟之比为6：1 。

推荐由设置KA=0和设置T ABSET和T CDSET2相对较大，这样可以防止开关通过短路电流。OUTA，OUTB以及OUTC,OUTD之间的延迟由电阻R AB和R CD 相应地设置。在轻载时调节最佳延迟，然后用改变KA设置OUTA,OUTB在最大电流时的最佳延迟。对OUTC和OUTD时相同，通常C,D总是ZVS状态。R A和R AH1确定了CS端加到ADEL端的部分电压，KA确定了取决于CS电压的有效延迟，KA从0变化，此处ADEL端短路到GND，延迟不取决于CS电压。变到1，ADEL绑到CS，设置KA，R AB和R CD，提供能在初级开关整个负载范围内保持最佳ZVS条件。因为CS上的电压包括反射到初级侧通过电流检测电路的负载电流。图4和图5示出由CS电压和KA的功能设置的延迟,它们的条件分别为：R AB=R CD=13 KΩ（图4），R AB=R CD=90 KΩ（图5）。

图4 延迟时间的设置RAB=RCD=13K 图5 延迟时间的设置RAB=RCD=90K *自适应延迟（OUTA和OUTF，OUTB和OUTE）

从DELEF端到GND的电阻REF与从CS到ADELEF端的电阻分压器R AEFHI 一起加上从ADELEF端到GND的电阻R AEF设置相同的OUTA和OUTB之间的延迟时间T AFSET和T BESET到低，以及相关的OUTF或OUTE到低电平，如图6。

图6 OUTA和OUTF，OUTB 和OUTE 之间的差别

这些延迟作为CS信号从T AFSET1的函数逐渐增加，它是在V CS=0.2V 下测量的。T AFSET2是在V CS=1.8V下测量的。DELAB和DELCD的行为却相反，T AFSET2这个延迟是最长的，此时在CS端信号最大，T AFSET1此时最短。这将在很宽的负载电流范围内减小同步整流MOSFET的体二极管的导通时间，从而改善效率，减少体二极管反向恢复时间。最长和最短延迟之间的比例设置只取决于电阻分压器R AEFHI和R AEF。如果CS和ADELEF绑在一起，比值会最大化。如果ADELEF接到GND，则延迟是固定的，仅由从DELEF到GND的电阻R EF决定。

延迟时间T AFSET由下面(6)式给出，同样定义T BESET。

(6)

在此式中，R EF以KΩ计，CS端电压以伏特计，K EF为CS电压从0~1的数值，延迟时间T AFSET为nS，此式的经验值相近。作为计算实例，假设R EF=15 KΩ，CS=1V，K EF=0.5。则T AFSET为41.7nS，K EF为：

(7)

R AEF和R AEFHI确定出CS端加到ADELEF电压的大小，KEF确定决定于CS电压的延迟时间，KEF变化从0(ADELET到GND)到1。(ADELEF绑在CS端上)。图7图8示出延迟时间随CS电压和K EF在R EF=13KΩ和90KΩ时的变化曲线。

图7 延迟时间的设置RAB=RCD=13K 图8 延迟时间的设置RAB=RCD=90K *最小脉冲（TMIN）

从TMIN端到GND的电阻R TMIN设置固定的最小脉冲TMIN加到输出整流器，使初级开关在轻载时也能做到ZVS开关。如果输出PWM脉冲受命于反馈环时比TMIN更短，则控制器进入猝发模式工作。此处，甚至几个TMIN脉冲跟随关断时间，其由反馈环主宰。合适地选择TMIN 阶段由下面时间决定。上升沿时功率变压器要有中够的励磁电流才能保持ZVS状态，最小脉冲TMIN由(8)式定义。

(8)

R TMIN为KΩ，TMIN为nS。

相关曲线示于图9。

最小占空比的值DMIN由(9)式给出。

(9)

此处，F SW（OSC）为KHZ振荡器频率。TMIN为最小脉冲nS，DMIN

为百分比。

图9 最小时段与设置电阻的关系曲线图10 开关频率和电阻RT的关系

*猝发工作模式

如果变换器的占空比低于TMIN，则进入猝发工作模式，控制器将给出一个或两个功率传递周期的脉冲。如果控制器给出一个功率传输周期到OUTB和OUTC，它即停止。如果开始给出的功率到OUTA和OUTD，则它再给出一个功率传输到OUTB和OUTC，然后再停止。控制器总是停止在OUTB和OUTC的功率传输周期处。如果控制器仍需要一个占空比少于TMIN，则控制器进入关断模式，然后它等待，直到变换器需要一个等于或高于TMIN的占空比，此前控制器提出的TMIN或一个PWM 占空比系由COMP电压决定。

*开关频率设置(RT)

在RT和VREF端之间接一支电阻RT来设置固定的工作频率，同时令此控制器作主控方，同时提供同步脉冲从SYNC端送出，其具有0.5占空比。频率等于内部振荡器。为设置从属变换器工作模式，接一支电阻RT，从RT端到GND，并且放一支825KΩ电阻在SS端到GND，并联在SS-EN电容上。这个结构令控制器工作于从属状态。如果两控制器SYNC端接在一起，从属控制器相对主控制器有90度相位移动。控制器开关频率等于输出脉冲的频率。公式（10）定义主动控制器的正常开关频率。在UCC28950中，为内部时钟振荡器频率，它是控制器输出频率的两倍。

(10)

在此式中，RT为KΩ，VREF为伏特V，F SW（NOM）为KHZ，这是一个经验的近似值，这不是唯一的协议。实例：VREF=5V，RT=65KΩ，则开关频率F SW（NOM）为92.6KHZ。

式(11)定义出变换器的正常频率，如果变换器处于从属变换器状态，而电阻RT接于RT端到GND之间。

(11)

此式中，RT为KΩ，F SW（NOM）为KHZ，注意VREF=5V，(10)式(11)式是相同的结果。

图10示出F SW（NOM）与电阻RT值在VREF=5V时的关系，从(10)式(11)式，开关频率F SW（NOM）设置为相同值频率时需要相同的RT电阻值。

*斜率补偿（RSUM）

斜率补偿技术是用加入一个附加斜波信号到CS端，还要加到下面·PWM比较器的输入端，此为峰值电流型工作。

·逐个周期限流比较器的输入端。

这是用来防止在占空比大于50%时发生次谐波振荡，在低占空比时和轻载之下，斜率补偿斜波减小峰值电流模式工作时的噪声感染。

过多的斜率补偿斜波会减小PCM控制效果，在逐个周期限流情况，平均电流限制变低，这样可以减小大的输出电容时的起动能力。最佳的补偿斜率改变取决于占空比，L O和L M。

需要斜率补偿系为控制器工作在峰值电流模式控制，或在逐个周期限流且占空比在50%以上时。从RSUM到GND放置一个电阻，允许控制器工作在峰值电流控制模式。从RSUM接一支电阻到VREF，开关控制器进入电压型控制，且具有内部的PWM斜波。当然，电阻值仍要提供CS信号作逐个周期限流用。换句话说，在VMC电压模式控制下，斜率补偿仅加到逐个周期比较器，在PCM峰值电流模式，斜率补偿加到PWM和逐个周期电流限制比较器两处。

斜率补偿电路的工作逻辑示于图11。

图11 斜率补偿电路的工作逻辑

附加斜波的斜率me加到CS信号系用从RSUM到GND放置一支电阻，me由（12）式给出。

(12)

如果电阻从RSUM端接到VREF端，控制器工作在电压控制型。仍旧要斜率补偿加到CS信号用于逐个周期限流，在此情况斜率由（13）式给出：

(13)

在(12)式和(13)式中，VREF为伏特V，RSUM为KΩ，me为V/μs。相对me作为RSUM的函数。如图12所示，因为VREF=5V，所以从(12) ,(13)式得到的结果重合了。

图12 增加的斜波斜率与电阻RSUM 的关系图13 占空比随负载电流的变化

图14 DCM 功能方框图

*动态SR ON/OFF控制（DCM模式）

在DCM端的电压由电阻分压器Rdcmhi 提供，它接于VREF端和DCM之间，Rdcm则接于DCM端到GND。设置2V限流阈值给电流检测端，如果CS端电压降到DCM端以下，控制器进入轻载节省功耗模式。关断同步整流器OUTE和OUTF。如果CS端电压高于DCM端，则控制器运行在所有条件下都工作在CCM模式。DCM 功能方框图如图14。

这里是一个20μA开关电流源，用于建立一个滞后功能，电流源激活仅在系统进入DCM模式。否则它是无效的，而且不会影响结点电压。因此，当在DCM区域，DCM阈值是由(14)式给出的电压分压器加一个△V。当开始CCM区域，阈值电压由电阻分压器设置，此时CS达到设置在DCM 端的阈值，系统等待去看两个连续下降沿的PWM周期，此前开关从CCM 到DCM。反之亦然，滞后的幅度是外部电阻分压器阻抗的函数，滞后可以用(14)式计算。

(14)

DCM必须使用，此为防止输出电感电流返转，这会导致同步整流的MOSFET失效。

*电流检测

从电流检测端来的信号用于逐个周期式电流限制，峰值电流模式控制，轻载效率管理以及设置各输出OUTA，OUTB，OUTC，OUTD的延迟时间，还有设置OUTE和OUTF的延迟时间，接一只电流检测电阻于CS和GND之间，这还取决于PCB布局，为防止潜在的电噪声干扰，推荐一个小的RC滤波器接于R CS电阻和CS端之间。

*逐个周期式电流限制，过流保护和打呃工作模式

当负载电流超出其预先设定值时，逐个周期式限流给初级侧提供峰值电流限制。对于峰值电流模式控制，需要一些前沿消隐时间去防止控

制器受开关噪声假的触发。为了节省外部RC滤波器的消隐时间，提供一个内部30n S滤波器放在CS输入端。整个从CS端到输出的延迟TCS 是100nS，如果功率级需要更长的消隐时间，仍旧需要一个外部RC滤波器。2.0V±3% 的逐个周期电流限制阈值对有效电流互感器检测是最好方式。在变换器工作在逐个周期式限流期间，取决于软起动电容的值以及怎样服务于过流条件，这用于在IC内部SS端放电电流I DS来实现。

(15)

(16)

软起动电容值还取决于打呃模式下关断时间大小，先前变换器在不同模式下的工作，用相关的软起动电容充放电电流表示的图示于图17。

图17 软起动时电压VSS 的时间顺序

当占空比接近0时，最大放电电流为20μA，这个电流设置最短的工作时间。此时逐个电流限制期间限制时间如下式：

(17)

(18)

这样，如果软起动电容C SS=100nF，则T CL(ON)将是5mS。

重新起动以前计算打呃关断时间T CL（OFF），给出如(19)(20)式：

(19)

(20)

用100nF相同的软起动电容在重新起动前的关断时间是122 mS。注

意：起动时如果过流条件在软起动电容电压达到3.7V阈值以前发生，控制器限制电流，但软起动电容继续充电。随着其达到3.7V阈值，软起动电压迅速由内部1KΩ的R DS(ON)开关上拉到4.65V阈值。由于软起动电容放电，逐个周期限流在起动时段开始了。取决于专门设计的需要，用户可以不考滤去除故障参数，用加入外部充放电电流到软起动电容，整个逐个周期限流以及打呃式工作示于图17。在此例中，逐个周期电流限制最终大约5mS，随后关断时间大约122mS。

很像过流条件，如果上拉电阻接到SS和VREF之间的打呃模式，具有能不顾由用户重新起动，如果提供的上拉电流超过2.5μA，控制器仍旧留在闩锁状态。在此情况下，一个外部软起动电容值可以用附加的上拉电流进行计算，如果软起动电容强制放电到0.55V以下，或VDD电压低于UVLO阈值，闩锁模式也可以在内部复位。

*外同步

UCC28950允许变换器工作在外同步模式，将全部SYNC端接在一起，并设好主动及从动即可，作为主动的控制器提供同步脉冲于SYNC端，其频率等于2倍变换器频率F SW(NOM)及0.5的占空比。作为从动的控制器不产生同步脉冲，从动控制器控制自身时钟到同步脉冲信号的下降沿，于是与主动控制器频率F SW(NOM)比较产生90℃相位移动。因为从动控制器是同步到SYNC脉冲的下降沿，因此，从动控制器工作在主动控制器的180℃的延迟处。

如果变换器的输入输出是捆在一起的话，这样主动从动之间提供了输入电容和输出电容最大的纹波对消效果。为了防止系统在几个变换器同步工作时出现问题，以下几点必须注意：

·如果变换器接成从动的同步频率必须大于或等于1.8的倍变换器频率。

·从动变换器没有起动，直到至少收到一个同步脉冲后才起动。

·如果任何一个或所有变换器都接成从动，在收到至少一个同步脉冲后，则每一个变换器都工作在自身频率下。于是，这是一个在从动变换器中的同步中断。然后控制器用自己内部的时钟脉冲保持工作，其频率由RT决定。

·在主动模式下SYNC脉冲在SS端通过0.55V使能阈值开始发出。

·从动开始产生SS/EN电压，甚至通过没有收到的同步脉冲。

·推荐主动控制器SS端在从动控制器的SS端之前先起动。因此，主动控制器的SS/EN端必须在从动变换器起动工作之前达到它的使能阈值电压。在相同结点，推荐主动和从动的Tmin电阻设置在同一阻值上。

* 输出端（OUTA，OUTB，OUTC，OUTD，OUTE，OUTF）

·全部MOSFET控制输出有0.2A的驱动能力。

·控制输出设计成P-MOS和N-MOS的图腾柱结构，其R DS(ON)约为20Ω和10Ω。

·控制输出能力为充电100PF在12 nS内，放电在8 nS内。

·输出控制脉冲的幅度为VDD。

·控制输出设计用来和外部MOSFET/IGBT驱动器相匹配。

·设计最佳化防止锁在输出的上部，由外部测试来验证。

图20 UCC28950的功率级电路

UCC28950在相移全桥功率级，输出 OUTA，OUTB为主动驱动，而OUTC 和OUTD为被动驱动，典型时序图如图21。OUTE和OUTF为最佳化的驱动同步整流器的MOSFET(图20)，这些输出有200mA峰值电流能力，能驱动外部的MOSFET/IGBT驱动器，推荐负载电容不超过100PF，幅度等于VDD电压。

图21 相移控制器的主要波形

* VDD供电电压

此端外接电源电压从8V～17V范围，放高质量低ESR，ESL至少1μF 瓷介电容作旁路电容C VDD从此端到GND，推荐用一支10Ω电阻从RC滤波器串到VDD端。

*接地（GND）

所有信号都参照GND结点，推荐设置一个模拟地接点和一个功率地接点。模拟地包括VREF，EA+，EA-，COMP，SS/EN，DELAB，DELCD，DELEF，TMIN，RT，RSUM。功率地包括DCM，ADELEF，ADEL，CS，SYNC，OUTF，OUTE，OUTD，OUTC，OUTB，OUTA以及VDD。实例接法如图22。

图22 UCC28950控制IC的接地布局示意图

应用信息

* UCC28950应用描述

全桥移相DC/DC变换器采用UCC28950控制加入同步整流技术可以实现效率的大幅度改善。新的控制方法可以在整个负载范围内实现ZVS 条件。初次级之间精确的自适应的控制信号时序以及特有的轻载工作模式得到了最高转换效率，节省功耗。该变换器简化电路示于图21。控制器器件位于二次侧，虽然位于初级侧更好，但是位于二次侧允许很容易地达到通讯系统水平，而且能更好地掌控一些瞬态条件，可以直接驱动同步整流的MOSFET，功率级包括初级侧的MOSFET：QA，QB，QC，QD 和二次侧的同步整流MOSFET：QE和QF。例如，12V输出的变换器用于服务器系统供电时，采用中心抽头整流器和L-C输出滤波器是通用的选择。

为了保持在不同输出功率下的高效率，在中载和满载下变换器工作在正常同步整流模式，而在轻载时及猝发模式下用MOSFET 的体二极管整流。此时输出功率变得非常低，所有这些传输都是基于初级侧的电流检测，检测采用电流互感器将信号送至二次侧。

移相全桥变换器在正常工作模式下主要波形示于图21，图中上面六个波形为控制器的输出驱动信号。正常模式下OUTE和OUTF在开关周

期的部分有重叠，此时两个同步整流MOSFET都导通，而功率变压器二次侧为短路状态，电流I PR是通过功率变压器初级线圈的电流，四个波形的底部展示的是整流MOSFET的源漏电压V DS-QE和V DS-QF，在输出电感上的电压V LOUT，通过电感的电流I LOUT。初级开关和同步整流MOSFET之间合适的时段为临界状态，此系为了实现最高的转换效率以及在此模式下可靠地工作，控制器器件调节整流器MOSFET的关断时间随负载变化，并确保最小的体二极管导通时间和反向恢复损耗。

ZVS是高输入电压变换器减少开关损耗的重要特色，用功率开关内部寄生电容和变压器漏感结合在一起实现。控制器在整个负载电流范围内确保ZVS条件。其采用根据负载变化调节同一腿部初级MOSFET开关之间的延迟时间的方法。控制器还限制最小的导通时间脉冲，轻载时加到变压器上的方法，允许其储存足够的能量于漏感中作到ZVS传输。

随着负载电流从中等负载下降到空载条件，控制器选择最有效的节能方法，将控制器从正常工作模式转变到断续电流二极管整流模式，终于在非常轻载和空载条件下进入猝发工作模式，这些模式以相关的输出信号OUTE，OTUF示于图23。

图23 在不同工作模式转换时的工作波形

轻载下，防止反方向电流流过同步整流MOSFET和输出电感是必要的。在并联工作期间一些瞬态条件下，这个反向电流会在输入电压源和负载之间导致一些额外能量的循环。因此造成损耗增加效率降低。另一个负面作用是失去ZVS的工作条件，推荐控制结构防止此反转电流的流动。轻载时，用关断同步整流MOSFET驱动信号的方法，满载中载时仍旧保留同步整流的优点。在一些预定的负载电流阈值控制器禁止输出OUTE和OUTF，将其信号降到0。

同步整流使用MOSFET需要一些能量去驱动MOSFET，在一些轻载

阈值之下MOSFET的驱动的损耗超过同步整流节省的功耗，此时最好禁止驱动电路。为了更有效的整流，用其内部的体二极管作整流器或用外部二极管与MOSFET并联。在多数实际情况下驱动电路需要被禁止到DCM模式，这种工作模式称为断续电流二极管整流模式。

在轻载和空载条件下占空比由闭环反馈系统控制电路控制并稳定输出电压，此时占空比很小，这可能失去主开关的ZVS条件，从而增加开关损耗。为了避免这项损耗，控制电路限制最小的导通时间脉冲加到功率变压器。这是用一支电阻从TMIN接到GND来做到的。因此，在非常轻载或空载下，唯一保持调整率的方法就是跳周期的方法。控制器在可控范围内跳过一些脉冲，防止功率变压器饱和，这种工作称为猝发模式。在猝发模式下，在跳跃关闭时间之前总有数个脉冲加到变压器，在每次猝发脉冲之前，于是功率变压器磁芯里的磁通总是从同一点起始。

* 电压环路补偿推荐

为了电压环有更好的结果，推荐采用Ⅱ型或Ⅲ型的补偿网络（图23）一个Ⅱ型补偿网络不需要无源元件C Z2和R Z2。对移相全桥电路，Ⅰ型补偿网络不够万能。当评估COMP为最佳结果时，推荐放置一个1KΩ电阻在示波器探测器和COMP端之间。如图23。

图23 采用III 型补偿网络的电路

* 经验结果的实际例子

下面一个经验结果是660W输出功率的移相全桥DC-DC变换器，输入电压是300V到400V，输出是12V/55A，初级MOSFET为SPA11N60CFD。同步整流MOSFET是FDP047AN08A0，两个并联使用。

因为在轻载及空载时要节省功率，在不同工作模式之间设置合适的边界线，最佳结果示于图24。

图24 用UCC28950控制的600W DC-DC 全部电路

移动机器人控制系统的发展方向

移动机器人控制系统的发展方向 摘要随着计算机技术、传感器技术的不断发展，对于机器人领域的发展具有一定的促进作用。而由于移动机器人具有能够自治与移动的特征，在机器人领域处于核心地位。在复杂、危险的环境中，移动机器人所发挥的作用是有目共睹的。对此，对当前国内外较为常见的移动机器人控制系统进行剖析，并在此基础上论述了该领域的未来发展方向。 【关键词】移动机器人控制系统发展方向 移动机器人属于能够自动执行工作任务的机器，不但能够按照事先编译的程序运行，同时人类还可对其指挥。当前主要被运用在生产业、建筑业以及航空航天领域，而该领域的发展情况直接关系到国家综合实力的提升速度，对此加强对移动机器人控制系统的发展情况，以及未来发展方向的研究势在必行。 1 国内外常见的移动机器人控制系统 相对于国内在移动机器人的研究状况，能够看出国外在该领域的研究是较早的，其中具有代表性的有Saphira、TeamBots以及ISR。而在国内方面，代表性的有OSMOR、ZJMR以及Agent。下面，便对较为常用的控制系统进行介绍：

1.1.1 Saphira控制系统 Saphira控制系统是移动机器人领域中最早的系统，是有SRI国际人工智能中心在1990年所研发的，此系统是基于本地感知空间的共享内存与黑板，来实现协调与通信进程。由于Saphira是采用C语言来进行开发的，同时支持Windows 与Unix系统，因此具有文档资料相对完整、系统资源占用少等特征。但是需注意的是，由于Saphira系统在定位方面无法达到当前的实际需求，因此运用是相对较少的。 1.1.2 TeamBots控制系统 本系统是基于Java包与Java应用程序而构建的，经过20余年的发展后，此系统截止到目前已经被运用到多种类型的机器人平台当中。除此之外，在适用的操作系统方面，其中具有代表性的有Windows、MacOS以及Linux等，因此其运用的范围是更加广泛的。 1.1.3 ISR控制系统 ISR是基于行为的控制模式，其中是有任务执行层、反映层以及推理层所构成的，是有CAS研究中心所研发的。其中，任务执行层的作用是执行推理层所传输的指令；反映层其中包含资源、控制器以及行为；推理层的功能是根据用户的指令来对决策进行制定。此外，ISR控制系统仅能够在Linux中进行操作，并且没有公开化使用。

移动机器人控制系统设计

? 197 ? ELECTRONICS WORLD?技术交流 移动机器人控制系统设计 广东工业大学 侯晓磊 随着移动机器人在人们社会生活中的地位不断提高，设计一种 可靠、稳定的机器人控制系统越发的变得重要起来，以NI公司的MyRIO控制器以其安全可靠、编程开发简单而脱颖而出。本文基于上述控制器、L298N电机驱动芯片Labview设计一种移动机器人控制软硬件系统系统，经验证，该系统运行稳定、可靠、高效。 1.前言 新一轮科技革命引发新一轮产业革命。“互联网+制造”构建工业4.0，智能制造成为我国由制造大国向制造强国转变的关键一步，移动机器人作为智能制造中的一个组成部分，作用越发的变得举足轻重。本文给出一种以MyRIO+L298N+Labivew的移动机器人控制系统。 2.IN MyRIO控制器 NI myRIO是NI最新设计的嵌入式系统设计平台。NI myRIO中内含双核ARM Cortex-A9，实时性高，并且还可以便捷定制FPGA I/ O，给开发设计人员提供更好的设计复杂系统的平台。 NI myRIO作为可重配置控制器具有以下重要特点： 易于上手使用：引导性安装和启动界面可使开发人员更快地熟悉操作，协助开发人员快速了解工程概念，完成设计任务。编程设计简单，利用实时应用、内置WiFi等功能，开发人员可以实现远程部署应用，“无线”操控。 板载资源众多：有丰富的数字I/O接口，提供SPI串行外设接口、PWM脉宽调制输出端口、正交编码器输入端口、UART异步收发器端口和I2C总线接口、多个单端模拟输入、差分模拟输入和带参考的模拟输入等可供选择的资源。 另外，NI MyRIO还提供可靠性能较好的控制器保护电路，防止由于意外操作造成控制器不可恢复性损坏，总之，NI MyRIO为开发人员提供了一个编程简易，设计电路方便，不用刻意担心意外操作而影响控制器使用的平台。 3.L298N电机控制芯片 L298N是一种用来驱动电机的集成电路，可以较稳定的输出平稳电流和较强的功率。工作均电流为2A，最高可达4A，最高输出电压为50V，能够带动带有感性元件的负载。控制器可以直接通过输入输出口与电机驱动芯片联接，从而方便控制驱动芯片的输出。如将芯片驱动直流电机时，可以直接与步进电机相联接，通过调节控制器输出实现步进电机的的正反转功能当控制直流电机时，可以通过调节控制芯片的电压信号的极性，PWM波的占空比，从而实现直流电机转速和转向的调节。4.系统硬件部分设计 系统采用MyRIO整体框架，外围增设电机驱动电路、避障驱动电路、里程计电路、液晶显示电路、陀螺仪电路。通过MyRIO主控制发送控制信号驱动移动机器人运动，实时通过外围传感器获取位置信息反馈给主控制 器，然后控制器通过闭环系统调节当前位置以保证对目标位置的追踪。 图1 5.系统软件部分设计 系统软件部分采用经典控制理论的闭环控制系统，将电机、主控制器和外设传感器构成闭环系统，通过调节闭环统的参数，来使 移动机器人以较小偏差追踪按照预定轨迹。 图2 6.结束语 本文介绍了基于NI MyRIO控制器设计移动机器人控制系统，通过仿真和实物测试，能较好的完成对任务的追踪踪。 参考：From Student to Engineer:Preparing Future Innova-tors With the NI LabVIEW RIO Architecture https://www.wendangku.net/doc/c818464118.html,.2014-04-01；王曙光,袁立行,赵勇.机器人原理与设计.人民邮电出版社,2013 。

全方位轮式移动机器人控制器设计与实现

第25卷第2期 系统工程与电子技术 Systems Engineering and E lectronics 　 V ol 125,N o 122003 收稿日期:2001-12-04 修订日期:2002-04-15 作者简介:杨福广(1974-),男,硕士研究生,工程师,主要研究方向为机器人控制。 　文章编号:10012506X (2003)022******* 全方位轮式移动机器人控制器设计与实现 杨福广1,周风余1,侯宏光2 (1.山东科技大学机器人研究中心,山东济南250031;2.海军潜艇学院,山东青岛266071) 摘　要:全面介绍了一种全方位移动机器人的控制系统体系结构及软件的控制策略,包括采用的超声和激光传感器系统、网络化无线通讯系统、基于上下位机的计算机控制系统等方面。重点介绍了基于LM628的系统的伺服控制方法,并给出了机器人运动实验的结果,证明了系统的可行性。该系统适合在非结构化动态环境中进行分布式多Agnet (智能体)、多机器人的协作与协调、移动机器人路径规划与避碰等研究。 关键词:移动机器人;控制器;传感器中图分类号:TP24 文献标识码:A Design and R ealization of the Controller for the Mobile R obot With Full Mobility Y ANG Fu 2guang 1,ZH OU Feng 2yu 1,H OU H ong 2guang 2 (1.Shandong University o f Science &Technology ,Jinan 250031,China ; 2.Navy Submarine Academy ,Qingdao 266071,China ) Abstract :T he system con figuration of hardware and control strategy for rob ot with full m obility is introduced.T he sens or system including ultras onic and laser ,wireless communication system using netw ork and the control system based on master 2slave com puter are presented.T he serv o control meth od that based on LM628is introduced and the result which proves the feasibility is given.T his system is adapted to study distributed muti 2agent ,the cooperation and harm ony of muti 2rob ot ,path plan and obstacle av oidance of m obile rob ot in n one con figuration dynamic circumstance. K eyw ords :M obile rob ot ;C ontroller ;Sens or 1　引　言 近年来随着人工智能技术、计算机技术等相关技术的发展,对智能机器人的研究越来越多。轮式移动机器人 (W MR )可以作为各种智能控制方法(包括动态避障、群体协 作策略)的良好载体,同时又可以方便地构成网络化的分布式系统,开展多智能体的调度、规划等研究,所以对它的研究越来越受到重视。 本文全面介绍了一种全方位移动机器人的控制系统体系结构,包括传感器、通讯、伺服控制系统等,并给出了实验结果,证明了系统的可行性。 2　移动机器人的计算机控制系统的硬件 结构及工作原理 由于机器人不断移动的需要,系统采用充电电池供电。机器人硬件平台由两台工业PC 机、一块由LM628构成的伺服板、三个PW M 放大器和直流伺服电机组成。其结构框图如图1所示。系统可以分成以下四个模块:监控模块、感知 模块、路径规化和逆运动学计算模块、执行模块。 (1)监控模块 该模块的功能通过监控计算机来实现,在Win98下用 Visual C ++6.0开发,主要功能包括: ①任务描述　利用操作者规定的语言,描述对机器人的控制任务。 ②监控指令输入　在机器人完成任务的过程当中,操作者根据任务的执行情况以及环境的状况,对系统进行适当的干预,以充分发挥人的智能,构成人-机合作系统。如遇到不可避开的障碍、或者多个机器人运动过程中发生死锁等意外情况,都需要操作者适时的干预。 ③文本和图形的显示界面　以文本或者图形的方式实时地显示机器人系统的工作信息,包括当前正在执行的任务,机器人的位置、速度、障碍物等环境信息。 监控计算机是通过无线网络与每一个移动机器人取得联系的。 (2)感知模块 传感器作为机器人的感知部分,是机器人具有自主能力的重要前提条件。在W MR 系统中,共有三种传感器:超声、