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整流、逆变、斩波、交交变换四种功率变换器

整流、逆变、斩波、交交变换四种功率变换器
整流、逆变、斩波、交交变换四种功率变换器

论述整流、逆变、斩波、交交变换四种功率变换器的工作原理,包含电路结构,控制思想,工作波形,输入输出关系,谐波分析等方面内容。

整流、逆变、斩波、交交功率变换器是能将电力从交流转换为直流、直流转换为直流、直流转换为交流、交流转换为交流(交流控制器),变频率交流转换为交流(周波变换器)的四种类型的电力电子变换器。变换器被广泛用于加热和灯光控制,交流和直流电源,电化学过程,直流和交流电极驱动,静态无功补偿,有源谐波滤波等等。

一、整流功率变换器的工作原理

整流器的主要应用是把交流电源转为直流电源。常见的有二极管整流变换器和晶闸管整流变换器。

二极管整流器不提供任何一种控制输出电流和电压数值的手段。为了适用于工业过程,输出值必须在一定范围内可以控制。通过应用机械的所谓有载抽头变换器可以完成这种控制。作为典型情况,有载抽头变换器在整流变压器的原边控制输入的交流电压,因此也就能够在一定范围内控制输出的直流值。通常有载抽头变换器与串联在整流器输出电路中的饱和电抗器结合使用。通过在电抗器中引入直流电流,使线路中产生一个可变的阻抗。因此,通过控制电抗器两端的电压降,输出值可以在比较窄的范围内控制。

其原理图1如下。

晶闸管(Thyristor)是晶体闸整流管的简称,又称作可控硅整流器(Silicon Controlled Rectifier——SCR),以前被简称为可控硅。由于其能承受的电压和电流容量仍然是目前电力电子器件中最高的,而且工作可靠,因此在大容量的应用场合仍然具有比较重要的地位。

可控硅是四层三端结构元件,共有三个PN结,其等效图解如图2所示

当阳极A加上正向电压时,BG1和BG2管均处于放大状态。此时,如果从控制极G输入一个正向触发信号,BG2便有基流ib2流过,经BG2放大,其集电极电流ic2=β2ib2。因为BG2的集电极直接与BG1的基极相连,所以ib1=ic2。此时,电流ic2再经BG1放大,于是BG1的集电极电流ic1=β1ib1=β1β2ib2。这个电流又流回到BG2的基极,表成正反馈,使ib2不断增大,如此正向馈循环的结果,两个管子的电流剧增,可控硅使饱和导通。

由于BG1和BG2所构成的正反馈作用,所以一旦可控硅导通后,即使控制极G的电流消失了,可控硅仍然能够维持导通状态,由于触发信号只起触发作用,没有关断功能,所以这种可控硅是不可关断的。

二、逆变功率变换器的工作原理:

逆变功率变换器的基本作用是将直流电源转换为交流电源。

其原理是逆变电路中由六个开关组成了一个三相桥式电路。交替打开和关断这六个开关,就可以在输出端得到相位上各相差120°(电气角)的三相交流电源。该交流电源的频率由开关频率决定,而幅值则等于直流电源的幅值。为了改变该交流电源的相序从而达到改变异步电动机转向的目的,只要改变各个开关打开和关断的顺序即可。

在图3给出的逆变电路的原理图中,当位于同一桥臂上的两个开关同时处于开通状态时将会出现短路现象,并烧毁换流器件。所以在实际的逆变功率变换器中还设有各种相应的辅助电路,以保证逆变电路的正常工作和在发生意外情况时对换流器件进行保护。

在由逆变功率变换器所完成的将直流电源转换为交流电源的过程中,在实际的逆变电路中采用半导体器件作为开关器件。半导体开关器件的种类很多,如晶闸管、晶体管、GTO、IGBT等。

三、斩波功率变换器的工作原理:

斩波变换器是将固定的直流电压变换成可变的直流电压,也称为DC/DC变换。

其原理是利用功率组件对固定电压的电源做适当切割以达成负载端电压改变目的。若其输出电压较输入电源电压低,称为降压式(Buck )直流斩波器,若其输出电压较输入电源电压

高,则称为升压式(Boost)直流斩波器;

如图4(a)所示为直流斩波器基本电路图,图4(b)所示为负载电压波形,可看出当直流斩波器导通(Ton)时,负载端之电压Vo等于电源电压Vs,当直流斩波器截止(Toff)时,负载端之电压Vo为0,适当的控制直流斩波器可使直流电源断续的出现在负载侧,只要控制直流斩波器的导通时间,即可改变负载的平均电压。

常见改变方式为 1.周期T固定,导通时间Ton改变,称脉波宽度调变(Pulse-width Modulation PWM)。2.导通时间Ton固定,周期T改变,称频率调变(Frequency Modulation FM)。

3.周期T及导通时间Ton 同时改变,即波宽调变及频率调变混合使用。

在实际应用中,因直流斩波器常需在负载端接上滤波电感及滤波电容,若频率改变过大对电感及电容影响大,因此多数采用脉波宽度调变。

用直流斩波器代替变阻器可节约电能(20~30)%。直流斩波器不仅能起调压的作用(开关电源),同时还能起到有效地抑制电网侧谐波电流噪声的作用。

四、交交变换器的工作原理

交-交变换器是把电网固定频率的交流电,经过功率半导体电路变换成另一种频率和电压的交流电的变换。

通过电力电子变换装置把一种交流电直接变成另一种同频率不同电压交流电的变换称之为交流调压。交流调压器的控制方式有三种:

a)整周波通断控制b) 相位控制c) 斩波控制

相位控制交流调压又称相控调压,是交流调压中的基本控制方式,应用最广。

交流调压器的输出仍是同频率的交流电,原则上可应用于一切需要调压的交流负载上,也可通过变压器再调压。交流调压器是通过改变电压波形来实现调压的,因此输出的电压波形不再是完整的正弦波,谐波分量较大。从调压器输入端所观察到的调压器及其负载的总体功率因数也随着输出电压的降低而降低。但这种交流调压器控制方便、体积小、投资省,因此广泛应用于需调温的工频加热、灯光调节及风机、泵类负载的异步电机调速等场合。

通过电力电子变换装置把一种交流电直接变换成另一种不同频率交流电的变换称之为交-交变频,也有称之为周波变换器、周期变换器。

其原理由两组三相可控整流电路反并联组成的可逆电路,其输出电压和电流的方向及大小是可以任意改变的。若使其输出的电压或电流以一定的频率正负交替变化,这就得到了一个单相交-交变频器。若以这样的三个单相交-交变频器互差120 工作,就构成了一个三相交-交变频器。

这种技术一般用在大型功率装置上。可以实现交流电诸参数(相数、相位、幅值、频率)的变换。和传统的变换器相比,它具有如下优点:不需要中间直流储能环节;能够四象限运行;具有优良的输入电流波形和输出电压波形;可自由控制的功率因数。

移相全桥参数计算

1、 2、 介绍 在大功率服务器件中,为满足高效和绿色标准,一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC2895移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏 情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V 输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变]600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 3、功能示意图 4、功率预算 为满足效率的目标,一组功率预算需要设定。 ^BUOGET =^OUT X 1 =45,2W V H J 5、原边变压器计算T1 变压器匝比(al): VREF GNU UPD OUTA CQMP QUIT HI WTC UL L AB oyrr&1* DC LCD DUTE瞽 QELEF OUTF TT TMiNl S-VNC M mr GS15 RSUV WC1 □ cm ADELEF口 -jWTF I s srrec

估计场效应晶体管电压降(VRDSON ): V RDSON ~ 0*3 V 基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期 (DTYP ) ("OUT 彳力整座N 0 66 (V|N - 2 兀 ) 输岀电感纹波电流设置为输岀电流的 20% 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 (LMAG )。下列方程计算主变 压器 器运行在电流型控制。 如果LMA 太小,磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式 这是因为磁化电流太大,它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。 ^2.76mH 图2显示了 T1原边电流(IPRIMARY )和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意 l (QE ) l (QF ) 也是T1的次级绕组电流。变量 D 是转换器占空比。 a1 = N P N s 3[二(¥N 和忡)x 口叱 =21 M OUT P OUT X °隈 V OUT = 10A 仃1)的最低磁化电感,确保变频

倍流同步整流在DCDC变换器中工作原理分析

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析 在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明,并给出了相应的实验和实验结果。 关键词:倍流整流;同步整流;直流/直流变换器;拓扑 0 引言 随着微处理器和数字信号处理器的不断发展,对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求,特别是要求输出电压越来越低,电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1~1.8 V之间,甚至更低[1]。从电源的角度来看,微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载,而且它们都是动态的负载,这就意味着负载电流会在瞬间变化很大,从过去的13A/μs到将来的30A/μs~50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变 换器是最能够满足上面的要求的[3]。 本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明,实验结果 证明了它的合理性。 1 主电路拓扑结构 主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出,输入级的拓扑为半桥电路,而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流,则倍流同步 整流结构是最合适的,这是因为: 图1 主电路拓扑 1)变压器副边只需一个绕组,与中间抽头结构相比较,它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半,所以损耗在副边的功率相对较小; 2)输出有两个滤波电感,两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流,而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用,所以,最终得到了很小的输出电 流纹波;

3)流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半,与中间抽头结构相比较,在输出滤波电感上的损耗明显减小了; 4)较少的大电流连接线(high current inter-connection),在倍流整流拓扑中,它的副边大电流连接线只有2路,而在中间抽头的拓扑中有3路; 5)动态响应很好。 它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感,在体积上相对要大些。但是,有一种叫集成磁(integrated magnetic)的方法,可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内,这样可以大大地减小变换器的体积。 2 电路基本工作原理 电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式,如图2所示,理想的波形图 如图3所示。 (a) 模式1[t0-t1] (b) 模式2[t1-t2]

德州仪器-具有同步整流功能的移相全桥控制器UCC28950使用说明

- + -V S UCC28950 https://www.wendangku.net/doc/e018736498.html, SLUSA16A–MARCH2010–REVISED JULY2010 Green Phase-Shifted Full-Bridge Controller With Synchronous Rectification Check for Samples:UCC28950 FEATURES APPLICATIONS ?Phase-Shifted Full-Bridge Converters ?Enhanced Wide Range Resonant Zero Voltage Switching(ZVS)Capability?Server,Telecom Power Supplies ?Industrial Power Systems ?Direct Synchronous Rectifier(SR)Control ?High-Density Power Architectures ?Light-Load Efficiency Management Including ?Solar Inverters,and Electric Vehicles –Burst Mode Operation –Discontinuous Conduction Mode(DCM),DESCRIPTION Dynamic SR On/Off Control with Programmable Threshold The UCC28950enhanced phase-shifted controller builds upon Texas Instrument’s industry standard –Programmable Adaptive Delay UCCx895phase-shifted controller family with ?Average or Peak Current Mode Control with enhancements that offer best in class efficiency in Programmable Slope Compensation and today’s high performance power systems.The Voltage Mode Control UCC28950implements advanced control of the full-bridge along with active control of the ?Closed Loop Soft Start and Enable Function synchronous rectifier output stage.?Programmable Switching Frequency up to1 MHz with Bi-Directional Synchronization The primary-side signals allow programmable delays to ensure ZVS operation over wide-load current and ?(+/-3%)Cycle-by-Cycle Current Limit input voltage range,while the load current naturally Protection with Hiccup Mode Support tunes the secondary-side synchronous rectifiers ?150-μA Start-Up Current switching delays,maximizing overall system ?V DD Under Voltage Lockout efficiency. ?Wide Temperature Range-40°C to125°C UCC28950Typical Application Please be aware that an important notice concerning availability,standard warranty,and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet. PRODUCTION DATA information is current as of publication date.Copyright?2010,Texas Instruments Incorporated Products conform to specifications per the terms of the Texas Instruments standard warranty.Production processing does not necessarily include testing of all parameters.

功率变换器在新能源汽车驱动系统中的应用

功率变换器在新能源汽车驱动系统中的应用 功率变换器作为新能源汽车电机驱动系统的重要组成部分,在能源转换的过程中有着举足轻重的地位。 一、DC-DC变换器 DC-DC变换器在驱动系统中主要起到升压作用,由于电压源型电机驱动系统结构中降压特性、寿命短、可靠性低等缺陷与不足,目前市场上常见的解决方法是在驱动系统中增加一个DC-DC升压变换器(BOOST DC/DC),使得三相电压源型电机驱动系统的主电路拓扑改进为DC-DC 级联电压源型PWM 逆变器(VSI)的结构拓扑结构。 电动汽车电气系统中的DC-DC 变换器将频繁波动的电池电压变换成一个稳定的电压为电机驱动系统提供电能,从而增强驱动系统的稳定性。目前电动汽车驱动系统大多采用DC-DC 级联VSI 的多级功率拓扑,这种结构优化了电机控制性能,减小了电池尺寸,避免了浪涌电压的不利情况。 BOOST DC/DC变换器主要特点: (1)需要能够控制功率流的双向流动,以确保动力电池的充放电功能; (2)功率大小需要匹配电机驱动系统的功率需求,一般与电机驱动系统集成设计,共用其冷却方式; (3)采用非隔离设计拓扑方式,一般采用普通的BUCK-BOOST拓扑方式,设计简单;(4)电路拓扑简单,但在整车设计开发中需要配合动力电池和电机系统一起来控制、配合整车方面的较为复杂。 二、DC-AC逆变器 逆变器通常分为电压输入式和电流输入式。在电动汽车驱动控制器中,逆变器是实现能量交直流转化的关键部件,用于电机的驱动或制动时的能量回收。电控系统最主要的损耗来源于逆变器部分。 由于需要大量的电感元件来模拟电流源,所以电流供给式逆变器很少用于电动汽车驱动。

基于软开关技术的DCDC功率变换器的设计

基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计 O 引言 基于软开关技术的全桥DC/DC变换器在高频、大功率的直流变换领域,有着广泛的应用前景,它提高了系统的效率,增大了装置的功率密度。本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中,该负载系统要求能有效实现能量回馈电网,且直流高压>540V,低压直流为48~60V,因此,为升压变换。限于篇幅,本文仅对DC/DC变换器的设计进行讨论,该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关,该方案简单、高效、易实现。采用改进型移相控制器UC3879为控制核心,对变换器实现恒流输入控制,文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。 1 基本原理 1.1 DC/DC变换器的电路原理 图1所示的是DC/DC功率变换器的电路原理图,功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器,S1及S3组成超前桥臂,S2及S4组成滞后桥臂,S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振,实现零电压开关。其中C7为隔直电容,可有效地防止高频变压器的直流偏磁。低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较,得到的误差信号经过PI 环节输出,由改进型移相控制器UC3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲;系统实行恒流控制,便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组,同时,也利于根据试验考核系统的功率等级,实现多个相同电子模拟负载模块的并联。

经过实验测试,DC/DC功率变换器工作在软开关状态下,输出高压直流为560V时,高频变压器副边电压的峰值高达1000V。考虑在工程应用中,系统应该有足够的储备裕量,以利于长时间可靠、安全的运行,整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。 1.2 控制策略 对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。双极性控制方式下的功率开关管工作在硬开关状态,开关管的开关损耗很大,限制了开关频率的提高。有限双极性控制方式可使一对开关管是零电压开关,另一对开关管是零电流开关,适合选用IGBT作为开关管,能避免IGBT的电流拖尾。对于功率MOSFET,移相控制方式的拓扑结构简洁,控制方式简单,也有很多优点: 1)开关频率恒定,利于滤波器的优化设计; 2)实现了开关管的零电压开关,减小了开关损耗,可提高开关频率; 3)功率器件的电压和电流应力小。 因此,该DC/DC功率变换器的控制采用移相控制方式实现零电压开关。每个桥臂的两个开关管成180°互补导通(同一桥臂两开关管有一死区时间),两个桥臂的触发角相差一个相位,即移相角,通过调节移相角可以调节输出电压。开关管关断时变压器的原边电流给关断开关管的

应用同步整流技术实现双向DC/DC变换

应用同步整流技术实现双向DC/DC变换 [日期:2006-11-9] 来源:电源技术应用作者:浙江大学姜德来吕征宇[字体:大中小] 摘要:在Buck同步整流技术的基础上,充分利用其电路的特点,提出了双向直流变换器,并分析了其可行性。针对双向恒压和双向恒流两种控制方式,分析了各自的开关管驱动脉冲要求,并给出了相应控制脉冲的实现方法。通过实验加以验证。 关键词:双向;同步整流;恒压;恒流 0 引言 同步整流技术是近几年研究的热点,主要应用于低压大电流领域,其目的是为了解决续流管的导通损耗问题。采用一般的二极管续流,其导通电阻较大,应用在大电流场合时,损耗很大。用导通电阻非常小的MOS管代替二极管,可以解决损耗问题,但同时对驱动电路提出了更高的要求。 此外,对Buck电路应用同步整流技术,用MOS管代替二极管后,电路从拓扑上整合了Buck和Boost两种变换器,为实现双向DC/DC变换提供了可能。在需要单向升降压且能量可以双向流动的场合,很有应用价值,如应用于混合动力电动汽车时,辅以三相可控全桥电路,可以实现蓄电池的充放电。 l 工作原理 1 1 电路拓扑 双向同步整流电路拓扑如图1所示。当电路工作于正向Buck时,Sw作为主开关管,当Sw导通时,SⅡ关断,电感L储能;当Sw关断时,SR导通续流,电感L释能给输出负载供电。当电路工作于反向Boost升压电路时,SR作为主开关管,当SR导通时,Sw关断,电感L储能;当SR关断时,Sw导通续流,电感L释能给输出负载供电。

1.2 参数设计 设置电感L是为了抑制电流脉动,因此其设计依据是电流纹波要求。电容C1主要是为了在Boost电路Sw关断时,维持输出电压恒定,而电容C2主要是为了抑制Buck输出电压脉动,其设计依据是电压纹波要求,因此两个电容的参数设计并不一致。具体算式如下。 式中:Vg为Buck电路输入电压; Vo为Boost电路输入电压; D为Sw管的占空比: △Q为对应输出电压纹波的电荷增量; △Vo为Buck电路输出电压纹波要求; △Vg为Boost电路输出电压纹波要求; △lmin为Buck和Boost电路电流纹波要求的较小值; I为电感电流。 1.3双向恒流型控制 1)当电路工作在Buck模式时,被控制的是电感电流,目的是为了维持电感电流恒定。电路参数方程为

功率变换器

题目:举例说明功率变换器的实际应用。包括电路结构,原理分析,参数计算等内容。 要求:1、理论联系实际 2、1500字左右 1.功率变换器的实际应用 由于功率变换器具有提高系统的效率,增大装置的功率密度的功能。在现代社会中,其(DC/DC变换器)广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域,涉及到国民经济的各行各业,有着广泛的应用前景。 近年(DC/DC)功率变换器在低功率范围内的增长率大幅度提高,其中6W~ 25WDC/DC变换器的增长率最高,这是因为它们大量用于直流测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于微处理器的高速化,DC/DC变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势,所以251W~750W的DC/DC变换器的增长率也是较快的,这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备,这也显示出了其在远程和数字通讯领域的广阔应用前景。 具体使用,例如:①直流开关电源,其功率变换的核心就是DC/DC功率变换器;② DC/DC功率变换器也是现代燃料电池车动力系统中一个重要部分,主要功能是把不可调的直流电源变为可调的直流电源。 2.原理分析 DC/DC功率变换器按输入与输出间是否有电气隔离可以分为无电气隔离和有电器隔离的直流变化器两类。按工作电路区分有降压式(BUCK),升压式(BOOST),升降压式(BUCK/BOOST),库克(CUK),瑞泰(ZETA),塞皮克(SEPIC)等六种。DC/DC功率变换器基本电路原理图如图1所示。 图1中,功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器,S1及S3组成超前桥臂,S2及S4组成滞后桥臂,S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振,实现零电压开关。其中C7为隔直电容,可有效地防止高频变压器的直流偏磁。低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。 下面,我将就升压降压的不同功能分别对其进行原理分析:

UCC28950移相全桥设计指南设计

UCC28950移相全桥设计指南 一,拓扑结构及工作原理 (1) 主电路拓扑 本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器,采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流,实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。 图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑 当1S、4S导通时,电源对变压器初级绕组正向充电,将能量提供给负载,同时,输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时,电源对1C C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在,1S为零电压关断,此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联,共同提供能量,由于充电,2 Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢,导致电位差并产生感应电动势作用于k L,加速了2C的放电,为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后,整流二极管全部导通续流,在续流期间原边电流已复位,此时关段4S,开通3S,由于漏感k L两边电流不能突变, S为零电流关断,3S为零电流开通。 所以4 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 图1模式1主电路简化图及等效电路图 ②模式2 图2模式2简化电路图 ③模式3

图3模式3简化电路图 ④模式4 图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5 图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6 图6模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7

图7模式7主电路简化电路图 ⑧模式8 图8模式8主电路简化电路图 二,关键问题 1:滞后臂较难实现ZVS 原因:滞后臂谐振的时候,次级绕组短路被钳位,所以副边电感无法反射到原边参加谐振,导致谐振的能量只能由谐振电感提供,如果能量不够,就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V. 解决方法: ①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。 ②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。 ③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。 2,副边占空比的丢失 原因:移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程,此时原边电流不足以提供副边的负载电流,因此副边电感就会导通另一个二极管续流,即副边处于近似短路状态; Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比,与输入电压大小成反比。 解决方法: ①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。

一种全桥同步整流器的设计及其应用

一种全桥同步整流器的设计及其应用 2012-10-24 22:01:37 来源:21IC 关键字:全桥同步整流器 由于现代高速超大规模集成电路的尺寸不断减小,同时又对功率要求的不断增加。因此必须提高供电电源的功率密度,在有限的散热空间里增加功率密度,就必须提高电源的工作效率。近年来,通过增加输出级同步整流、引入软开关技术等,使得开关电源的效率得到了大幅提高。如何进行一步提高其工作效率,笔者从输入级的一次整流入手进行了相应分析和研究。 1 原理与设计 1.1 桥式整流与桥式同步整流分析 一般开关电源中一次整流电路结构如图1所示。因为图中电源V1由电网提供,要采用高压二极管对其进行整流,所以D1,D2,D3,D4的压降约为1 V。当输出电流为I时,将在整个整流桥上产生P(VD)=1×2×I的功率损耗。 桥式同步整流电路结构如图2所示,图中M1、M2、M3、M4为n沟道增强型功率MOS 管,其中D1、D2、D3、D4为其寄生体二极管。图中左半部分为其驱动信号产生模块。 为进一步提高电源变换器的效率,降低一次整流部分的损耗是提高电源变换器工作效率的一种有效途径。采用P-MOSFET管来实现整流功能的整流电路称为同步整流电路,P-MOSFET管不像二极管那样能自动截止反向电流,需要用P-MOSFET管来实现同步整流,必须控制P-MOSFET管的导通和关断,而P-MOSFET管的导通和关断又取决于它的栅极驱

动信号。因此,在设计同步整流P-MOSFET管栅极驱动信号的大小和时序,要确保同步整流电路的正常工作。图3为相应开关管M1、M2、M3、M4控制信号S1、S2、S3、S4波形图。 为防止开关管发生直通的现象,在上下桥臂的波形切换之间加入了死区时间Tdeadtime。 因为工作频率在50 Hz,所以无需考虑其开关损耗。桥式同步整流电路中功率损耗主要发生在其导通的直流电阻RDS上,即P=(RDS×2)I2,图4给出了相应损耗功耗曲线。 设全桥整流时整流桥的损耗功率P(VD)=2×I。设全桥同步整流时开关管的损耗功率P(VT)=Ron×I2。与全桥整流相比全桥同步整流所节省的功率损耗P(D)=P(VD)-P(VT)=2×I-Ron×I2。根据函数的增减性,当I=1/Ron时,P(D)可取得最大值。 1.2 相应参数计算 此部分主要考虑将输入正弦波变为与之同步的方波,相应电路如图5所示。为防止整流开关管发生直通的现象,在上下桥臂波形切换之间加入了死区时间。引死区时间由过零比较电压时行设定,即电阻R1与电阻R2、R3与电阻R4的比值来确定。死区时间Tdeadtime 在整个周期中所占的时间为 其中,V1-1为同步交流信号的幅值;T为输入交流信号的周期。

移相全桥全参数计算

1、介绍 在大功率服务器件中,为满足高效和绿色标准,一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表 1 设计规 描述最小值典型值最大值 输入电压370V 390V 410V 输出电压11.4V 12V 12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 2、功能示意图

3、功率预算 为满足效率的目标,一组功率预算需要设定。 4、原边变压器计算T1 变压器匝比(a1): 估计场效应晶体管电压降(VRDSON): 基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。如果LMAG太小,磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。 计算T1次级均方根电流(ISRMS):

同步整流技术

同步整流技术
电源网第20届技术交流会
邹超洋
2012.11



?同步整流简介。
?同步整流的分类。
简 ?同步整流的驱动方式

?同步整流的 MOSFET

同步整流简介
z 高速超大规模集成电路的尺寸的不断减小,功耗的不断降低,要求 供电电压也越来越低,而输出电流则越来越大。 z 电源本身的高输出电流、低成本、高频化(500kHz~1MHz)高 功率密度、高可靠性、高效率的方向发展。 z 在低电压、大电流输出DC-DC变换器的整流管,其功耗占变换器 全部功耗的50~60%。 z用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管,可以大大 降低整流部分的功耗,提高变换器的性能,实现电源的高效率,高功 率密度。

同步整流简介
diode
=
MOSFET 代替diode
MOSFET
D
相当于二极管的功能
G
?电流从S流向D ?V/I特性,工作于3rd 象限
S
z 用MOSFET来代替二极管在电路中的整流功能 z 相对于二极管的开关算好极小 z 整流的时序受到MOSFET的Vgs控制,可以根据系统的需要,
把整流的损耗做到最小

同步整流简介
? 例如:一个5V 30A输出的电源
Diode
Vf=0.45V Ploss=0.45*30=13.5W Ploss/Po=13.5/45=30%
Mosfet
Rdson=1.2m? Ploss=0.0012*302=1.08W Ploss/Po=1.08/45=2.4%
MBR8040(R)
SC010N04LS

20170403-三个基本功率变换器的CCM-DCM边界条件

三个基本功率变换器的CCM/DCM 边界条件 普高(杭州)科技开发有限公式 张兴柱 博士 对于Buck 变换器、Boost 变换器和Buckboost 变换器,在工作点发生变化时,其工作模式也会跟着发生变化,这种变化可用下图来表示: 边界 LP L I I 21=CCM/DCM 边界 LP L I I 21> CCM LP L I I 2 1

方程,方程的左边是占空比的函数,方程的右边是随负载电阻变化而变化的一个变量,与占空比无关,在数学上,可将这三个基本变换器的CCM/DCM 边界方程写成下面的一般形式: crit K D K =)( (1) 其中R Lf K s crit 2= ,是与负载和功率级参数有关的变量; D D K ?=1)(,Buck 变换器; 2)1()(D D D K ?=,Boost 变换器; 2)1()(D D K ?=,Buckboost 变换器。 这个函数与具体的拓扑结构和占空比有关。 如将方程(1)中的两边,均看成是占空比D 的函数,并画在同一张坐标中,则CCM/DCM 边界就可以被理解为是这两个函数的交点,下面是三个基本变换器的这种边界示意图: D K ?=1( 1()(D D K = 1() (D K ?= Buck 变换器 Boost 变换器 Buckboost 变换器 在CCM/DCM 边界示意图上,如两根曲线有交点,则这个交点(图中红色的点)就是CCM/DCM 边界工作点,而CCM 区间及DCM 区间则可用下面的不等式来判断。 crit K D K >)( 为DCM ; crit K D K <)( 为CCM 非常有趣的是在Boost 变换器中,有两个交点,它们对应了两个CCM/DCM 边界点,这与Buck 变换器和Buckboost 变换器中的情况不同。在Buck 变换器或者Buckboost 变换器中,当输出电压已经稳定后,输入电压越高(占空比越小),就越容易进入DCM ,反之亦然。而在Boost 变换器中,随着输入电压的提高(占空比的减小),先会从CCM ,通过CCM/DCM 的第一个边界点进入DCM ,在DCM 工作一段时间后,又会通过CCM/DCM 的第二个边界点进入CCM 。

三相功率变换器

逆变器并网电流环控制 1连接电抗器设计 图1并网逆变器主电路图 并网逆变器主电路图如图1所示。滤波电感参数的计算过程如下: 假设在t k 时刻起始的一个开关周期内数值近似保持不变为U k ,电感电流平均值为I Lk ,电流纹波增加量为+L I ?和减小量-L I ?相等,均为L I ?,桥式逆变电路输出电压波形为u i ,占空比为D ,直流电压为V DC ,开关周期为T s ,则t k 即刻起始的一个开关周期内逆变器电压和电感电流波形如图2所示。 图 2逆变器电压和电感电流波形 由图可知,当k k s t t t DT <<+时,+-= dc k L s M V U I DT L ???;当+k s k s t DT t t T <<+时,-=(1)k L s U I D T L ??-。 化简得: dc k s s M U U DT T L L ??=? 2(1)()dc dc L s s M V M V I D D T D D T L L ???=-=- 当占空比D=0.5时且V dc 最大时,L I ?达到最大 则 V

max max 4dc s L M V T I L ???= max max 4dc s L M V T L I ??≥ 在本设计中取直流侧输入电压最大值_max 900V dc V =;10KHz s f =;7.58A o I = ; max =15% 1.61L o I A ?=;=6.89mH L ;=7mH L 。 2电流环设计与仿真 同步旋转坐标系下,逆变器的交流侧电压表达式为 d d gd q q q gq d di v L u i dt di v L u i dt ωω? =-++??? ?=-+-?? 考虑到需要对逆变器的有功无功进行解耦控制,因此在本设计中采用基于d 轴电网电压定向的控制策略,则逆变器交流侧电压表达式可变为 d d gd q q q d di v L u i dt di v L i dt ωω? =-++??? ?=--?? 带解耦的电流闭环控制框图如图3所示。可通过电流状态反馈来实现两轴电 流间的解耦控制。 图3电流闭环控制框图 电流环的参数计算 考虑主电路部分d 轴电流解耦后的传递函数和q 轴电流的控制框图如图4所示。

同步整流电路分析

同步整流电路分析 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来,电子技术的发展,使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗,但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成:功率开关管的损耗,高频变压器的损耗,输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下,整流二极管的导通压降较高,输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管(FRD)或超快恢复二极管(SRD)可达1.0~1.2V,即使采用低压降的肖特基二极管(SBD),也会产生大约0.6V的压降,这就导致整流损耗增大,电源效率降低。 举例说明,目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压,所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。即使采用肖特基二极管,整流管上的损耗也会达到(18%~40%)P O,占电源总损耗的60%以上。因此,传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要,成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET,来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件,它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时,要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能,故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示,V1及V2为功率MOSFET,在次级电压的正半周,V1导通,V2关断,V1起整流作用;在次级电压的负半周,V1关断,V2导通,V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时,导通损耗占主导地位;开关频率高于1MHz时,以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路

论述整流、逆变、斩波、交交变换四种功率变换器的工作原理

论述整流、逆变、斩波、交交变换四种功率变换器的工作原理 整流、逆变、斩波、交交功率变换器是能将电力从交流转换为直流、直流转换为直流、直流转换为交流、交流转换为交流(交流控制器),变频率交流转换为交流(周波变换器)的四种类型的电力电子变换器。变换器被广泛用于加热和灯光控制,交流和直流电源,电化学过程,直流和交流电极驱动,静态无功补偿,有源谐波滤波等等。 一、整流功率变换器的工作原理 整流器的主要应用是把交流电源转为直流电源。常见的有二极管整流变换器和晶闸管整流变换器。 二极管整流器不提供任何一种控制输出电流和电压数值的手段。为了适用于工业过程,输出值必须在一定范围内可以控制。通过应用机械的所谓有载抽头变换器可以完成这种控制。作为典型情况,有载抽头变换器在整流变压器的原边控制输入的交流电压,因此也就能够在一定范围内控制输出的直流值。通常有载抽头变换器与串联在整流器输出电路中的饱和电抗器结合使用。通过在电抗器中引入直流电流,使线路中产生一个可变的阻抗。因此,通过控制电抗器两端的电压降,输出值可以在比较窄的范围内控制。 其原理图1如下。 晶闸管(Thyristor)是晶体闸整流管的简称,又称作可控硅整流器(Silicon Controlled Rectifier——SCR),以前被简称为可控硅。由于其能承受的电压和电流容量仍然是目前电力电子器件中最高的,而且工作可靠,因此在大容量的应用场合仍然具有比较重要的地位。 可控硅是四层三端结构元件,共有三个PN结,其等效图解如图2所示

当阳极A加上正向电压时,BG1和BG2管均处于放大状态。此时,如果从控制极G输入一个正向触发信号,BG2便有基流ib2流过,经BG2放大,其集电极电流ic2=β2ib2。因为BG2的集电极直接与BG1的基极相连,所以ib1=ic2。此时,电流ic2再经BG1放大,于是BG1的集电极电流ic1=β1ib1=β1β2ib2。这个电流又流回到BG2的基极,表成正反馈,使ib2不断增大,如此正向馈循环的结果,两个管子的电流剧增,可控硅使饱和导通。 由于BG1和BG2所构成的正反馈作用,所以一旦可控硅导通后,即使控制极G的电流消失了,可控硅仍然能够维持导通状态,由于触发信号只起触发作用,没有关断功能,所以这种可控硅是不可关断的。 二、逆变功率变换器的工作原理: 逆变功率变换器的基本作用是将直流电源转换为交流电源。 其原理是逆变电路中由六个开关组成了一个三相桥式电路。交替打开和关断这六个开关,就可以在输出端得到相位上各相差120°(电气角)的三相交流电源。该交流电源的频率由开关频率决定,而幅值则等于直流电源的幅值。为了改变该交流电源的相序从而达到改变异步电动机转向的目的,只要改变各个开关打开和关断的顺序即可。

多电平变换器的拓扑结构和控制策略

0 引言 多电平变换器的概念自从A.Nabael在1980年的IAS年会上提出以后,以其独特的优点受到广泛的关注和研究。首先,对于n电平的变换器,每个功率器件承受的电压仅为母线电压的1/(n-1),这就使得能够用低压器件来实现高压大功率输出,且无需动态均压电路;多电平变换器的输出电压波形由于电平数目多,使波形畸变(THD)大大缩小,改善了装置的EMI特性;还使功率管关断时的d v/d t应力减少,这在高压大电机驱动中,有效地防止了电机转子绕组绝缘击穿;最后,多电平变换器输出无需变压器,从而大大减小了系统的体积和损耗。因此,多电平变换器在高电压大功率的变频调速、有源电力滤波装置、高压直流(HVDC)输电系统和电力系统无功补偿等方面有着广泛的应用前景。 1 多电平变换器的拓扑结构 国内外学者对多电平变换器作了很多的研究,提出了不少拓扑结构。从目前的资料上看,多电平变换器的拓扑结构主要有4种: 1)二极管中点箝位型(见图1); 2)飞跨电容型(见图2); 3)具有独立直流电源级联型(见图3); 4)混合的级联型多电平变换器。 图1 二极管箝位型三电平变换器 图2 飞跨电容型三电平变换器

图3 级联型五电平变换器 其中混合级联型是3)的改进模型,它和3)的结构基本上相同,唯一不同的就是3)的直流电源电压均相等,而4)则不等。从图1至图3不难看出这几种拓扑的结构的优缺点。 二极管箝位型多电平变换器的优点是便于双向功率流控制,功率因数控制方便。缺点是电容均压较为复杂和困难。在国内外这种拓扑结构的产品已经进入了实用化。 飞跨电容型多电平变换器,由于采用了电容取代箝位二极管,因此,它可以省掉大量的箝位二极管,但是引入了不少电容,对高压系统而言,电容体积大、成本高、封装难。另外这种拓扑结构,输出相同质量波形的时候,开关频率增高,开关损耗增大,效率随之降低。目前,这种拓扑结构还没有达到实用化的地步。 级联型多电平变换器的优点主要是同数量电平的时候,使用二极管数目少于拓扑结构1);由于采用的是独立的直流电源,不会有电压不平衡的问题。其主要缺点是采用多路的独立直流电源。目前,这种拓扑结构也有实用化的产品。 2 多电平变换器的控制策略 从目前的资料来看,多电平变换器主要有5种控制策略,即阶梯波脉宽调制、特定消谐波PWM、载波PWM、空间矢量PWM、Sigma-delta调制法。 2.1 阶梯波脉宽调制[1][2][3] 阶梯波调制就是用阶梯波来逼近正弦波,是比较直观的方法。典型的阶梯波调制的参考电压和输出电压如图4所示。在阶梯波调制中,可以通过选择每一个电平持续时间的长短,来实现低次谐波的消除。2m+1次的多电平的阶梯波调制的输出电压波形的傅立叶分析见式(1)及式(2)。消除k次谐波的原理就是使电压系数b k为0。这种方法本质上是对做参考电压的模拟信号作量化的逼近。从图4中不难看出这种调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求,所以,可以采用低开关频率的大功率器件如GTO来实现;另外这种方法调制比变化范围宽而且算法简单,控制上硬件实现方便。不过这种方法的一个主要缺点就是输出波形的谐波含量高。 图4 九电平阶梯波输出电压波形 v t(t)=b n sin nωt(1) b n=[V cos nα1+2V cosnα1+……+jV cos nαj+……+mV cosnαm](2) 2.2 多电平特定消谐波法[4][5][6] 多电平的特定消谐波法也被称作开关点预制的PWM方法。这种方法是建立在多电平阶梯波调制方法的基础之上的。这种方法的原理就是在阶梯波上通过选择适当的“凹槽” 有选择性地消除特定次谐波,从而达到输出波形质量提高和输出THD减小的目的。这种方法的消谐波和阶梯波的消谐波一样,唯一不同的就是输出电压波形的傅立叶分析后的系数 b n有所不同。现以五电平的特定消谐波的一个输出电压波形(如图5所示)来分析傅立叶分解

移相全桥参数计算

移相全桥参数计算 Prepared on 22 November 2020

1、介绍 在大功率服务器件中,为满足高效和绿色标准,一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 2、功能示意图 3、功率预算 为满足效率的目标,一组功率预算需要设定。 4、原边变压器计算T1 变压器匝比(a1): 估计场效应晶体管电压降(VRDSON): 基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变 频器运行在电流型控制。如果LMAG太小,磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。 图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE)I(QF)也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。 计算T1次级均方根电流(ISRMS): 副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边: 副边均方根电流(ISRMS2),当电流通过变压器,QEQF开通 副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。 副边总均方根电流(ISRMS): 计算T1原边均方根电流(IPRMS): T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边 T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器 总T1原边均方根电流(IPRMS) 此设计一个Vitec变压器被选中,型号75PR8107有一下规范 测量漏原边漏感:

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