LP64930同步整流5V3.6A DCDC车充用IC

L P64930

30V 3.5A Synchronous Buck Converter

General Description

The LP64930 is a synchronous step down regulator with CC control from a high voltage input supply. Operating with an input voltage 8V~30V, the LP64930 achieves 3.5A continuous output current with excellent load and line regulation. Current mode operation provides fast transient response and eases loop stabilization.

The LP64930 requires a minimum number of readily available standard external components. Other features include cable compensation, programmable current limit and thermal shutdown.

The LP64930 converters are available in the industry standard SOP8 packages.

Order Information

LP64930 □ □ □ □

F: Pb-Free

Package Type SO: SOP8 Current Sense Voltage A: V CS =53mV B: V CS =65mV

Applications

? Car Charger / Adaptor

? Pre-Regulator for Linear Regulators ? Distributed Power Systems ? Battery Charger

Features

◆ Wide 8V to 30V Continuous Operating Input

Range ◆ 58mΩ/45mΩ Low R DS(ON) Internal Power

MOSFET ◆ Up to 93% Efficiency

◆ Default 180kHz Switching Frequency ◆ Internal Soft Start

◆ Output Line Drop Compensation

◆ Over-Current Protection (OCP) programmable

with External Resistor ◆ No Loop Compensation Required ◆ Thermal Shutdown ◆ Available in SOP8 Package

Typical Application Circuit

Marking Information

＊＊＊输出带过压保护，不烧手机＊＊＊

Functional Pin Description

Pin Description

Function Diagram

Absolute Maximum Ratings Note 1

?VIN to GND -------------------------------------------------------------------------------------------------- -0.3V to +36V ?SW to GND -------------------------------------------------------------------------------------------------- -0.3V to +36V ?All other pin to GND ----------------------------------------------------------------------------------------- -0.3V to +6V ?Storage temperature range --------------------------------------------------------------------------- -55℃to +150℃?Maximum Operating Junction temperature ------------------------------------------------------------------- +150℃?Maximum Soldering Temperature (at leads, 10 sec) ------------------------------------------------------ +260℃Note 1. Stresses beyond those listed under “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability.

Thermal Information

?Maximum Power Dissipation ( P D,T A=25℃) --------------------------------------------------------------------- 1.5W ?Thermal Resistance (θJA) ------------------------------------------------------------------------------------------ 80℃/W

ESD Susceptibility

?HBM(Human Body Mode) --------------------------------------------------------------------------------------------- 2KV ?MM(Machine Mode) --------------------------------------------------------------------------------------------------- 200V

Recommended Operating Conditions

?Operating Junction Temperature Range (TJ) ------------------------------------------------------ -40℃to 150℃?Ambient Temperature Range --------------------------------------------------------------------------- -40℃to 85℃

Electrical Characteristics

V IN=12V，T A=25℃, unless otherwise noted

Application Information

The LP64930 operates by a constant frequency, current mode architecture. The output voltage is set by an external divider returned to the FB pin. An error amplifier compares the divided output voltage with a reference voltage of 0.6V and adjusts the peak inductor current accordingly.

Thermal Protection

The total power dissipation in LP64930 is limited by a thermal protection circuit. When the device temperature rises to approximately +150℃, this circuit turns off the output, allowing the IC to cool. The thermal protection circuit can protect the device from being damaged by overheating in the event of fault conditions. Continuously running the LP64930 into thermal shutdown degrades device reliability. Current Limit

The Current limit is set by outside resistance (R SEN), When the CS voltage larger than 53mV/65mV, the current limit is happened that driver can be turned off. The current limit set according to the following equation:

I OUT = V CS / R SEN Setting Output Voltage

The output voltage is set with a resistor divider from the output node to the FB pin. It is recommended to use divider resistors with 1% tolerance or better. To improve efficiency at very light loads consider using larger value resistors. If the values are too high the regulator is more susceptible to noise and voltage errors from the FB input current are noticeable. For most applications, a resistor in the 10k? to 1M?range is suggested for R UP and R DN. The output voltage is established by the following equations

V OUT = 0.6V ?（1 + R UP / R DN）

Where V REF is 0.6V.

Output Cable Resistance Compensation

To compensate for resistive voltage drop across the charger's output cable, the LP64930 integrates a simple, user-programmable cable voltage drop compensation using the impedance at the FB pin. The delta V OUT rises when the feedback resistance R SEN value rises, use the equation below:

ΔV OUT(V)=I OUT(A)?R SEN(mΩ)?R UP(KΩ) /40 KΩ

Packaging Information

SOP8

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝

同步整流电路

随着现代电子技术向高速度高频率发展的趋势，电源模块的发展趋势必然是朝着更低电压、更大电流的方向发展，电源整流器的开关损耗及导通压降损耗也就成为电源功率损耗的重要因素。而在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选。其导通压降基本上都大于0.4V，当电源模块的输出电压随着现代电子技术发展继续降低时，电源模块的效率就低得惊人了，例如在输出电压为3.3V时效率降为80%，1.5V输出时效率不到70%，这时再采用肖特基二极管整流方式就变得不太可能了。 为了提高效率降低损耗，采用同步整流技术已成为低电压、大电流电源模块的一种必然手段。同步整流技术大体上可以分为自驱动（selfdriven）和他驱动（controldriven）两种方式。本文介绍了一种具有预测时间和超低导通电阻（低至2.8mΩ/25℃）的他驱动同步整流技术，既达到了同步整流的目的，降低了开关损耗和导通损耗，又解决了交叉导通问题，使同步整流的效率高达95%，从而使整个电源的效率也高达90%以上。 1SRM4010同步整流模块功能简介 SRM4010是一种高效率他激式同步整流模块，它直接和变压器的次级相连，可提供40A的输出电流，输出电压范围在1∽5V之间。它能够在200∽400kHz 工作频率范围内调整，且整流效率高达95%。如果需要更大的电流，还可以直接并联使用，使设计变得非常简单。 SRM4010模块是一种9脚表面封装器件，模块被封装在一个高强电流接口装置包里，感应系数极低，接线端功能强大，具有大电流低噪声等优异特性。 SRM4010引脚功能及应用方式一览表 引脚号引脚名称引脚功能应用方式 1CTCHCatch功率MOSFET漏极接滤波电感和变压器次级正端 2FWDForward功率MOSFET漏极接变压器次级负端 3SGND外控信号参考地外围控制电路公共地 4REGin内部线性调整器输入可以外接辅助绕组或悬空 5REGout5V基准输出可为次级反馈控制电路提供电压 6PGND同步整流MOSFET功率地Catch和Forward功率MOSFET公共地 7CDLY轻载复位电容端设置变压器轻载时的复位时间 8CPDT同步整流预测时间电容端Catch同步整流管设置预置时间

LT1952-可以实现最佳同步整流的正激电路控制

LT1952—可以实现最佳同步整流的正激电路控制LT1952是一个电流型可将同步整流实现最佳化控制的简单的正激变换拓 扑。初级仅用一颗MOS。LT1952即可实现从25W到500W的电源供给。且有非常高的效率和可靠性。低的复杂性和低成本利于小空间应用。LT1952的关键特性包括自动最大占空比箝制。二次侧最佳同步整流控制，精密100mV的低过流检测保护阈值。在低应力的短路保护控制下的触发软起动。LT1952的各种关键功能示于图1。 图1 LT1952内部方框等效电路 启动部分 在正常条件下，SD-V SEC端必须超过1.32V，V IN端必须超过14.25V时才允许IC开启。两者联合使2.5V基准建立以供给LT1952的控制电路。并提供2.5mA 的外部驱动，SD-V SEC的阈值可以用于外部调节系统输入电压的欠压锁定阈值。UVLO的窗口阈值也可以由SD-V SEC端调节。启动前它给出11μA电流。启动后变为0μA。时序图如图2。 图2 LT1952 工作时序

随着LT1952开启。V IN端会降到8.75V以上，若低于此值。IC则关断，V IN 的窗口电压5.5V有很低的460μA启动输入电流。接一支电阻和一个电容网络到供电端V IN，V IN电容值的选择原则为防止其电压在辅助绕组供给V IN端电流之前降到8.75V以下。 输出驱动 LT1952有两个输出端子，SOUT和OUT。OUT端提供±1A峰值的MOS栅驱动能力，电压箝制在13V以下。SOUT端提供±50mA的12V以下的峰值驱动。用以给二次侧的同步整流控制提供合适的信号。对于SOUT和OUT的供出。PWM 的锁定设置在每个主振周期的开始。 输出信号的给出比同步输出信号有一点延迟时间为T delay。（图2）T delay 的调整由DELAY端至地接一电阻来完成。调此时间达到二次同步整流的最佳化。 SOUT及OUT关断在每个周期内同时完成，完成方法有三： ㈠MOSFET峰值电流在I SENSE端起出。 ㈡自适应最大占空比的箝制在负载及输入电压条件下达标。 ㈢最大占空比复位，PWM锁住。 在以下任何条件下，低V IN，低SD-V SEC或OC端过流检测出，这时重新的软起动锁住两输出，令其关断。 前沿消隐 为防止MOS开关噪声导致的SOUT及OUT过早关断，需调节前沿消隐，这意味着电流检测比较器及过流比较器的输出在MOS开启时要消隐掉，在OUT 的前沿之后也要消隐一小段时间，（图6）所要消隐的时间可由调节BLANK到地的电阻值来完成。 自适应最大占空比调制 对于正激变换器要用最简化的单一MOSFET的拓扑完成。因此最大占空比箝制适应变压器的输入电压才可以可靠地控制功率MOS，该伏、秒箝制提供给变压器复位一个安全保障。防止变压器饱合而不能复位。连续的负载变化会导致变换器加大占空比。如果占空比太大，变压器的复位电压会超出初级侧MOS的耐压限度，导致灾难性损坏。许多变换器解决此问题的方法是采用限制MOSFET 的最大占空比为50%的方法来解决，或采用另一固定的最大占空比来解决。这会导致MOSFET非常大的反压。LT1952提供了一个伏秒箝制法解决，使MOSFET 的最大占空比可以超过50%，这样对同样MOS变压器及整流器可以给出更大的功率。而体积却可以缩下来。此外，伏秒箝制还容许降低MOSFET的承受电压，这样MOSFET的R DS ON就比较小，效率就提高了，伏秒箝制定义了最大占空比的保障轨，在系统输入电压增加时，它会降落下来。 LT1952的SD-V SEC和SS-MAXDC端提供一个无电容的调整伏秒箝制解决方案。一些控制器有伏秒箝制控制开关的最大占空比是采用外接电容调整开关的最大导通时间，这种技术有一个伏秒箝制的不准确性。它与外面大的偏差电容及其漂移有关与内部振荡器的漂移也有关，而LT1952只用一支来执行伏秒箝制而不必用精确的外部电容也与振荡器的幅度及频率变化也无关。 在SD-V SEC端上电压的增加会使最大占空比的箝制减少。如果SD-V SEC采用由变压器输入电压处经过电阻分压后供给。则一个伏秒箝制就完成了。为调节初始最大占空比的箝制，SS-MAXDC端电压用一分压器从2.5V V REF处到地取得，SS-MAXDC端上的电压增加时，提供的最大占空比箝制也增加。

同步整流技术分享

江苏宏微科技股份有限公司 Power for the Better
同步整流技术及主要拓扑电路
宏微科技市场部
2015-9-16

Contents
? 同步整流电路概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
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1 CONFIDENTIAL
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? 同步整流技术概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
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同步整流技术概述
由于中低压MOSFET具有很小的导通电阻，在有电流通过时产生的电压降很 小，可以替代二极管作为整流器件，可以提高变换器的效率。
diode
MOSFET
MOSFET作整流器时，栅源极间电压必须与被整流电压的相位保持同步关系才 能完成整流功能，故称同步整流技术。 MOSFET是电压控制型开关器件，且没有反向阻断能力，必须在其栅-源之 间加上驱动电压来控制器漏-源极之间的导通和关断。这是同步整流设计的难 点和重点。 根据其控制方式，同步整流的驱动电路分为 ?自驱动方式； ? 独立控制电路他驱方式； ? 部分自驱+部分他驱方式结合；
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适配器的反激同步整流控制电路分析

适配器的反激同步整流控制电路分析随着消费类电子的发展，其外部供电电源(适配器)所消耗的电能占全球能耗的比例在急剧加大，成为不可忽视的耗能“大户”。以美国为例，每年适配器需要消耗电能3000亿度/年，占整个国家每年用电总量的11%。 在节能减排深入人心的当今，目前各国政府的法规中对外部电源的要求越来越严格。美国能源之星5.0，针对外部电源的平均效率也作出了更为苛刻的规范。 表1：输出电压Vout>6V时的电源效率。 表2：输出电压Vout<6V时的电源效率。 高功率密度，高集成度毫无疑问已经成为电子技术发展的方向，电源效率的提升不仅能减小电源的体积还能大大提高电源的可靠性。 适配器作为小功率的消费品，设计成本成为设计工程师首要考虑关键因素，Flyback 结构因为电路简单，已经成为设计150W以下适配器普遍采用的电路架构。 传统采用肖特基作为整流输出的设计中，因为肖特基的壁垒电压VF的存在，使得大电流输出的情况下，消耗在肖特基上的损耗很大，不仅造成电源效率低下，更因为温度过高降低了电源的可靠性。为了解决这问题，同步整流技术应运而生，同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流肖特基二极管以降低整流损耗的一项新技术。 深圳鹏源电子致力于为客户提供成本更优，效率更高的同步整流方案，为了满足客户高效高功率密度的设计需要。 准谐振(Quasi-resonance)因为谷底开通，能有效降低Flyback的开关损耗，提升效率，但需要注意的是QR临界电流模式，其导通损耗较连续电流模式(CCM)要大，所以在115Vac电压输入无PFC的情况下，QR的控制方式反而没有CCM的效率高。而且QR为变频控制，在低输入电压满载的情况下开关频率很低，这就需要更大的变压器，电源的体积受到了限制。因此，为提高效率，目前许多厂家都采用多模式控制方式，即在高压输入的情况下工作QR模式，在低压输入的情况下工作在CCM模式。众所周知，目前所有厂家的同步整流控制器都只能工作在断续或临界模式，而擎力科技所推出的同步整流控制IC采用

同步整流技术总结

同步整流总结 1概述 近年来，为了适应微处理器的发展，模块电源的发展呈现两个明显的发展趋势：低 压和快速动态响应，在过去的10年中，模块电源大大改善了分布式供电系统的面貌。即使是在对成本敏感器件如线路卡，单板安装，模块电源也提供了诱人的解决方案。然而，高速处理器持续降低的工作电压需要一个全新的，适应未来的电压方案，尤其考虑到肖特级二极管整流模块不能令人满意的效率。同步整流电路正是为了适应低压输出要求应运而生的。由于一般的肖特基二极管的正向压降为0.3V以上，在低压输出时模块的效率 就不能做的很高，有资料表明采用肖特基二极管的隔离式DC-DC模块电源的效率可以 按照下式进行估算： V out V out (0.1 V out V cu V f) 0.1 V out—原边和控制电路损耗 V cu —印制板的线路损耗 V f —整流管导通压降损耗 我们假设采用0.4V的肖特基整流二极管，印制板的线路损耗为0.1V，则1.8V的模 块最大的估算效率为 72%。这意味着28%的能量被模块内部损耗了。其中由于二极管导通压降造成的损耗占了约15%。随着半导体工艺的发展，低压功率MOS管的的有着越 来越小的通态电阻，越来越低的开关损耗，现在IR公司最新的技术可以制作30V/2.5m Q的MOS管，在电流为15A时，导通压降为0.0375,比采用肖特基二极管低了一个数量级。所以近年来对同步整流电路的研究已经引起了人们的极大关注。在中大功率低压输出的DC-DC变换器的产品开发中，采用低压功率MOSFET替代肖特基二极管的方案 得到了广泛的认同。今天，采用同步整流技术的ON-BOARD 模块已经广泛应用于通讯 的所有领域。 2同步整流电路的工作原理 图1采用同步整流的正激电路示意图(无复位绕组)

电流驱动同步整流反激变换器的研究

电流驱动同步整流反激变换器的研究 陈丹江，张仲超 (浙江大学，浙江杭州310027） 摘要：分析了工作在恒频DCM方式下的反激同步整流变换器。为了提高电路的效率，采用了一种能量反馈的电流型驱动电路来控制同步整流管。分析了该驱动电路的工作原理，并给出了设计公式。实验结果表明该方法提高了反激变换器效率的有效性。 关键词：反激；同步整流；能量反馈；电流驱动ResearchonaFlybackConverterUsing 1引言 随着数字处理电路（data processingcircuits）的工作电压的持续下降，保持电路的高效率受到了很大的技术挑战。这是由于在低压电源中，二极管的正向压降引起的损耗占了电路总损耗的50％以上。由于MOSFET同步整流管SR（synchronousrectifiers）的低导通电阻，在大量的电路中都用来代替效率低的肖特基二极管，特别是在低压电源中[1]。 反激是一种广泛应用于小功率的拓扑，由于只有一个磁性元件，而具有体积小，成本低的优点。但是，目前同步整流在正激电路中的应用比较多，而在反激电路中的应用却很少。这是由于正激电路比较适合大电流输出，能够更好地体现同步整流的优势；另外一个原因是可采用简单的自驱动，而反激电路原边开关和副边开关理论上会有共通。但是，如果考虑到实际电路中变压器的漏感，则这种情况是不会产生的，所以当输出电流不是很大时，采用反激电路还是值得考虑的。本文将对工作在DCM方式下的同步反激电路进行分析。 同步整流中最重要的一个问题是同步管的驱动设计。同步管的驱动大体上可以分为自驱动（self driv en）和他驱动（control driven），本文介绍了一种能量反馈的自驱动电路。 2同步整流在反激电路中的应用 带有同步整流的反激电路如图1所示。一般来说，电路可以工作在CCM或DCM方式，开关频率可以是恒频（CF），也可以是变频（VF）。下面主要对工作在恒频DCM方式的工作过程进行分析。主要波形如图2所示。在DCM方式下工作时，原边开关开通时储存在变压器励磁电感上的能量在开关关断时全部传送到副边。从图2可以看出，在原边开关开通之前，副边电流已经为零了。由于MOSFET具有双向导电特性，所以为了防止副边电流逆流，必须在其到达零点时（即t3）或很短的一小段时间里关断SR。因此，DCM方式下工作的反激电路必须要有一个零电流检测环节来控制电路。 在t3时刻SR关断以后，励磁电感Lm和电容Ceq=Csw＋进行谐振，谐振阻抗为： Zm=（1） 直到t5时刻原边开关开通为止。同时，由于VDS的存在，原边开关开通时的开通损耗为：

同步整流

同步整流技术及其在DC／DC变换器中的应用 沙占友，王彦朋，于鹏 (河北科技大学，河北石家庄050054） 摘要：同步整流技术是采用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管，因此能大大降低整流器的损耗，提高DC／DC变换器的效率，满足低压、大电流整流的需要。首先介绍了同步整流的基本原理，然后重点阐述同步整流式DC／DC电源变换器的设计。 关键词：同步整流；磁复位；箝位电路；DC／DC变换器 1 同步整流技术概述 近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在向低电压、大电流输出的DC／DC变换器中迅速推广应用。DC／DC变换器的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V 或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）PO，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015Ω。Philips公司生产的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOSTM技术制成的，其通、断状态可用逻辑电平来控制，漏－源极通态电阻仅为0.0155Ω。IR公司生产的IRL3102（20V／61A）、IRL2203S（30V／116A）、IRL3803S（30V／100A）型功率MOSFET，它们的通态电阻分别为0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，在通过20A电流时的导通压降还不到0.3V。这些专用功率MOSFET的输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流功率变换器的首选整流器件。 最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成电路（SRIC）。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动N沟道功率MOSFET的高速CMOS控制器。IR1176可不依赖于初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位（active clamp）、栅极驱动补偿等复杂电路。IR1176适用于输出电压在5V以下的大电流DC／DC变换器中的同步整流器，能大大简化并改善宽带网服务器中隔离式DC／DC变换器的设计。IR1176配上IRF7822型功率MOSFET，可提高变换器的效率。当输入电压为＋48V，输出为＋1.8V、40A时，DC／DC 变换器的效率可达86％，输出为1.5V时的效率仍可达到85％。 2 同步整流的基本原理 单端正激、隔离式降压同步整流器的基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，

NS6316规格书,3A车充IC方案,可限流

NS63164-30V 输入3A 输出同步降压稳压器 1特性 ●宽输入电压范围：4V 至30V ●宽输出电压范围：1.8V 至28V ●效率可高达92%以上●超高恒流精度：±5%●恒压精度：±2%●无需外部补偿 ●开关频率：130kHz ●输入欠压/过压、输出短路和过热保护●SOP-8封装● 输出电流：3A 2应用范围 ●车载充电器/适配器●线性调节前置稳压器●分布式供电系统● 电池充电器 3说明 NS6316是支持高电压输入的同步降压电源管理芯片，在4~30V 的宽输入电压范围内可实现3A 的连续电流输出。通过调节FB 端口的分压电阻，可以输出1.8V 到28V 的稳定电压。NS6316具有优秀的恒压/恒流(CC/C)特性。NS6316采用电流模式的环路控制原理，实现了快速的动态响应。NS6316工作开关频率为130kHz ，具有良好的EMI 特性。 NS6316内置线电压补偿，可通过调节FB 端口的分压电阻阻值来实现。NS6316不仅可实现单芯片降压电源管理方案，还可以与QC2.0/QC3.0识别芯片构成快速充电电源管理方案。另外，芯片包含多重保护功能：过温保护，输出短路保护和输入欠压/过压保护等。 NS6316采用SOP8的标准封装。4典型应用电路 NS6316方案PCB和原理图： https://www.wendangku.net/doc/cf9218328.html,/product/NS6316-274.html 。

SOP-8的管脚图如下图所示： 6极限工作参数 ●VIN 电压-0.3V ~33V ●FB 电压-0.3V ~33V ●SW 电压-0.3V ~33V ●CSN 电压-0.3V ~33V ●CSP 电压-0.3V ~33V ●工作温度范围-40℃~+85℃●存储温度范围-55℃~+150℃ ●结温范围 +150℃● 焊接温度（10s 内） +265℃ 注1：超过上述极限工作参数范围可能导致芯片永久性的损坏。长时间暴露在上述任何极限条件下可能会影响芯片的可靠性和寿命。 注2：NS6316可以在0℃到70℃的限定范围内保证正常的工作状态。超过-40℃至85℃温度范围的工作状态受设计和工艺控制影响。 编号管脚名称管脚描述管脚功能 1 FB 反馈输入 该管脚用于检测并设定输出电压；输出电压大小由R1和R2设定：V OUT =1.0V×[1+(R1/R2)]2CSN 输出电压 输出电压脚 3CSP 电流采样脚 该管脚用于检测并设定输出恒流值；输出恒流值大小由R3设定：Icc=Vcc_ref/R3 4VIN 电源供电管脚，该管脚应接至少100uF 电解电容到地，以避免输入端在工作时出现较大的电压波动 5,6 SW 功率开关输出端 该管脚为开关节点，与电感连接，用于负载功率输出 7,8GND 地接地管脚

同步整流电路分析

同步整流电路分析作者gyf2000 日期2007-4-22 20:21:00 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

同步整流实现反激变换器设计.

同步整流实现反激变换器设计 摘要：详细分析了同步整流反激变换器的工作原理和该驱动电路的工作原理，并在此基础上设计了100V~375VDC 输入，12V/4A 输出的同步整流反激变换器，工作于电流断续模式，控制芯片选用UC3842，对设计过程进行了详细论述。通过Saber 仿真验证了原理分析的正确性，证明该变换器具有较高的变换效率。 引言 反激变换器具有电路简单、输入输出电压隔离、成本低、空间要求少等优点，在小功率开关电源中得到了广泛的应用。但输出电流较大、输出电压较低时，传统的反激变换器，次级整流二极管通态损耗和反向恢复损耗大，效率较低。同步整流技术，采用通态电阻极低的专用功率MOSFET来取代整流二极管。把同步整流技术应用到反激变换器能够很好提高变换器的效率。 1 同步整流反激变换器原理 反激变换器次级的整流二极管用同步整流管SR 代替，构成同步整流反激变换器，基本拓扑如图1(a)所示。为实现反激变换器的同步整流，初级MOS 管Q 和次级同步整流管SR 必须按顺序工作，即两管的导通时间不能重叠。当初级MOS 管Q 导通时，SR 关断，变压器存储能量;当初级MOS 管Q 关断时，SR 导通，变压器将存储的能量传送到负载。驱动信号时序如图1(b)所示。在实际电路中，为了避免初级MOS 管Q 和次级同步整流管SR 同时导通，Q 的关断时刻和SR 导通时刻之间应有延迟;同样Q 的导通时刻和SR 的关断时刻之间也应该有延迟。 图1 同步整流反激变换器 2 同步整流管的驱动 SR 的驱动是同步整流电路的一个重要问题，需要合理选择。本文采用分立元件构成驱动电路，该驱动电路结构较简单、成本较低，适合宽输入电压范围的变换器，具体驱动电路如图2 所示。SR 的栅极驱动电压取自变换器输出电压，因此使用该驱动电路的同步整流变换器的输出电压需满足SR 栅极驱动电压要求。

正激变换器中同步整流驱动分析

正激变换器中同步整流驱动分析 摘要:对同步整流的概念进行了定义并按驱动方式将它分为自驱动同步整流和外驱动同步整流；然后对正激变换器中自驱动和外驱动同步整流的特性分别进行了比较分析,在自驱动部分重点分析了RCD 箝位和有源箝位2 种形式的同步整流正激变换器电路;并讨论了影响同步整流效率的因素及提高效率应采取的措施;最后通 过实验得出结论,同步整流是低压、大电流电源中提高效率的有效方法。 关键词: 正激变换器; 同步整流; 自驱动; 外驱动 计算机、通信交换机等数据处理设备在电路密度和处理器速度不断提高的同时,电源系统也向低压、大电流和更加高效、低耗、小型化方向发展。如今IC 电压已经从5 V 降为3. 3 V 甚至1. 8 V ,今后还会更低。在DC2DC 变换器中,整流部分的功耗占整个输出功率的比重不断增大,已成为制约整机效率提高的障碍。传统整流电路一般采用功率二极管整流,由于二极管的通态压降较高,因此在低压、大电流时损耗很大。这就使得同步整流技术得到了普遍关注并获得大量应用[1 ,2 ] 。同步整流技术就是用低导通电阻MOSFET 代替传统的肖特基整流二极管,由于MOSFET 的正向压降很小,所以大大降低了整流部分损耗[2 ] 。同时对MOSFET 给出开关时序随电路拓扑工作要求作相应变化的门极驱动信号。由于门极驱动信号与MOSFET开关动作接近同步,所以称为同步整流(Synchronous Rectification ,简称SR) 。 1 正激变换器中的同步整流 自驱动同步整流是指直接从变压器副边绕组或副边电路的某一点上获取电压驱动信号,来驱动同步整流管。外驱动同步整流是指通过附加的逻辑和驱动电路,产生随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号,驱动SR 管。这种驱动方法能提供高质量的驱动波形,但需要一套复杂的驱动控制电路。相比较来说,自驱动同步整流的电路结构简单,所需元件数量较少;同时自驱动同步整流续流二极管靠复位电压驱动,所以工作特性依赖于功率变压器的复位方式。理想情况是变压器复位时间与主开关管关断时间相等,这样,输出电流将在整个关断期间内通过同步整流管续流[4 ] 。由于漏源极间PN 结的存在,使MOSFET 漏源极之间存在一个集成的反向并联体二极管。电路拓扑要求整流管有反向阻断功能,因此MOSFET 作为整流管使用时,流过电流的方向必须是从源极到漏极,而不是通常的从漏极到源极[4 ] 。实际应用中,2 只SR 管的驱动信号之间应保证足够的死区时间。因为在2 个SR 管换流期间,如果一只整流管已处于导通态,而另外一只还没有关断,就会造成短路,导致较大的短路电流,可能会烧毁MOS 管。但死区时间也不能过长,因为在死区时间内,负载电流从SR 管的体二极管流过,完成MOSFET 作为整流管的功能,如果死区时间过长,电路虽然仍能正常工作,但会增加损耗。因此,从减小损耗的角度考虑,死区时间应设置得足够小。 图1 RCD 箝位自驱动同步整流正激变换器

同步整流电路分析

一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达～，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用甚至或的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC ／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路 2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的

同步整流电路分析

同步整流电路分析 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路

双管正激同步整流变换器

本科毕业设计（论文） 双管正激同步整流变换器 *** 燕山大学 2012年6月

本科毕业设计（论文） 双管正激同步整流变换器 学院（系）：里仁学院 专业：08应电2班 学生姓名：*** 学号：*** 指导教师：*** 答辩日期：2012/6/17

燕山大学毕业设计（论文）任务书学院：系级教学单位： 学号*** 学生 姓名 *** 专业 班级 08应电2班 题目题目名称推挽正激式DC-DC变换器的设计 题目性质 1.理工类：工程设计（√ ）；工程技术实验研究型（）； 理论研究型（）；计算机软件型（）；综合型（） 2.管理类（）； 3.外语类（）； 4.艺术类（） 题目类型 1.毕业设计（√ ） 2.论文（） 题目来源科研课题（）生产实际（）自选题目（√） 主要内容随着电源技术的发展，低电压、大电流的变换器因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。在开关电源中，正激式和反激式有电路拓扑结构简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。与正、反激式相比，推挽式变换器变压器利用率高，输出功率较大，基本不存在励磁不平衡的现象。因此，一般认为推挽式变换器适用于低压，大电流，功率较大的场合。应用SG3525设计一套用于正激电路的低压大电流变换器及其控制系统，并通过Pspice仿真验证其闭环控制性能。 基本要求1. 了解正激变换器的基本原理，建立推挽正激式低压大电流DC-DC变换器的Pspice仿真模型； 2. 基于SG3525的特性设计PI控制闭环系统，给出控制参数的设计过程； 3. 仿真验证控制系统的性能。 参考资料1. 基于SG3525控制的双管正激变换器 2. SG2525A-REGULA TING PULSE WIDTH MODULA TORS 3. 脉宽调制电路SG3525AN原理与应用 4. SG3525在开关电源中的应用 周次第～周第～周第～周第～周第～周 应完成的内容查阅资料、 分析原理 建立正激式 DC-DC变换器的 Pspice仿真模型 闭环控制参 数的设计与 整定； 仿真验证；撰写论文 准备答辩 指导教师： 职称：年月日系级教学单位审批： 年月日

同步整流技术在通信电源模块中的应用

同步整流技术在通信电源模块中的应用 摘要:本文介绍了同步整流技术(Synchronous Rectifier Technology)在通信电源模块中的应用，与传统技术进行了对比，结合实例具体分析了同步整流技术在实际产品应用中的技术优势和发展前景。 关键词: 同步整流；效率；基板结构 同步整流技术概述 现今电力电子技术在电源模块中发展的趋势是低电压、大电流。使得在次级整流电路中选用同步整流技术成为一种高效、低损耗的方法。由于功率MOSFET的导通电阻很低，能提高电源效率，所以在采用隔离Buck电路的DC/DC变换器中已开始形成产品。同步整流技术原理示意图见图1。 同步整流技术是通过控制功率MOSFET的驱动电路，来利用功率MOSFET实现整流功能的技术。一般驱动频率固定，可达200kHz以上，门极驱动可以采用交叉耦合(Cross-coupled)或外加驱动信号配合死区时间控制实现。 同步整流技术的应用 同步整流技术出现较早，但早期的技术很难转换为产品，这是由于当时 1)驱动技术不成熟，可靠性不高，现在技术已逐步成熟，出现了专用同步整流驱动芯片，如IR1176等； 2)专用配套的低导通电阻功率MOSFET还未投放市场； 3)还未采用MOSFET并联肖特基二极管以降低寄生二极管的导通损耗； 4)在产品设计中没有解决分布电感对MOSFET开关损耗的影响。 经过这几年的发展，同步整流技术已经成熟，由于开发成本的原因，目前只在技术含量较高的通信电源模块中得到应用。如Synqor，Tyco，Ericsson等公司都推出了采用同步整流技术的产品。 现在的电源模块仍主要应用在通信系统中，随着通信技术的发展，通信芯片所需的电压逐步降低，5V 和3.3V早已成为主流，正向2.5V、1.5V甚至更低的方向发展。通信设备的集成度不断提高，分布式电源系统中单机功率不断增加，输出电流从早期的10-20A到现在的30-60A，并有不断增大的趋势，同时要求体积要不断减小。这就为同步整流技术提供了广泛的应用需求。 同步整流技术与传统技术的对比 在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选。其导通压降大于0.4V，但当通信电源模块的输出电压随着通信技术发展而逐步降低时，采用肖特基二极管的电源模块效率损失惊人，在输出电压为5V时，效率可达85%左右，在输出电压为3.3V时，效率降为80%，1.5V输出时只有65%，应用已不现实。

反激 同步整流设计

由于传统开关电源存在对电网造成谐波污染以及工作效率低等问题，因此目前国内外各类开关电源研究机构正努力寻求运用各种高新技术改善电源性能[1]。其中，在开关电源设计中通过功率因数校正PFC(Power Factor Correction)技术降低电磁污染及利用同步整流技术提高效率的研发途径尤其受到重视。参考文献[2-3]专题研讨了有源功率因数校正(APFC)技术;参考文献[4]综述了单相并联式技术的最新发展;参考文献[5-6]分别优化设计了带负载电流反馈、并联式PFC 芯片的AC/DC变换器和升压式PFC变换器，但所设计的电源效率及功率因数分别在85%和90%以下，其性能还有待进一步提高。 本文设计并制作了一种高效低电磁污染的开关电源样机。测试结果表明，该电源具有优良的动态性能、较高的功率因数和工作效率，且控制简单，故具有一定的实际应用价值。 1 开关电源设计方案 开关电源的结构如图1所示，它主要由220V交流电压整流及滤波电路、功率因数校正电路、DC/DC变换器三大部分组成。 220V交流电经整流供给功率因数校正电路，采用Boost型PFC来提高电源的输入功率因数，同时降低了谐波电流，从而减小了谐波污染。PFC的输出为一直流电压UC，通过DC/DC变换可将该电压变换成所要求的两输出直流电压 Uo1(12V)和Uo2(24V)。 从图中可以看出，本电源系统设计的关键是在整流滤波器和DC/DC变换器之间加入了功率因数校正电路，使输入电流受输入电压严格控制，以实现更高的功率因数。同时设计中还采用同步整流技术以减少整流损耗，提高DC/DC变换效率。选用反激式准谐振DC/DC变换器，既能增强对输入电压变化的适应能力，又可以降低工作损耗。 为保证开关电源的性能，电源实际制作时还附加了一些电路：(1)保护电路。防止负载本身的过压、过流或短路;(2)软启动控制电路。它能保证电源稳定、可

最优秀的同步整流驱动IC-UCC24610

绿色同步整流器控制IC—UCC24610 在新一代绿色开关电源中，提高能效的关键技术是同步整流。二次侧控制各种电路拓扑的同步整流器控制IC—UCC24610。其为高性能控制器，即能驱动标准电平MOSFET，也可以驱动逻辑电平MOSFET，它即能大幅度减小整流的功耗，还能间接地减小初级侧的损耗。采用漏源电压检测，最适于反激变换器和LLC谐振半桥，其最适于4.5V~5.5V的输出电压，它提供一个可调节的辅助触发滤波器调节时段自动地在轻载之下开关，而且SYNC输入还可用于CCM系统，保护特色在TON和EN/TOFF端，防止由于开路或短路造成的导通运行。 主要特色如下： ◆直到600kHz工作频率； ◆V DS MOSFET检测； ◆ 1.6Ω漏入、2.0Ω源出的栅驱动阻抗； ◆自动轻载管理； ◆可调输入的保护特色； ◆20ns典型的关断比例延迟； ◆可以直接从5V输出电压供电； ◆可以从休眠和轻载模式下同步唤醒； ◆最少的外部元件； 由UCC24610作反激变换器同步整流的电路如图1： 图1 UCC24610 做反激电路同步整流的基本应用电路 由UCC24610作LLC谐振半桥同步整流的电路如图2：

图2 UCC24610 做半桥电路的同步整流驱动电路 UCC24610的内部方框电路如图3： 图3 UCC24610 的内部等效方框电路 * UCC24610外部引脚功能如下： ◆1PIN SYNC 栅关断同步端在SYNC端一个下降沿立即令栅电压为低电平， 将MOSFET关断，异步端到源漏电压，而不管TON时段的状态，当功率变换器在CCM下工作时，在开关变换器的命令下必须关断控制MOSFET，将SYNC接到初级侧变换器的信号处，用一支高压电容隔离，或变压器隔离，或其他合适的元件，连续的低电平在SYNC端将会使栅电平一直为低。 ◆2PIN EN/TOFF 使能功能和关断时段调节端，当V CC电平降到V CC(OFF)以下 时，UCC24610处在UVLO模式，EN/TOFF端在IC内经过一支10K电阻接

5V2A,3A车充IC,AT2601

Approved By Test By Miller Lin 深圳市天芯源电子有限公司 https://www.wendangku.net/doc/cf9218328.html, AT2601 TEST REPORT Product Model: USB CLA ● Test Status: ■Sample-test ● Input Voltage : 12V / 24V / 32V ● Dual Output Voltage: ● Dual Output Currant: ● The Duration Of Testing: 5V 2.1A 2012. 03. 30 ● Report Issue Date: : 2012. 03. 30

S W Circuit Diagram Dual Output Currant: 2.1A V in C3 C2 C1 R2 Q1 R1 10 4 1 0 0 u F /4 0 V 4 7 u F/4 0 V 51 0 2N39 04 0.12 U1 D1 V g ate Ip k G C1 V in FB G ND 1N41 48 G C2 TC R5 R4 C5 R6 1k 3K C6 10 3 16 0K L1 10 2 RX 10 0uH Vout R3 C4 22 C7 C9 51 0 15 0P D1 22 0uF 10 4 ZD 1 CX 10 2 SS 2 4 5.6V

Efficiency Test Output Ripple Test Output Capacitor 330uF/10V