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多协作中继系统的最优功率分配

多协作中继系统的最优功率分配
多协作中继系统的最优功率分配

2009年6月

第32卷第3期

北京邮电大学学报

Journal of Beijing University of Posts and Telecommunications

J un.2009Vol.32No.3

文章编号:100725321(2009)0320010204多协作中继系统的最优功率分配

啜 钢1,2, 温小军1,2, 张 路1,2, 林立凡1,2, 杨大成1

(11北京邮电大学信息与通信工程学院,北京100876;21泛网无线通信教育部重点实验室(北京邮电大学),北京100876)

摘要:为研究中继系统的功率分配对系统容量的影响,探讨总功率一定的情况下,为达到系统容量最大的中继系统的最优功率分配.提出了协作通信中多协作中继和多接收天线功率分配的分析模型.采用了矩阵的奇异值分解

(SVD )的方法来分析系统的信道矩阵,得到了一种在功率一定的条件下使信道容量达到最大的最优功率分配方案(OPA ),得出了最优功率分配系数的封闭表达式,并在相同假设条件下与平均功率分配(EPA )进行比较,得出在相

同条件下OPA 比EPA 的性能好.

关 键 词:协作通信;虚拟多输入多输出;中断概率;最优功率分配;平均功率分配中图分类号:TN80314 文献标识码:A

Optimal Pow er Allocation for Cooperative

Communication with Multiple R elays

CHUA I Gang 1,2, WEN Xiao 2jun 1,2, ZHAN G Lu 1,2, L IN Li 2fan 1,2, YAN G Da 2Cheng 1

(11School of Information and Communication Engineering ,Beijing University of Posts and Telecommunications ,Beijing 100876,China ;

21Key Laboratory of Universal Wireless Communications (Beijing University of Posts and Telecommunications ),

Ministry of Education ,Beijing 100876,China )

Abstract :An analytical model for power allocation based on multiple cooperative relays and multiple antennas at the destination in cooperative communication is presented.An optimal power allocation

scheme (OPA ),through singular value decomposition (SVD )of the channel matrix ,is developed among the relay nodes under a certain power constraint to achieve the maximum channel https://www.wendangku.net/doc/ef13277658.html, 2ing Lagrange multiplier the expression of the optimal power allocation coefficient is https://www.wendangku.net/doc/ef13277658.html,pared with the equal power allocation (EPA )scheme ,the OPA can obtain higher capacity gain and outage probability gain.

K ey w ords :cooperative communication ;virtual multiple 2input multiple 2out 2putal ;outage probability ;optimal power allocation ;equal power allocation

收稿日期:2008208204

作者简介:啜 钢(1959—

),男,副教授,硕士生导师,E 2mail :chuai @https://www.wendangku.net/doc/ef13277658.html,. 目前,协作分集中的功率分配问题越来越受到人们的关注.文献[1]研究了在平均信道增益下,发射分集系统的功率分配问题;文献[2]研究了不同网络拓扑结构、不同协作机制下的功率分配问题;文献[3]研究了在放大转发(AF ,amplify 2and 2forward )中

继模式下的功率分配问题,这些文献都是研究单接收天线的情况.文献[4]研究了多输入多输出(M I 2MO )中继系统的最优功率分配,其模型为多发天线

多中继单接收模型.文献[528]研究了单发送节点、多中继节点、多接收天线单目标节点的协作模型.

文献[5]研究了协作空分复用,中继选择和分集复用折中问题.文献[6]研究了单中继节点多接收天线系统下的功率分配.文献[7]研究了在给定传输速率下,以最小发射功率为目标的最优发送和接收等问题.文献[8]重点研究了中继位置变化时系统的功率分配问题.本文研究在多协作中继多接收天线下中继节点间的功率分配,以信道容量为衡量标准进行分析,并仿真了其中断概率.

1 系统模型

图1示出了1个发送节点、

多个中继节点和1个接收节点的协作通信系统模型,发送节点S 和中继节点R i

都只有1根天线,而目的节点D 配有多根天线,这样中继节点和目的节点之间可以形成1个虚拟M IMO 系统.图1中,y S R i 表示经源节点S 至中继节点R i 该路径传播后中继节点R i 所接收到的信号,M IMO 信道将采用奇异值分解(SVD )进行处理,从而进一步进行功率分配.应用背景可以考虑典型的移动通信系统,通常移动台由于体积等原因一般配置单天线,而基站可以配置多天线,这样可以将发送节点和中继节点看作移动台,而基站看作目的节点

(D )[527].

图1 系统模型

系统中的每个用户都分配1个唯一正交的多址接入信道,这里采用AF 中继模式,所有的中继节点都是半双工工作模式.这个过程分为2个阶段,第1阶段,S 通过广播信道广播信息,此时R i 只收不发,称此阶段为监听阶段;在第2阶段,R i 向D 发送信息,然后D 将2个阶段接收到的信息进行结合再解码,称此阶段为协作阶段.

Λ表征第1阶段的正交信道;M IMO 信道用矩阵H 表示,表征了第2阶段的多径瑞利衰落.此外,在中继节点和目的节点都有高斯白噪声的干扰.

由图1可知,目的节点的接收信号Y 可以写成

Y =H (ΛX +N 0)+W 0

(1)即

y 1y 2

y N

=

h (2)

11

P

re

a 1A norm

1

h (2)

12P re

a 2A norm 2

…h (2)

1M P re a M A norm M h (2)

21

P re

a 1

A norm 1

h (2)

22

P re

a 2

A norm 2

h (2)

2M

P re a M

A norm

M

h (2)

N 1

P re a 1

A norm

1

h (2)

N 2

P re a 2

A norm

2

h (2)

N M P re a M

A norm

M

?

h (1)

110

(00)

h (1)

22

………

…h (1)

M M

x 1x 2

x M

+

n 01

n 02

n 0M

+

w 01w 02

w 0N

=

h (2)

11

h (2)12

…h (2)1M h (2

)

21

h (2

)

22

h (2)

2M

h (2)

N 1

h (2)

N 2

…h (2)

N M

?

h (1)

11

P re a 1

A n orm

1

(00)

h (1)

22

P re a 2

A n orm 2

………

h (1)

MM

P re a M

A n orm

M

?

x 1x 2

x M

+n 01

P re a 1

A norm

1n 02

P re

a 2

A norm 2

n 0M

P re a M

A norm M

+

w 01

w 02

w 0N

(2)

可以记为

Y =H ′(Λ′X +N ′0)+W 0

(3)

式中,X 为发送数据向量,x i (1≤i ≤M )表示源节点向第i 个中继节点发送的信息;H 为第2阶段的

1

1第3期 啜 钢等:多协作中继系统的最优功率分配

M IMO信道矩阵;H′为变换后的信道矩阵,其元素是独立同分布的复高斯随机变量;Y为目的节点的接收数据,其元素y i(1≤i≤N)是每根接收天线的数据;Λ为第1阶段的信道矩阵,对角阵;N0为每个中继节点的噪声,其元素n0i(1≤i≤M)是均值为0、独立同分布的复高斯随机变量;W0为每根接收天线的噪声,其元素w0i(1≤i≤N)是均值为0、独立同分布的复高斯随机变量;P re为所有中继节点的总发射功率;a i(1≤i≤M)是每个中继节点的功

率分配系数,且∑M

i=1

a i=1,0≤a i≤1;h(2)ij(1≤i≤N,1≤j≤M)是第j个中继节点和第i根接收天线之间的多径衰落系数;h(1)ii(1≤i≤M)是发送节点

和第i个中继节点之间的多径衰落系数;A norm

i

(1≤i≤M)是在每个中继节点进行归一化接收功率的变量.上述条件为接收天线数不小于中继节点个数,即N≥M.

2 功率分配

协作分集的引入可以提高分集增益,从而提高在相同功率条件下对抗多径衰落的鲁棒性;或者说可以以更低的功率来达到同样的性能,通过有效的功率分配,分集可以带来更好的增益.下面给出中继节点之间功率分配的分析.

211 容量分析

对变换后的M IMO信道矩阵H′做奇异值分解,则式(3)可以写成

Y=USV H(Λ′X+N′0)+W0 (H′=SVD USV H)

(4)式中,U和V均为酉矩阵;S是非对角线元素为0、对角线元素为矩阵H′H′H的特征值的平方根.令(Λ′X+N′0)′=V(Λ′X+N′0),可以得到

Y′=USV H V(Λ′X+N′0)+W0=

US(Λ′X+N′0)+W0(5)再对Y′左乘以矩阵U H,可得

Y″=U H US(Λ′X+N′0)+W0=

S(Λ′X+N′0)+W0=SΛ′X+SN′0+W0(6)

假设第1阶段信道噪声功率σ2n

01=σ2n

02

=…=

σ2

n

0M =σ2n

和第2阶段信道噪声功率σ2w

01

=σ2w

02

=…=

σ2

w

0N =σ2w

,则整个协作中继系统的信道,可通过奇

异值分解等效为M个并行信道.由式(6)可得最后的噪声功率矩阵P noise是1个对角阵,即

P noise=E[(SN′0+W0)(SN′0+W0)H]=

σ2

w

I N+SN′0N′0H S H(7)式中,E是统计数学期望符号;I N为1个N阶的单位矩阵.

信号功率矩阵也是1个对角阵,用P s ignal表示为

P signal=E[(SΛ′X)(SΛ′X)H]=P s SΛ′Λ′H S H

(8)式中,P s表示发送信号功率.

将式(7)展开,可以得出第i个并行信道的噪声功率(即P signal的对角线元素)为

σ2

i

=σ2w

+σ2n

P re a i

[A norm

i

]2

s2i (1≤i≤M)(9)

其中,[A norm

i

]2=P s|h(1)ii|2+σ2n

;s2i代表SS H的第i 个元素.信号功率为

P i=P s

|h(1)ii|2P re a i

[A norm

i

]2

s2i (1≤i≤M)(10)单位带宽下的信道容量(频谱利用率,单位为(bit?s-1)/Hz)可以表示为

C=∑

M

i=1

lb1+

P s

|h(1)ii|2P re a i

[A norm

i

]2

s2i

σ2

w

+σ2n

P re a i

[A norm

i

]2

s2i

(11)令

λ

i

=

P re s2i

[A norm

i

]2

(12)信道可以通过奇异值分解等效成M个并行信道,故单位带宽下的信道容量为

C=∑

M

i=1

lb1+

P s|h(1)ii|2λi a i

σ2

w

+σ2n

λ

i

a i

(13) 212 最优功率分配

考虑在中继节点上功率分配的最优值,以信道容量为最优标准,则最优化问题可以表示为

max(C)=max∑

M

i=1

lb1+P s

|h(1)ii|2λi a i

σ2

w

+σ2n

λ

i

a i

(14)并且∑

M

i=1

a i=1,0≤a i≤1,其中a i是第i个中继节点的功率分配系数.

利用拉格朗日乘子法,可得以下函数

F(a1,a2,…,a M,λ)=

∑M

i=1

lb1+P s

|h(1)ii|2λi a i

σ2

w

+σ2nλi a i

+

21北京邮电大学学报 第32卷

λ(a 1+a 2+…+a M -1)

(15)

5F 5a i =1

ln 2

1

1+

P s |h (1)ii |2λi a i σ2w 0+σ2n 0λi a i

P s |h (1)ii |2λi σ2

w 0

(σ2w 0+σ2n 0λi a i )

2

(16)

5F

5a i

=0,可以得到P s |h (1)ii |2λi σ2

w 0

-λln 2

=(σ2w 0+σ2n 0λi a i )2

+

(P s |h (1)ii |2λi a i )(σ2w 0+σ2

n 0λi a i )

(17)

其中-λln 2≥0.由式(17)可以得到

B 1a 2

i +B 2a i +B 3=0(18)

其中

B 1=λ2i σ2n 0(σ2

n 0+P s |h (1)ii |2)

B 2=λi σ2w 0[σ2w 0+(σ2n 0+P s |h (1)ii |2)]

B 3=σ2w 0σ2

w 0+

P s |

h (1)ii |2

λi

λln 2

(19)

解一元二次方程式(18)可以得到如下a i 的表达式

a i =

σ2w 0σ2n 0+(σ2n 0+P s |h (1)ii |2)σ2

w 0

2[λi (σ2n 0+P s |h (1)ii |2)σ2

n 0]

+

P s σw 0|h (1)

ii |

P s σ2w 0|h (1)ii |2

-

4λi (σ2n 0+P s |h (1)

ii |2)σ2n 0

λln 22[λi (σ2

n 0+

P s |h (1)ii |2

)

σ2

n 0]

(20)

因为

∑M

i =1

a

i

=1,所以-λln 2的值可以求出,同时要

满足0≤a i ≤1.

213 平均功率分配

在平均功率分配的方案下,每个中继节点分配的功率一样,其功率分配系数a i =1/M ,其信道容量为

C =

∑M

i =1

lb

1+

P s

|h (1)

ii |2P re a i [A norm i

]2s 2

i

σ2

w 0+σ2

n 0

P re a i [A

norm i

]2

s 2

i

=

M

i =1

lb 1+

P

s

|h (1)

ii |2P re

1

M [A

norm i

]

2

s 2i

σ2w 0+σ2

n 0

P re 1

M

[A

norm i

]2

s 2

i

(21)

214 中断概率

假设给定的频谱利用率为R ,则协作中继系统

的中断概率可以表示为

P out =P (C

(22)

在不同功率分配方案下,利用不同的信道容量公式.

3 仿真结果分析

图2和图3是对信道容量和中断概率Monte Carlo 的仿真图.发送节点和中继节点所分配功率

相等,中继节点按照OPA 和EPA 的方案进行功率

分配,中继节点个数为2,目的节点的接收天线为2.

图2 OPA 和EPA 的信道容量比较

图3 OPA 和EPA 的中断概率比较

图2示出了在OPA 和EPA 方案下的信道容量

比较.由图可见,相对EPA ,OPA 提高了信道容量.

图3示出了在OPA 和EPA 方案下的中断概率比较.由图可见,相对EPA ,OPA 降低了系统的中断概率,提高了系统的可靠性.

虽然仿真是在2个中继节点和2根接收天线的情况下进行的,但是可以推广到更多个中继节点和更多根接收天线的情况下.

4 结束语

本文对多中继节点和多接收天线的协作通信系

统的功率分配作了讨论,并得出了中继节点之间的

(下转第45页)3

1第3期 啜 钢等:多协作中继系统的最优功率分配

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(上接第13页)

最优功率分配系数的表达式.此外对OPA和EPA 这两种不同的功率分配方案进行了Monte Carlo仿真,验证了相对EPA,OPA可以提高信道容量,降低系统的中断概率,从而提高了系统的性能.

参考文献:

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54

第3期 丁 义等:椭圆曲线上的链式验证签名

无线发射功率与收灵敏度

无线发射功率与收灵敏度 发射功率与增益 无线电发射机输出的射频信号,通过馈线(电缆)输送到天线,由天线以电磁波形式辐射出去。电磁波到达接收地点后,由天线接收下来(仅仅接收很小很小一部分功率),并通过馈线送到无线电接收机。因此在无线网络的工程中,计算发射装置的发射功率与天线的辐射能力非常重要。 Tx是发射( Transmits )的简称。无线电波的发射功率是指在给定频段范围内的能量,通常有两种衡量或测量标准: 功率(W )-相对 1 瓦(Watts )的线性水准。例如,WiFi 无线网卡的发射功率通常为0.036W ,或者说36mW 。 增益(dBm )-相对 1 毫瓦(milliwatt )的比例水准。例如WiFi 无线网卡的发射增益为15.56dBm 。 两种表达方式可以互相转换: dBm = 10 x log[ 功率mW] mW = 10 [ 增益dBm / 10 dBm] 在无线系统中,天线被用来把电流波转换成电磁波,在转换过程中还可以对发射和接收的信号进行“放大”,这种能量放大的度量成为“增益(Gain)”。天线增益的度量单位为“ dBi ”。 由于无线系统中的电磁波能量是由发射设备的发射能量和天线的放大叠加作用产生,因此度量发射能量最好同一度量-增益(dB ),例如,发射设备的功率为100mW ,或20dBm ;天线的增益为10dBi ,则: 发射总能量=发射功率(dBm )+天线增益(dBi ) =20dBm +10dBi =30dBm 或者:=1000mW =1W 在“小功率”系统中(例如无线局域网络设备)每个dB 都非常重要,特别要记住“ 3 dB 法则”。 每增加或降低3 dB ,意味着增加一倍或降低一半的功率: -3 dB = 1/2 功率 -6 dB = 1/4 功率 +3 dB = 2x 功率 +6 dB = 4x 功率 例如,100mW 的无线发射功率为20dBm ,而50mW 的无线发射功率为17dBm ,而200mW 的发射功率为23dBm 。 接收灵敏度 Rx是接收(Receive)的简称。无线电波的传输是“有去无回”的,当接收端的信号能量小于标称的接收灵敏度时,接收端将不会接收任何数据,也就是说接收灵敏度是接收端能够接收信号的最小门限。 接收灵敏度仍然用dBm 表示,通常ZIGBEE 无线网络设备所标识的接收灵敏度(如-94dBm) ,是指误码率(Bit Error Rate )为10 -5 (99.999%) 的灵敏度水平。 无线网络的接收灵敏度非常重要,例如,发射端的发射能量为100mW 或20dBm 时,如果250K 速率下接收灵敏度为-83dBm ,理论上传输的无遮挡视距为15Km ,而接收灵敏度为-77dBm 时,理论上传输的无遮挡视距仅为15Km 的一半(7.5Km ),或者相当于发射端能量减少了1/4 ,既相当

无线WiFi天线增益计算公式

无线WiFi-天线增益计算公式 附1:天线口径和2.4G频率的增益 0.3M 15.7DBi 0.6M 21.8DBi 0.9M 25.3DBi 1.2M 27.8DBi 1.6M 30.3DBi 1.8M 31.3DBi 2.4M 3 3.8DBi 3.6M 37.3DBi 4.8M 39.8DBi 附2:空间损耗计算公式 Ls=92.4+20Logf+20Logd 附3:接收场强计算公式 Po-Co+Ao-92.4-20logF-20logD+Ar-Cr=Rr 其中Po为发射功率,单位为dbm. Co为发射端天线馈线损耗.单位为db. Ao为天线增益.单位为dbi. F为频率.单位为GHz. D为距离,单位为KM. Ar为接收天线增益.单位为dbi. Cr为接收端天线馈线损耗.单位为db. Rr为接收端信号电平.单位为dbm. 例如:AP发射功率为17dbm(50MW).忽略馈线损耗.天线增益为10dbi.距离为2KM.接收天线增益为10dbi.到达接收端电平为

17+10-92.4-7.6-6+10=-69dbm

附4: 802.11b 接收灵敏度 22 Mbps (PBCC): -80dBm 11 Mbps (CCK): -84dBm 5.5 Mbps (CCK): -87dBm 2 Mbps (DQPSK): -90dBm 1 Mbps (DBPSK): -92dBm (典型的测试环境:包错误率PER < 8% 包大小:1024 测试温度:25ºC + 5ºC) 附5: 802.11g 接收灵敏度 54Mbps (OFDM) -66 dBm 8Mbps (OFDM) -64 dBm 36Mbps (OFDM) -70 dBm 24Mbps (OFDM) -72 dBm bps (OFDM) -80 dBm 2Mbps (OFDM) -84 dBm 9Mbps (OFDM) -86 dBm 6Mbps (OFDM) -88 dBm --------------------------------------------------------------- 发一个计算抛物面半径的公式,不少人拿到抛物面可以一下子计算不出来焦点。 r=(4*h*h+l*l)/8*h 式中r是抛物面半径,l是抛物面开口口径,也就是弦长,h是弦长中点到抛物面顶点的距离,抛物面的深度,也就是弦高。直径D=2r. 对于增益天线工作原理较为通俗的说法就是:在现有天线周围放置规则的金属抛物面,使天线位于抛物面的内反射焦点处,通过电磁波反射在焦点处形成能量集中,从而增强电磁信号的收发,实现在特定方向增强信号。 制作简单的增益天线的关键就在于找到比较规则的金属抛物面和计算抛物面的焦点位置。金属抛物面并不一定要求用金属板,也可以是

智能光传输系统设备手册

目录 第3章设备线缆.................................................................. 3-1 3.1 尾纤....................................................................... 3-1 3.1.1 尾纤种类............................................................. 3-1 3.1.2 连接器............................................................... 3-2 3.2 电源电缆和地线............................................................. 3-5 3.2.1 机柜-48V/BGND/PGND电源线............................................. 3-5 3.2.2 设备-48V/-60V电源线/PGND地线......................................... 3-6 3.2.3 UPM电源线............................................................ 3-8 3.3 开关量输入输出电缆......................................................... 3-9 3.4 管理类电缆................................................................ 3-11 3.4.1 OAM串口电缆......................................................... 3-11 3.4.2 Serial1~4/F&f串口电缆.............................................. 3-12 3.4.3 RS-232/422串口电缆.................................................. 3-13 3.4.4 直通网线............................................................ 3-15 3.4.5 交叉网线............................................................ 3-16 3.4.6 普通电话线.......................................................... 3-17 3.4.7 COA级联电缆......................................................... 3-18 3.5 中继信号电缆.............................................................. 3-19 3.5.1 75 E1电缆......................................................... 3-19 3.5.2 120 E1电缆........................................................ 3-22 3.5.3 E3/DS3/STM-1电缆.................................................... 3-23 3.6 时钟信号电缆.............................................................. 3-25 3.6.1 时钟信号电缆........................................................ 3-25 3.6.2 1路/2路时钟转接电缆................................................. 3-26

无线功率单位mW(毫瓦)和dBm(分贝毫瓦)的换算关系

无线功率单位mW(毫瓦)和dBm(分贝毫瓦)的换算关系 2010-09-24 10:56 对于无线工程师来说更常用分贝dBm这个单位,dBm单位表示相对于1毫瓦的分贝数,dBm和W之间的关系是:dBm=10*lg(mW)1w的功率,换算成dBm就是 10×lg1000=30dBm。2w是33dBm,4W是36dBm……大家发现了吗?瓦数增加一倍,dBm就增加3。为什么要用dBm做单位?原因大致有几个:1、对于无线信号的衰减来说,不是线性的,而是成对数关系衰减的。用分贝更能体现这种关系。 2、用分贝做单位比用瓦做单位更容易描述,往往在发射机出来的功率几十上百瓦,到了接收端已经是以微微瓦来计算了。 3、计算方便,衰减的计算公式用分贝来计算只用做加减法就可以了。 以1mW 为基准的dB算法,即0dBm=1mW,dBm=10*log(Power/1mW)。 发射功率dBm-路径损失dB=接收信号强度dBm 最小通信功率dBm-路径损失dB≥接收灵敏度下限dBm 最小通信功率dBm≥路径损失dB+接收灵敏度下限dBm 功率单位mw和dbm的换算表 dBm mW 0 1.0 mW 1 1.3 mW 2 1.6 mW 3 2.0 mW 4 2. 5 mW 5 3.2 mW 6 4.0 mW 7 5.0 mW 8 6.0 mW 9 8.0 mW 10 10 mW 11 13 mW 12 16 mW 13 20 mW 14 25 mW 15 32 mW 16 40 mW 17 50 mW 18 64 mW 19 80 mW 20 100 mW 21 128 mW 22 160 mW 23 200 mW 24 250 mW 25 320 mW 26 400mW

微电网下垂控制的稳定性、功率分配与分布式二级控制

微电网下垂控制的稳定性、功率分配与分布式二级控制 摘要 出于对智能电网技术最近的和不断增长的兴趣,我们研究了微电网中的下垂控制DC/AC 逆变器运算。我们提供一个存在唯一的和局部指数稳定的同步解决方案的必要和充分条件。 我们提出了一个选择控制器在逆变器之间有理想的电源共享,并且指定该组的负载,它可以不违反给的的驱动约束下实现。此外,我们提出了一个分布式的基础上平均积分控制器算法,动态调节系统频率一个随时间变化的负载的存在。值得注意的是,这分布平均积分控制器有额外的性质保持功率共享特性的主要下垂调节器。最后,我们目前的实验结果验证我们的控制器设计。我们的研究结果在没有假设有相同的线性调节和电压幅值也成立。 引言 微电网是低压配电网络,不均匀组成的分布式发电,存储,负载,和从更大的主要网络中自主管理的网络。微电网是能够连接到广域电力系统通过一个共通点联轴器(PCC),但也“孤岛”自己和独立运作[1]。在微网能源发电可以是高度异质性,包括光伏发电,风能,地热能,微型涡轮机等许多这些来源产生或者可变频率的交流电源或直流电源,具有同步交流电网通过电力电子接口DC/ AC逆变器。它在孤岛的操作,是通过这些逆变器,必须采取措施以确保同步,安全性,动力平衡性和负载均衡在网络中[2]。 所谓的下垂控制器已成功地用于实现这些任务,请参见[2] - [7]。尽管形成的基础并联逆变器的操作(图2),下垂控制从未逆变器和负载网络受非线性分析[8]。小信号稳定性分析两个逆变器并联运行的下[9] - [12]和参考文献中的各种假设。所呈现的稳定性结果依赖于线性约已知的操作点,两个逆变器的特殊情况下,有时会打包带无关的假设[5]。 图1微电网的示意图,与四个逆变器(节点VI)提供负载(节点VL),通过非循环互连。之间的逆变器的虚线代表的通信链路,这将是专门用于第六部分。 在这项工作中,我们调查我们最近的理论结果同步,共享,和次级控制的微电网[13]。经检讨后的下垂控制方法和次级控制(第二部分),我们提供必要的稳定的工作存在的充分

无线通讯常用dB值的计算方法

实用资料——关于无线通讯常用dB值的计算方法 dBm=10log(Pout/1mW),其中Pout是以mW为单位的功率值 dBmV=20log(Vout /1mV),其中Vout是以mV为单位的电压值 dBuV=20log(Vout /1uV),其中Vout是以uV为单位的电压值 换算关系: Pout=Vout×Vout/R dBmV=10log(R/0.001)+dBm,R为负载阻抗 dBuV=60+dBmV 1 基础知识 1.1 用于构成十进制倍数和分数单位的词头(词冠) 词头中文名词头英文名符号所表示的因数词头中文名词头英文名符号所表示的因数 分decid10-1皮picop10-12 厘centic10-2千kiloK103 毫millim10-3兆megaM106 微microμ10-6吉gigaG109 纳nanon10-9太teraT1012 为不失一般性,下面的一些公式中将以希腊字母Θ代表无词头和十进制分数单位的词头(m、μ、n、p)。但一定要注意Θ本身并不是一种词头,仅是本文为避免列出大量雷同的公式而约定的一个符号而已。所以,当您看到Θ时,一定要想到它就是m、μ、n、p或者是没词头;在您需要含无词头单位参数的公式时,就请把Θ去掉;而在您需要含某种词头单位参数的公式时,就就请把Θ换成所需的词头。 1.2 分贝

在电子学中,分贝是表示传输增益或传输损耗以及相对功率比等的标准单位,其代号为dB(英文decibel的缩写)。其形式上表示倍数,实质上既能表示经作常用对数压缩处理后的倍数(以分贝表示的传输增益和传输损耗等,特点是本质无量纲),又能表示约定基准值的参数值(电压电平、功率电平,以分贝表示的电场强度、功率通量密度,杂散辐射功率和邻道功率相对于载波功率的电平等,特点是本质有量纲)。采用的根本原因在于对数运算能够压缩数据长度和简化运算(将乘、除、指数运算分别转化为加、减、乘运算),特别适合表达指数变化规律。我们这里约定,以符号lg表示以10为底的对数。经作对数变换后的本质有量纲单位常称作电平单位(与其基准值相等的参数值称零电平。电平的单位还有贝尔和奈培两种,但由于文献[1]规定“统一使用分贝为电信传输单位”,这里不采用。以下所称电平均以分贝为词头),而原来的单位可称作线性单位。 分贝与线性值的比较见下表: 分贝值(dB)电压、电流比线性值功率比线性值分贝值(dB)电压、电流比线性值功率比线性值分贝值(dB)电压、电流比线性值功率比线性值 0.01.0001.00011.1221.259113.54812.59 0.11.0121.02321.2591.585123.98115.85 0.21.0231.04731.4131.995134.46719.95 0.31.0351.07241.5852.512145.01225.12 0.41.0471.09651.7783.162155.62331.62 0.51.0591.12261.9953.981166.31039.81 0.61.0721.14872.2395.012177.07950.12 0.71.0841.17585.0126.310187.94363.10 0.81.0961.20292.8187.943198.91379.43 0.91.1091.230103.16210.002010.00100.0 分贝的定义分以下三种情况: 1.2.1 对电压和与电压呈线性关系的参数的表达 电压和与电压呈线性关系的参数,这里权且简称为电压型参数,以A表示,以x表示其 单位。以1x为基准值,则A的电平单位为称分贝x,代号为dBx,计算公式为

多台发电机的功率分配控制

众所周知船舶电网不同于岸上电网,船舶电网容量小,并且船用负载多为电动机类的电感性负载,所以他们的功率很大,有时可以和发电进的容量相比较,有时又会负载消耗非常小,所以他们的波动非常大,故我们需要对发电机系统进行控制以达到对船舶电量的合理利用。 当外界的负载变化时我们需要调节发电机端的电压,而发电机端电压可以通过调节发电机的频率f和其磁通来实现,但是当频率变化时会改变发电机输出交流电的电压。所以我们通过采用改变磁通的办法来实现发电机端电压的变化。 一实验原理 本次作业我主要采用数字式励磁调节器根据外界的负载对发电机进行励磁调节。以实现发电机端电压的稳定以及在发电机并联运行时能够合理的分配无功功率。 本次以两个发电机为例子进行设计,其也可以推广到多个电机并联运行的情况。 此次设计主要用到IGBT来控制励磁,发电机的电压和电流则通过电压互感器和电流互感器采集分两路传送到单片机,一路传送到单片机的AD端,经过转化在单片机内部程序计算其电压电流大小,进而得到有功功率和无功功率,另一路通过电压比较器转化为方波输入到单片机得到其发电机的交流电压和电流频率。然后根据转化的各项数据决定电机发电量的增加还是减少,其信息转化为增磁还是减磁的信号送到单片机由单片机通过自身的捕获比较单元生成PWM波来控制IGBT开关的开停,进而来控制电机的励磁。两个电机各由一个单片机控制,两个单片机之间通过CAN来进行通信。 另外本次作业设计中IGBT的驱动模块和缓冲电路以及栅极保护电路的模块不进行讨论。 发电机根据实际负载的大小决定是否并机运行,其开机停机信号以数字量送到单片机的内部,另外电动机的启动方式采用外接蓄电池的他励启动,本次忽略电机的启动失败的情况。其他故障报警也忽略。 其总的控制原理图如图1所示

LTE中的功率控制总结

LTE中的功率控制总结 1、LTE框图综述 2、LTE功率控制与CDMA系统功率控制技术的比较下表所示。 LTE CDMA 远近效应不明显明显 对抗快衰落 功控目的补偿路径损耗和阴影衰 落 功控周期慢速功控快速功控 功控围小区和小区间小区 具体功率目标上行:每个RE上的能量 整条链路的总发射功率 EPRE;

3、LTE当中上下行分别采用OFDMA和SC-FDMA的多址方式,所以各子载波之间是正交不相关的,这样就克服了WCDMA当中远近效应的影响。为了保证上行发送数据质量,减少归属不同eNodeB 的UE使用相同频率的子载波产生的干扰,同时也减少UE的能量消耗,并使得上行传输适应不同的无线传输环境,包括路损,阴影,快衰落等。(质量平衡与信干噪比平衡的原则相结合使用,是现在功率控制技术的主流。) 4、功率控制方面,只是对上行作功率调整(采用慢速功率控制),下行按照参数配置进行固定功率的发送,即只有eNodeB对UE的发送功率作调整。LTE中,上行功率控制使得对于相同的MCS(Modulation And Coding Scheme), 不同UE到达eNodeB 的功率谱密度(Power Spectral Density,PSD单位带宽上的功率)大致相等。eNodeB 为不同的UE分配不同的发送带宽和调制编码机制MCS,使得不同条件下的UE获得相应不同的上行发射功率。 5、对于下行信号,基站合理的功率分配和相互间的协调能够抑制小区间的干扰,提高同频组网的系统性能。严格来说,LTE的下行方向

是一种功率分配机制,而不是功率控制。不同的物理信道和参考信号之间有不同的功率配比。下行功率分配以开环的方式完成,以控制基站在下行各个子载波上的发射功率。下行RS一般以恒定功率发射。下行共享控制信道PDSCH功率控制的主要目的是补偿路损和慢衰落,保证下行数据链路的传输质量。下行共享信道PDSCH的发射功率是与RS发射功率成一定比例的。它的功率是根据UE反馈的CQI 与目标CQI的对比来调整的,是一个闭环功率控制过程。在基站侧,保存着UE反馈的上行CQI值和发射功率的对应关系表。这样,基站收到什么样的CQI,就知道用多大的发射功率,可达到一定的信噪比(SINR)目标。 下行功率分配以每个RE为单位,控制基站在各个时刻各个子载波上的发射功率。下行功率分配中包括提高导频信号的发射功率,以及与用户调度相结合实现小区间干扰抑制的相关机制。下行在频率上和时间上采用恒定的发射功率。基站通过高层指令指示该恒定发射功率的数值。在接收端,终端通过测量该信号的平均接收功率并与信令指示的该信号的发射功率进行比较,获得大尺度衰落的数值。 下行共享信道PDSCH的发射功率表示为PDSCH RE与CRS RE 的功率比值,即ρA和ρB。其中ρA表示时隙不带有CRS的OFDM 符号上PDSCH RE与CRS RE的功率比值(例如2天线Normal CP的情况下,时隙的第1、2、3、5、6个OFDM符号);ρB 表示时隙带有CRS的OFDM符号上PDSCH RE与CRS RE的功

GSM-R中继传输系统设备技术规范

科技司: 运输局: 各铁路局/公司,第一、二、三、四勘察设计院,铁科院,铁通公司,通号公司设计院,北京交通大学,电化局电测中心,电化局通号设计院,上海工程公司,京信、虹信、泰通公司。 部经规院(鉴定中心、标准所),部内计划、建设司。 科技司运输电务处熊杰46073 《GSM-R数字移动通信网设备技术规范第五部分:中继传输系统(V1.0)》 科技GSM-R 技术规范中继传输系统通知 关于印发《GSM-R数字移动通信网设备技术规范第五部分: 中继传输系统(V1.0)》的通知

(此页无正文) 为统一铁路GSM-R中继传输系统的技术标准,2006年11月2日,铁道部科技司、运输局在北京主持召开了《GSM-R数字移动通信网设备技术规范第五部分:中继传输系统(V1.0)》评审会。铁道部经规院(鉴定中心、标准所),铁科院,第三、四设计院,太原局电务处,铁通公司等单位专家参加了会议。评审委员会听取了编制组的汇报并逐条进行了认真讨论,就GSM-R中继传输系统的技术规范提出了合理和建设性意见并形成评审意见。编制组已根据评审意见对技术规范进行了修改并报部,现将评审意见和《GSM-R数字移动通信网设备技术规范第五部分:中继传输系统(V1.0)》发给你们,请参照实行。 二OO七年四月三十日

《GSM-R数字移动通信网设备技术规范 第五部分:中继传输系统(V1.0)》评审意见 2006年11月2日,铁道部科技司、运输局在北京通号设计院主持召开了“GSM-R数字移动通信网设备技术规范第五部分:中继传输系统设备(V1.0)”评审会。评审委员会认真听取了编制单位的汇报,审查了有关文件,经认真讨论,形成评审意见如下: 1、该技术规范内容全面,结构较合理,提供的技术文件齐全,符合审查要求。 2、该技术规范规定了中国铁路GSM-R中继传输系统的主要技术要求、设备类型及组成和设备主要技术要求等内容,可作为铁路GSM-R工程设计、产品制造、施工安装、设备维护、质量检验的技术依据。 3、该技术规范应主要修改及补充下述内容: 1)补充各项系统和设备技术要求指标的定义。 2)“3 术语和定义”中删去3.1、3.2、3.3、3.6、3.7、3.15。补充“中继传输系统”、“射频直放站”、“室外直放站”和“室

无线功率单位mW毫瓦和dBm分贝毫瓦的换算关系

无线功率单位m W毫瓦和 d B m分贝毫瓦的换算关系 Prepared on 24 November 2020

无线功率单位mW(毫瓦)和dBm(分贝毫瓦)的换算关系 对于无线工程师来说更常用分贝dBm这个单位,dBm单位表示相对于1毫瓦的分贝数,dBm和W之间的关系是:dBm=10*lg(mW)1w的功率,换算成dBm就是10×lg1000=30dBm。2w是33dBm,4W是36dBm……大家发现了吗瓦数增加一倍,dBm就增加3。为什么要用dBm做单位原因大致有几个:1、对于无线信号的衰减来说,不是线性的,而是成对数关系衰减的。用分贝更能体现这种关系。2、用分贝做单位比用瓦做单位更容易描述,往往在发射机出来的功率几十上百瓦,到了接收端已经是以微微瓦来计算了。3、计算方便,衰减的计算公式用分贝来计算只用做加减法就可以了。 以1mW 为基准的dB算法,即0dBm=1mW, dBm=10*log(Power/1mW)。 发射功率dBm-路径损失dB=接收信号强度dBm 最小通信功率dBm-路径损失dB≥接收灵敏度下限dBm 最小通信功率dBm≥路径损失dB+接收灵敏度下限dBm 功率单位mw和dbm的换算表 dBm mW 0 mW 1 mW 2 mW 3 mW 4 mW 5 mW 6 mW 7 mW 8 mW 9 mW 10 10 mW 11 13 mW

12 16 mW 13 20 mW 14 25 mW 15 32 mW 16 40 mW 17 50 mW 18 64 mW 19 80 mW 20 100 mW 21 128 mW 22 160 mW 23 200 mW 24 250 mW 25 320 mW 26 400mW 27 500mW 28 640mW 29 800mW 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 10W 41 13W 42 16W 43 20W 44 25W 45 32W 46 40W 47 50W 48 64W 49 80W 50 100W 60 1000W 射频知识

光纤传输的中继-距离

一、概述 为了规范合理地组建光传输网,光传输中继距离是前提。光传输中继传输距离与设备的性能、所采用的光纤性能、两端光设备间线路传输的连接器件等有关。传输距离的长短影响着组建光传输网灵活性、投资规模。为提高我们组建光传输网设计的科学性,有必要对各光中继传输距离进行核算。下面将分别总结影响光传输中继距离的各种因素及计算方法。 二、影响光传输距离因素 在发送机与接收机之间影响信号传输距离的因素有很多,不同的物理媒介会给信号带来不同的影响。 从上面的示意图看我们可以从光设备、光缆设施和光连接器三个方面考虑影响信号传输距离的因素。 1.光设备对信号传输的影响 光信号的传输距离受限于光设备的光口类型。SDH中的光接口按传输距离和所用的技术可分为三种,即局内连接、短距离局间连接和长距离局间连接。为了便于应用,将不同的光口类型用不同的代码(如S-16.1)来表示: 第一个字母表示应用场合:I表示局内通信;S表示近距通信;L表示长距通信;V表示甚长距通信;U表示超长距; 字母后第一个字母表示STM的等级; 字母后第二个字母表示工作窗口和所用光纤类型:空白或1表示工作波长是1310nm所用光纤为G.652,2表示工作波长为1550nm所用光纤为G.652、G.654,5表示波长1550nm所用光纤为G.655。 另:电接口仅限STM-1等级、PDH接口。

2.光纤对信号传输的影响 光在光纤中传输,主要受到光纤的衰减及色散的影响,另外我们在工程实际设计中还要考虑到两段光纤间接头的损耗、光通道代价、光缆富余度和高速传输存在的偏振模色散(PMD)等。 在光传输系统中,光纤的衰减是不可确定的因素,不同厂家的光纤在不同的环境均有不同的衰减值,不同工艺的光纤接续的衰减也不同;光纤在不同的光波长传输,损耗也不同的。具体的参数见有关厂家的资料及参照国家通信行业的有关标准。 这里介绍六种典型单模光纤的性能和应用: a.

wifi 信号强度单位dBm

wifi 信号强度单位dBm 总结一下: 简单的说dBm值肯定是负数的,越接近0信号就越好,但是不可能为0的ASU的值则相反,是正数,也是值越大越好 按规定,只要城市里大于-90,农村里大于-94就是正常的,记住负数是-号后面的值越小就越大 具体情况就是:-81dBm的信号比-90dBm的强,-67dBm的信号比-71dBm 的强低于-113那就是没信号了 关于dBm和ASU换算的关系是dBm=-113+2乘以ASU 比如我们看到信号为-67dBm 23ASU的时候, 他们的关系就是-113+2*23ASU=-67dBm 反之就是{-113-(-67dBm)}/2 =23ASU 有错误大家及时更正啊 第一篇: 关于手机信号强度单位db和dBm 最近做android开发,在wifi模块遇到手机信号的问题,设计到强度的计算,于是就有了db和dbm两个单位。 dB,dBm 都是功率增益的单位,不同之处如下: dB 是一个表征相对值的值,纯粹的比值,只表示两个量的相对大小关系,没有单位,当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时,按下面的计算公式:10log (甲功率/乙功率),如果采用两者的电压比计算,要用20log(甲电压/乙电压)。[例] 甲功率比乙功率大一倍,那么10lg(甲功率/乙功率)=10lg2=3dB。也就是说,甲的功率比乙的功率大3 dB。反之,如果甲的功率是乙的功率的一半,则甲的功率比乙的功率小3 dB。 dBm dBm是一个表示功率绝对值的值(也可以认为是以1mW功率为基准的一个比值),计算公式为:10log(功率值/1mw)。 [例] 如果功率P为1mw,折算为dBm后为0dBm。 [例] 对于40W的功率,按dBm单位进行折算后的值应为:10log (40W/1mw)=10log(40000)=10log4+10log10000=46dBm。 总之,dB是两个量之间的比值,表示两个量间的相对大小,而dBm则是表示功率绝对大小的值。在dB,dBm计算中,要注意基本概念,用一个dBm减另外一个dBm时,得到的结果是dB,如:30dBm - 0dBm = 30dB。 手机上显示的数字的单位是dBm(可以用ALT+NMLL就可以让手机显示出当前的接收信号值了).这个值是负的,也就是说手机会显示比如-67(dBm),那就说明

4G LTE 第九课:LTE功率控制

第九课:LTE功率控制 LTE下行功率控制 由于LTE下行采用OFDMA技术,一个小区内发送给不同UE的下行信号之间是相互正交的,因此不存在CDMA系统因远近效应而进行功率控制的必要性。就小区内不同UE的路径 损耗和阴影衰落而言,LTE系统完全可以通过频域上的灵活调度方式来避免给UE分配路径 损耗和阴影衰落较大的RB,这样,对PDSCH采用下行功控就不是那么必要了。另一方面,采用下行功控会扰乱下行CQI测量,影响下行调度的准确性。因此,LTE系统中不对下行采用灵活的功率控制,而只是采用静态或半静态的功率分配(为避免小区间干扰采用干扰协调时静态功控还是必要的)。 下行功率分配的目标是在满足用户接收质量的前提下尽量降低下行信道的发射功率,来降低小区间干扰。在LTE系统中,使用每资源单元容量(Transmit Energy per Resource Element, EPRE)来衡量下行发射功率大小。对于PDSCH信道的EPRE可以由下行小区专属参考信号 功率EPRE以及每个OFDM符号内的PDSCH EPRE和小区专属RS EPRE的比值ρA或ρB的得到。 其中,下行小区参考信号EPRE定义为整个系统带宽内所有承载下行小区专属参考信号的下行资源单元(RE)分配功率的线性平均。UE可以认为小区专属RS_EPRE在整个下行系统带宽内和所有的子帧内保持恒定,直到接收到新的小区专属RS_EPRE。小区专属RS_EPRE 由高层参数Reference-Signal-power通知。 ρA或 ρB表示每个OFDM符号内的PDSCH EPRE和小区专属RS EPRE的比值,且ρA或ρB 是UE专属的。具体来说,在包含RS的数据OFDMA的EPRE与小区专属RS EPRE的比值标识用Bρ表示;在不包含RS的数据OFDMA的EPRE与小区专属RS EPRE的比值标识用ρA表示。 一个时隙内不同OFDMA的比值标识ρA或ρB与OFDMA符号索引对应关系

能量信号的自相关函数和功率信号的自相关函数

能量信号的自相关函数和功率信号的自相关函数 一、 能量信号的自相关函数 相关是匹配过程,而自相关则是指延迟信号与与其自身的匹配。实值能量信号x(t)的自相关函数定义为: +∞<<∞-+= ?+∞ ∞-τττdt t x t x R x )()()( 自相关函数)(τx R 提供了信号与其平移τ时间后所得信号之间的关联程度的测度。)(τx R 不是时间的函数,而是信号与其平移信号的时间间隔τ的函数。 实值能量信号的自相关函数具有以下性质: 1. )()(ττ-=x x R R 函数关于零点对称; 2. )0()(x x R R ≤τ 函数在原点获得最大值; 3. )()(f R x x ψτ? 自相关函数与功率谱(PSD )是傅立叶变换对; 4. dt t x R x )()0(2?+∞ ∞ -= 函数在零点的值等于信号的能量。 二、功率信号的自相关函数 实值功率信号x(t)的自相关函数定义如下: +∞<<∞-+=?+-∞→τττdt t x t x T R T T T x 2/2/)()(1)(lim 当功率信号为周期为T 0的周期信号时,上式的时间平均可以用周期T 0代替,故自相关函数可以表示为: +∞<<∞-+=?+-τττdt t x t x T R T T x 2/2/000)()(1)(

实值功率信号的自相关函数与能量信号的自相关函数有类似的性质: 1. )()(ττ-=x x R R 函数关于零点对称; 2. )0()(x x R R ≤τ 函数在原点获得最大值; 3. )()(f G R x x ?τ 自相关函数与功率谱(PSD )是傅立叶变换对; 4. dt t x T R T T x )(1 )0(2 /2 /2000?+-= 函数在零点的值等于信号的功率。

无线信息覆盖范围的计算

1、先明确几个概念 a、dBm(多应用于基站的描述,与功率相关) ??dBm是一个表征功率绝对值的值,计算公式为:10lgP(功率值/1mw)。 ??[例1]如果发射功率P为1mw,折算为dBm后为0dBm。 ??[例2]对于40W的功率,按dBm单位进行折算后的值应为:10lg(40W/1mw)=10lg(40000)=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。 每增加3db,功率要增加一倍 b、dBi和dBd ??dBi和dBd是考征增益的值(功率增益),两者都是一个相对值,但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线,dBd的参考基准为偶极子,所以两者略有不同。一般认为,表示同 一个增益,用dBi表示出来比用 ??[例3]对于一面增益为16dBd 小数位,为18dBi)。 ??[例4]0dBd=2.15dBi。 ??[例5]天线增益可以为13dBd( 40dBm,则可以说,甲比乙大6dB。 14dBd,可以说甲比乙小2dB。 2、理论状态下无线覆盖距离 A、有效全向辐射功率(EffectiveIsotropicallyRadiatedPower) ?有效全向辐射功率(EIRP)是指天线辐射的峰值功率密度 ?EIRP=发射功率(dBm)-电缆损耗(dB)-接头损耗(dB)+天线增益(dBi) 在无线传输链路中,每个接头都会造成约0.25dB的信号衰减。 一般避雷器标称损耗为0.1dB,实际会远大于这个值,参考值为0.5dB。 B、理论自由空间损坏 ●每增加6dB,距离会增加1倍; ●每增加10dB,距离会增加3倍; ●增加14dB,距离增加5倍; ●增加20dB,距离增加10倍; C、1310理论覆盖距离的计算,假设选择8.5dBi天线

天线增益的计算公式

天线增益的计算公式 骆驼发表于 2008-01-09 02:34 | 来源: | 阅读 2,179 views 天线增益是指:在输入功率相等的条件下,实际天线与理想的辐射单元在空间同一点处所产生的信号的功率密度之比。它定量地描述一个天线把输入功率集中辐射的程度。增益显然与天线方向图有密切的关系,方向图主瓣越窄,副瓣越小,增益越高。 可以这样来理解增益的物理含义 ------ 为在一定的距离上的某点处产生一定大小的信号,如果用理想的无方向性点源作为发射天线,需要 100W 的输入功率,而用增益为 G = 13 dB = 20 的某定向天线作为发射天线时,输入功率只需 100 / 20 = 5W 。换言之,某天线的增益,就其最大辐射方向上的辐射效果来说,与无方向性的理想点源相比,把输入功率放大的倍数。 半波对称振子的增益为 G=2.15dBi。4 个半波对称振子沿垂线上下排列,构成一个垂直四元阵,其增益约为 G=8.15dBi( dBi 这个单位表示比较对象是各向均匀辐射的理想点源 )。 如果以半波对称振子作比较对象,其增益的单位是 dBd 。 半波对称振子的增益为 G=0dBd (因为是自己跟自己比,比值为 1 ,取对数得零值。)垂直四元阵,其增益约为 G=8.15 – 2.15=6dBd 。 天线增益的若干计算公式 1)天线主瓣宽度越窄,增益越高。对于一般天线,可用下式估算其增益: G(dBi)=10Lg{32000/(2θ3dB,E×2θ3dB,H)} 式中, 2θ3dB,E与2θ3dB,H分别为天线在两个主平面上的波瓣宽度; 32000 是统计出来的经验数据。 2)对于抛物面天线,可用下式近似计算其增益: G(dBi)=10Lg{4.5×(D/λ0)2} 式中, D 为抛物面直径; λ0为中心工作波长; 4.5 是统计出来的经验数据。 3)对于直立全向天线,有近似计算式 G(dBi)=10Lg{2L/λ0} 式中, L 为天线长度; λ0 为中心工作波长; 天线的增益的考量

功率与dBm的计算公式

dbm的计算公式,希望对新手能够有点认识 dBm 功率单位与P(瓦特)换算公式: dBm=30+10lgP (P:瓦) 首先,DB 是一个纯计数单位:dB = 10logX。dB的意义其实再简单不过了,就是把一个很大(后面跟一长串0的)或者很小(前面有一长串0的)的数比较简短地表示出来。如: X = 1000000000000000(多少个了?)= 10logX = 150 dB X = 0.000000000000001 = 10logX = -150 dB dBm 定义的是miliwatt。0 dBm = 10log1 mw; dBw 定义watt。0 dBw = 10log1 W = 10log1000 mw = 30 dBm。 DB在缺省情况下总是定义功率单位,以10log 为计。当然某些情况下可以用信号强度(Amplitude)来描述功和功率,这时候就用20log 为计。不管是控制领域还是信号处理领域都是这样。比如有时候大家可以看到dBmV 的表达。 在dB,dBm计算中,要注意基本概念。比如前面说的0dBw = 10log1W = 10log1000mw = 30dBm;又比如,用一个dBm 减另外一个dBm时,得到的结果是dB。如:30dBm - 0dBm = 30dB。 一般来讲,在工程中,dB和dB之间只有加减,没有乘除。而用得最多的是减法:dBm 减dBm 实际上是两个功率相除,信号功率和噪声功率相除就是信噪比(SNR)。dBm 加dBm 实际上是两个功率相乘,这个已经不多见(我只知道在功率谱卷积计算中有这样的应用)。dBm 乘dBm 是什么,1mW 的1mW 次方?除了同学们老给我写这样几乎可以和歌德巴赫猜想并驾齐驱的表达式外,我活了这么多年也没见过哪个工程领域玩这个。 dB是功率增益的单位,表示一个相对值。当计算A的功率相比于B大或小多少个dB时,可按公式10 lg A/B计算。例如:A功率比B功率大一倍,那么10 lg A/B = 10 lg 2 = 3dB。也就是说,A的功率比B的功率大3dB;如果A的功率为46dBm,B的功率为40dBm,则可以说,A比B大6dB;如果A天线为12dBd,B天线为14dBd,可以说A比B小2dB。 dBm是一个表示功率绝对值的单位,计算公式为:10lg功率值/1mW。例如:如果发射功率为1mW,按dBm单位进行折算后的值应为:10 lg 1mW/1mW = 0dBm;对于40W的功率,则10 lg(40W/1mW)=46dBm。

无线信号功率计算公式

1.1自由空间传播模型 (前提:发射端与接收端之间的传播无障碍物,比如卫星与手机的连接信号) Friis 公式: L d G G P d P r t t r 222 )4()(πλ= (1.1) Pr(d):接收到的信号功率 Pt:发射功率 Gt:发射天线增益 Gr:接收天线增益 λ:波长(m) d:发射端与接收端的距离(m) L:与传播无关的损耗(传输线衰减、滤波损耗、天线损耗) 注:功率与增益的单位都为W 可以由上述公式改写为P r ,是P r (d)的非函数形式 L d G G P P r t t r lg lg 2)4lg(lg 2lg lg lg lg 2---+++=πλ (1.2) 假设理想状态下无损耗,L=0,f =c / λ,将常数加和,可以演算得: 152 .19lg 2lg 2lg lg lg 954.16198.2lg 2lg 2lg lg lg 198.2lg 2lg 2lg 2lg lg lg 198.2lg 2lg 2lg lg lg )4lg(lg 2lg 2lg lg lg lg 2--+++=---+++=---+++=--+++=--+++=d f G G P d f G G P d f c G G P d G G P d G G P P r t t r t t r t t r t t r t t r λπλ (1.3) 52.191lg 20lg 20lg 10lg 10lg 10lg 10--+++=d f G G P P r t t r (1.4) 注:Pr,Pt,Gt,Gr 单位为W 如果将Pr,Pt,Gt,Gr 单位换为mW ,可以推导出以下公式 52 .131lg 20lg 20lg 10lg 10lg 10lg 1052 .191lg 20lg 2030lg 1030lg 1030lg 1030lg 1052.191lg 20lg 2010lg 10lg 1010lg 10lg 1010lg 10lg 1010lg 10lg 103333--+++=--++++++=+--++++++=+d f G G P P d f G G P P d f G G P P r t t r r t t r r t t r (1.5) 无线概念中常用来表示功率的的单位一般用dbm ,dbi ,与W 的转换关系如下 )lg(*10mW dbi dbm == (1.6)

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