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宽带直流放大器方案04

宽带直流放大器

摘 要

本设计以超低功耗单片机MSP430F449为控制核心,通过可控增益放大器AD603与THS3091分别实现信号增益的调节和末级的功率放大,在0~10M 带宽范围内的小信号进行有效放大,实现增益0dB~100dB 范围内的步进程控可调和手动连续可调,最大不失真输出电压有效值达10V 。系统主要由六个模块组成:直流稳压源、前级放大电路、可控增益放大电路、滤波器模块、功率放大模块和控制与显示模块。本设计在前级放大电路设有手动直流调节端,即对前级放大器的失调和直流零点漂移进行补偿,同时在后级放大电路中利用软件对后级放大器电路进行补偿,把系统的失调和漂移抑制在较低的限度之内。在放大器设计中考虑到了低功耗,设计有低功耗(即SHDN 功能)模式。 关键词关键词::可控增益放大器 功率放大 带宽

一、 方案选择与论证

分析设计题目的各项要求,放大器的增益调节是本题的重点,而功率放大的设计是本题的难点,也是设计的重点之一。对此,做以下的方案选择与论证。 1、可控增益放大器可控增益放大器

方案一:采用多级放大的级联实现可控增益放大。每一级设置不同的增益档位,通过模拟开关选择各级放大倍数实现信号的级联放大,最终实现的增益等于各级的增益之和。此方案实现原理简单,但需使用较多的模拟开关及和放大器且级联的运放较多,增加了系统的成本和不稳定性,尤其是各级的寄生电容等也会增加放大器级联调试的难度,降低放大器的稳定性,且难以实现放大器的增益的连续可调。

方案二: 采用可控增益运放AD603实现。AD603内部由R-2R 梯形电阻网络和固定增益放大器构成,加在其梯形网络输入端的信号经衰减后,由固定增益放大器输出,衰减量由加在增益控制接口的参考电压决定;而这个参考电压可通过单片机进行运算并控制D/A 芯片输出控制电压得来,从而实现较精确的增益控制,或者使用外部滑动变阻器产生的模拟电压控制这个参考电压以实现增益的手动连续可调。此外AD603能提供由直流到30MHz 以上的工作带宽,实际工作时可提供20dB 以上的增益,配合前、后级的放大器和电阻衰减网络就可以实现60dB 以上的增益调节。这种方案的优点是实现了增益的连续可调,易于控制,因此选用方案二。 2、功率放大器方案功率放大器方案

方案一:采用高频三极管等分立器件实现。三极管的使用灵活,成本比集成运放芯片低的多。但电路设计难度大,实际的调试过程也比较复杂,而且由于其分立元件的分布参数较大,增加了放大器的幅频特性的调试难度。

方案二:采用驱动负载能力较大的放大器实现,如T I 公司的THS3091、THS3095等芯片。该方法电路简单,增益可调,且可以通过运放并联的方法增加其驱动负载的能力。该种方案比较常用,实现较简单,方便调试,因此选择方案二。

二、 理论分析与计算

1、 放大器带宽增益积

1)电压反馈型(V F B)运算放大器的增益和带宽存在一定的关系:从对应的波特图上可以看出,从直流到由反馈环路的主极点决定的截止频率Fc 之间,增益是恒定不变的,在该频率以上,如果频率升高一倍,增益就会减半。运算放大器的3dB 带宽就是Fc ,增益越高,带宽越窄,带宽增益积BW ·u A =常数,u A 为放大器放大的倍数。所以电路设计时应在放大器的带宽和增益之间进行折衷选择。

假设放大电路的高频响应用下面的单极点函数表示

m H A(j ) =A (1+j )ωωω (2-1)

式中m A 为放大器的中频增益,ω为角频率,H ω为上限角频率。当引入负反馈并假设反馈网络的反馈系数是与频率无关的实数B 时,则有

f A (j ) =A(j )(1+BA(j ))ωωω (2-2)

将式(2-1)代入式(2-2)得

m m f m H A (1+A B)

A (j )=1+j [(1+A B)]

ωωω

由此可知,反馈中频增益为mf m m A =A A B),上限角频率Hf ω变为

Hf H m w = w (1+A B) (2-3)

这说明引入负反馈以后,放大电路的上限频率扩展了,扩展程度与反馈深度F 有关。

对本系统直流宽带放大器,放大器下限角频率为零赫兹,所以无馈时放大器的通频带H BW =f ,引入负反馈以后,放大器的通频带变为

f Hf BW =f =(1+AmB)? BW (2-4)

式(2-4)表明,引入负反馈后放大器通频带扩展到无反馈时的 m (1+A B)倍。而且有

mf A m

f m A ?BW =

(1+A B)

m ?(1+A B)m ?BW =A ?BW =常数

2)电流反馈型(C F B)运算放大器:在电流反馈运放中,开环响应是输出电压对输入电流的响应。因此,与电压反馈运放不同,电流反馈运放输入和输出之间的关系不是用增益表示,一般是用跨阻来表示,因此电流反馈运放也被称为跨阻放大器。电流反馈运放的跨阻在500k ?~1M ?之间。

与电压反馈运放不同,电流反馈运放没有恒定的增益带宽积。也就是说,当增益随着频率增加而降低时,降低的规律就不是增益衰减一半,带宽扩展一倍的了。电流反馈运放可以在较宽的增益范围内保持高带宽,但这是以反馈阻抗的选择有限制为代价的。例如,其中一个限制就是电流反馈运放的反馈环路中不允许有电容,因为电容会使高频下的反馈阻抗降低,从而导致振荡。由于同样原因,杂散电容也必须控制在运放的反相输入端周围。

本系统中使用的O PA 847,THS3001,THS3095带宽增益积分别为3.9G H z ,420MH z ,420MH z 。当然,改善系统幅频特性不仅仅考虑带宽增益积就足够的,还有其他因数的考虑,如运放的摆率、驱动负载的能力和小信号放大后的输出信号质量等。 2、 放大器通频带内增益起伏控制

本设计通频带内起伏控制主要含两个方面:放大器带内平坦度和滤波器幅频特性。 1)各级放大带内平坦度分析:系统使用AD603做可控增益放大,但只使用了其中控幅线性度较好的20dB ,并配合继电器切换其他几路固定增益放大实现增益的调节。基于10M 信号的固定增益放大的幅频特性良好,不会引入较大的起伏,实际测试时发现只有不大于0.3dB 的起伏,所以为了达到题目要求,需重点做用来控制带宽的滤波器。 2)滤波器的幅频特性:基于题目要求的频率较高,对滤波器有三点要求:截止频率较高,通带内较平坦,从1 dB 到3 dB 做到尽量陡峭。基于这些要求,系统选择椭圆滤波器来实现不同带宽的切换。椭圆滤波器在有限频率上既有零点又有极点。极零点在通带内产生等波纹,这与切比雪夫类似。阻带内的有限传输零点减小了过渡区,从而获得极为陡峭的衰减特性曲线。基于目前做滤波器的软件比较丰富,利用Filter Solutions 10.0滤波器软件先完成初步设计,在Multisim10中仿真,把各分立元件调整到适当的标称值完成最终设计。但实际制作中,由于各分立元件的寄生参数和Q 值不够理想,而使得实际做出来的滤波器与仿真的效果差异比较大。所以设计时各分立元件挑选寄生参数小而高Q 值的,并且留有一定的调整余地。实际制作滤波器中,如果作出来的滤波器截止频率偏大了0.2MHz ,则可以利用频率响应归一化原理来调整滤波器。把原仿真电路截止频率减小0.2MHz ,并记下新的参数,则只需要在原来的电路上改动电阻和电容,而电感不变。电阻和电容采用0805的贴片封装,且改动可以通过并联实现,方便调试。 系统完成了两个题目要求的滤波器以外,还做了可手动调换的各种滤波器配件,具体电路图和带宽见附录滤波器的电路。 3、 线性相位线性相位分析分析

假设某个频率的正弦信号通过一个系统的时间需要T ,则这个信号的输出相位落后原来信号ω×T 的相位。则该信号被延迟了。在实际系统中,一个输入信号可以分解为多个正弦信号的叠加,为了使得输出信号不会产生相位失真,必须要求它所包含的这些正弦信号通过系统的时间延迟是一样的,则要求落后的相位要正比于频

率ω。从系统的频率响应来看,就是要求它的相频特性是一条直线。本系统中会引入时延的主要有两个部分:各级运算放大器和滤波器。从个运算放大器相频特性曲线上可以看出运放不是线性相位系统。而完全理想的线性相位滤波器对于一定频率范围的时间延迟是一个常数,就可以实现线性相位。从本设计系统中的使用九阶无源椭圆低通滤波器的相频特性上看,此滤波器不是线性相位的。 4、 抑制直流零点漂移理论分析

零点漂移是指当放大电路输入信号为零时,由于受温度变化,电源电压不稳等因素的影响,使静态工作点发生变化,并被逐级放大和传输,导致电路输出端电压偏离原固定值而上下漂动。放大电路级数愈多、放大倍数愈大,输出端的漂移现象愈严重。抑制零点漂移的措施,除了精选元件、选用高稳定度电源以及用稳定静态工作点的方法外,在实际电路中可采用补偿的方法。补偿是指用另外一个元器件来抵消放大电路的漂移,把漂移抑制在较低的限度之内。前级的放大器引入的直流对整体的系统影响最大,系统通过手动调节分压网络的方式对前级放大器引入的直流进行补偿。后级运放则通过软件调节另一分压网络的方式对后级可控增益放大级引入的直流进行补偿。 5、 放大器稳定性理论分析

1)产生自激振荡的条件及原因:设多级点反馈放大器的闭环增益函数

f A (s)=A(s)[(1+A(s)B(s)]=A(s)[(1+T(s)]

令s=j ω,则稳态频率响应

f A (j )=A(j )[(1+A(j )B(j )]=A(j )[(1+T(j )]ωωωωωω (2-5) 上式中,若在某一频率osc ω上,满足环路增益osc T(j )= -1ω,则

osc T(j )=T(j )ωωjyT osc ? e ()= -1ω 式中

osc osc T()=T(j )=1ωω (2-6) T osc y () =ω±π (2-7)

由式(2-5)可知,当osc T(j )= -1ω时,环路增益函数f osc A (j )ω→∞。这说明及时输入信号为零,仍有某一频率的信号输出,因而反馈放大器出现自激。其中式(2-6)称为自激的幅度平衡条件,而式(2-7)称为自激的相位平衡条件。幅度平衡条件与反馈的深度有关,而相位平衡条件决定于反馈系统的附加相移。由此可见,反馈系统必须同时满足幅度和相位的平衡条件才能自激。

2)稳定性理论分析:上式结论也可以反过来说,如果放大电路不满足自激的幅度条件或相位条件,就不会自激或成为正反馈电路,即电路是一稳定的放大电路。但实际应用当中,要保证放大器稳定工作,仅仅满足上述不自激条件是不充分的,若果放大器处于接近自激条件的状况下,一旦外界因素发生变化导致T(j )ω 变化,就有可能满足自激条件使电路不稳定,因此要保证放大器远离自激状态。这种远离程度用稳定裕度来表示,它有两种表示方法,即相位裕量ψγ或者增益裕量g γ(两种判断稳定性的准则是等价的),分别定义为

ψg γ=180-)T (οψω 和 g ψγ=[1(]20lg ω

其中g ω为增益交界角频率,ψω为相角交界频率,显然,ψγ和g γ为正值,且其值越大放大器越稳定。在工程上g γ大于45ο即认为电路是稳定的。

三、 系统电路与程序设计

1、 系统整体框图设计系统整体框图设计

通过上述的方案选择及理论分析,系统的整体框图设计如图3-1所示:为了提高系 统直流稳压源的效率,系统选用多抽头的环形变压器,配合以低压差低静态电流的稳压芯片来提高电源效率。输入信号先经过阻抗匹配后直接进入40倍固定增益放大器

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O PA 847,通过手动调节端对前级放大器引入的直流和直流零点漂移进行补偿,然后进入可控增放大模块。该模块由AD603配合以几个固定增益档组成,实现了-14dB ~86dB 的手动或程控增益可调。其中由MSP430F449单片机来控制双路数模转换器

图3-1 系统整体框图设计 T LV5638实现了AD603的程控增益可调和整体后级放大模块引入的直流的软件补偿。之后信号进入滤波器模块和功率放大电路,由单片机控制滤波器带宽限制模块,此部分是通过切换继电器实现的。最后一级功率放大器放大固定的增益14dB ,最终实现了0dB~100dB 的增益调节范围。

2、 放大器级联及各级增益设计放大器级联及各级增益设计

放大器级联设计总体分为以下三

个部分,其中第一和第三部分均为固定

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增益放大。 1)前级放大电路设计:采用T I 公司的低电压噪声芯片O PA 847实现40倍

的固定倍数放大。增益带宽积高达3.9G H z ,在大于1MH z 的模拟输入电压噪声为0

.85并且有950V/μs

的摆率。在放大器的输入端使用滑动变

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阻器R6实现了手动失调电压等的补

图3-2 前级放大电路图 偿。具体电路如图3-2所示。

2)可控增益放大电路:此部分共使用了三个继电器和四片高性能运放实现了100dB

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图3-2 可控增益放大电路设计图

的增益调节范围。具体电路图如图3-2所示:①号继电器实现了-6dB 和-26dB 的固定增益切换,②号继电器实现了0dB 和-40dB 的固定增益切换,③号继电器实现了0dB 和-20dB 的固定增益切换。AD603实现了

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0dB~20dB 的增益调节,THS3001则实现了20dB 的固定增益放大。 3)末级功率放大电路:信号经过滤波器以后进入功率放大模块。功率放大采用三级

THS3091并联的形式以增强运放的驱动负载的能力。具体电路如图3-3所示:三级运放

尽量做到对称,输出端都串联2?的小电阻,起动均衡运放输出电流的作用。 3、 直流稳压源设计直流稳压源设计 题目要求制作高效率的直流稳压电源,系统选用高效率的环形变压器。基于系统由±18V ,±15V , ±12V 和±5V 供电,而每一

路均要考虑到用低压差的线性稳压芯片,所以系统设计了4组绕阻,分别经过整流桥产生±21V ,±17.5V , ±14.5V 和±6.5V 直流电压,再分别经过8片稳压芯片得到系统需

要的稳压源。芯片选用线性公司的 L T1963、 图3-3 功率放大电路图 L T1175,都具有低压差和低静态工作电流的性能。

4、 软件程序设计软件程序设计

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系统的程序控制部分由单片机MSP430F449完成,主要用来控制继电器的切换实现不同增益

档的切换和滤波器的选择,控制TLV5638的两路模拟输出电平,一路产生AD603的控制电压一路对后即放大的失调直流进行补偿。另外,系统还设置了Power-Down 模式,需要单片机控制运放的SHDN 脚。软件流程图如图3-4所示。

四、 测试条件与测试数据及表格 图3-4 程序流程图

1、 测试条件测试条件测试条件 (1)60M 数字存储示波器:型号T e k tronix TDS1002; (2)四位半万用表:型号FLUKE 45; (3)函数信号发生器:A gilent 33120A。

2、数据测试方案数据测试方案、、测试结果及分析测试结果及分析 1)放大器直流增益测试

测试方案:设置输入有效值为的直流信号,设置不同的增益,以示波器的读取输出电压平均值为标准,计算出直流增益和相对误差。主要测试数据如表1所示。

表1 放大器直流增益测试表 预置增益G 0dB 10dB 20dB 30dB 40dB 50dB 60dB 输入电压 20mv 20mv 20mv 20mv 20mv 10mv 5mv 实测电压 18.7 mv 60.4mv 184mv 589mv 1.93v 3.08v 5.16v 实际增益G -0.58 dB 9.6dB 19.3dB 29.4dB 39.7dB 49.8dB 60.3dB 误差

0.58 dB

0.4dB

0.7dB

0.6dB

0.3dB

0.2dB

0.3dB

测试结果:直流增益误差小于0.7 dB 。 2)放大器交流增益测试

测试方案:设置输入信号频率为500kHz,输入信号以信号有效值为单位。输出信号以示波器的输出电压峰峰值为标准,计算出交流增益和相对误差。主要测试数据如表2所示。

表2 放大器交流增益测试表(表格中输入电压为有效值,实测电压是信号的峰峰值) 预设增益G 0dB 15dB 30dB 45dB 60dB 75dB 95dB 输入电压 20mv 20mv 20mv 10mv 10mv 2mv 176.8uv 实测电压 58.4mv 320mv 1.78v 5.02v 28.6v 30.8v 27.8v 实际增益G 0.28 dB 15.1dB 30.0dB 45.0dB 60.1dB 74.7dB 94.9dB 误差

0.28 dB

0.1 dB

0.0dB

0.0dB

0.1dB

0.3dB

0.1dB

测试结果:增益可手动输入预设,5dB 步进增长。最高增益不小于95dB 。 3)放大器带宽及通带内起伏测试

测试方案:设置分别设置放大器的带宽为5MHz 和10MHz ,输入信号电压有效值5mV ,增益设置为60dB 。分别对这两个预置带宽进行频率扫描,依次测得输出信号幅度,记录-3dB 衰减对应的频率点,并分别计算0~4MHz 和0~9MHz 的增益起伏。 测试结果:对于带宽为5MHz 的放大器,实测-3dB 截止频率为5.04MHz ,误差0.8%,0~4MHz 增益起伏≤1dB ;对于带宽为10MHz 的放大器,实测-3dB 截止频率为9.6MHz ,误差4%,0~9MHz 增益起伏≤1dB 。 4)最大输出电压正弦波有效值测试

测试方案:输入信号频率设置为100kHz ,10MHz ,输入信号电压有效值为10mV ,用示波器观察输出信号不失真的条件下,记录最大输出电压有效值。 100K:31.0v(vpp); 10M:27.8v(vpp)

测试结果:100kHz 的频点上,最大输出电压正弦波有效值为10.96V ,波形均无明显失真。10MHz 的频点上,最大输出电压正弦波有效值为9.83V ,波形均无明显失真。 5)放大器负载电阻测试

在负载端留有测试负载端子,采用四位半万用表测试负载电阻,测得51.32Ω。 6)输出端噪声测试

输入接地,设置增益G=60dB ,用示波器探测输出端噪声电压,测得峰峰值V ONPP ≤196mV 。 3、测试结果分析

系统能够满足题目所有要求,并有一定提高。其中增益误差主要来源于给AD603提供控制增益的D/A 的量化误差以及AD603控制电压与增益存在一定程度的非线性度。滤波器在通带内存在的波纹也会导致增益误差。

系统使用的12位的D/A 的LV5638为AD603送入控制电压,其量化最小值mV LSB 5.0=,其造成的增益误差dB G 02.0400005.0=×=?。采用风扇散热的方法降低温度对增益的影响。

五、 总结

系统能够满足题目基本部分和发挥部分的各项指标要,并做了一定的扩展,并设计了多个滤波器配件。在设计过程中充分考虑了制作成本和功耗,在各放大档设计尽量使用电阻分压的形式来减少运放的个数,系统以低功耗的MSP430F449单片机作为控制核心,同时设有SHDN 的功能来实现放大器的低功耗模式。设计了低功耗的多抽头环形变压器,尽可能的提高电源的效率。

附录

1、参考文献

[1]谢自美 主编.电子线路设计·实验·测试(第二版).武汉:华中科技大学出版社,2000

[2]李华 主编.MCS-51系列单片机实用接口技术.北京:北京航空航天大学出版社,1993

[3]李朝青 编著.单片机原理及接口技术(第三版).北京:北京航空航天大学出版社,2005

[4]全国大学生电子设计竞赛组委会(编).全国大学生电子设计竞赛获奖作品精选(2003).北京:北京理工大学出版社,2005

[5]全国大学生电子设计竞赛组委会(编).全国大学生电子设计竞赛获奖作品精选(2005).北京:北京理工大学出版社,2007

[6]马忠梅 (主编).单片机的C语言应用程序设计(第3版).北京:北京航空航天大学出版社,2004

[7]董尚斌 (主编).电子线路(Ⅰ).北京:清华大学出版社,2006.10

[8]夏宇闻 编著.Verilog数字系统设计教程. 北京:北京航空航天大学出版社,2003

[9]阿瑟.B.威廉斯 编著.电子滤波器设计手册.北京:电子工业出版社,1986

[10](美) 塞尔吉欧·弗朗哥 编著 刘树棠,朱茂林,荣玫 译.基于运算放大器和模拟集成电路的电路设计. 西安:西安交通大学出版社,2004

2、电源电路图

AC 220V

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图2-2-1系统直流稳压源电路图

3、椭圆滤波器电路椭圆滤波器电路 1)

C2

75pF

C8

18.5pF

C4

110p

C6

170pF

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图2-2-2 10MH z 椭圆滤波器

2)

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图2-2-3 5MH z 椭圆滤波器

3)

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图2-2-4 2.5M 椭圆滤波器