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移相全桥学习笔记

移相全桥学习笔记
移相全桥学习笔记

移相全桥学习笔记

在早期的大功率电源(输出功率大于1KW)应用中,硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是

应用最为广泛的一种,其特点是开关频率固定,开关管承受的电压与电流应力小,便于控制,特别是适合于低压大电流,以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗,无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如:一个5KW的电源,采用硬开关全桥,

即使效率做到92%,那么依然还有400W的损耗,那么每提升一个点的效率,就可以减少

50W的损耗,特别在多台并机以及长时间运行的系统中,其经济效益相当可观。

随后,人们在硬开关全桥的基础上,开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter,简称PS FB),利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件,使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching,简称ZVS),来实现恒频软开关,提升电源的整体效率与EMI性能,当然还可以提高电源的功率密度。

上图是移相全桥的拓扑图,各个元件的意义如下:

Vin:输入的直流电源

T1-T4:4个主开关管,一般是MOSFET或IGBT

T1,T2称为超前臂开关管,T3,T4称为滞后臂开关管

C1-C4:4个开关管的寄生电容或外加谐振电容

D1-D4:4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管

VD1,VD2:电源次级高频整流二极管

TR:移相全桥电源变压器

Lp:变压器原边绕组电感量

Ls1,Ls2:变压器副边电感量

Lr:变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和,那是谐振电感,可以用漏感来做

谐振电感,或者用外加谐振电感与漏感的和来做谐振电感

Lf:移相全桥电源次级输出续流电感

Cf: 移相全桥电源次级输出电容

RL: 移相全桥电源次级负载

因为是做理论分析,所以要将一些器件的特性理想化,具体如下:

1、假设所有的开关管为理想元件,开通与关断不存在延迟,导通电阻无穷小;开关管的

体二极管或者外部的二极管也为理想元件,其开通与关断不存在延迟,正向压降为

0。

2、所有的电感,电容都为理想元件,不存在寄生参数,变压器也为理想变压器,不存在

感与分布参数的影响,励磁电感无穷大,励磁电流可以忽略,谐振电感是外加的。

3、超前桥臂与滞后的谐振电容都相等,即C1=C2=C lead,C3=C4=C lag。

次级续流电感通过匝比折算到初级的电感量L S`远远大于谐振电感的感量L r,即L S`=L r*n2》L r。

PS FB一个周期可以分为12中工作模态,其中正负半周期是对应的关系,只不过改变的是电流在桥臂上的流向,下面我们首先来分析这12个工作模态的情况,揭开移相全桥的神秘面纱。

工作模态一:正半周期功率输出过程

如上图,此时T1与T4同时导通,T2与T3同时关断,原边电流的流向是T1—Lp—Lk—T4,如图所示。

此时的输入电压几乎全部降落在图中的A,B两点上,即U AB=V in, 此时AB两点的电感量除了图上标示出的Lp与Lk之外,应该还有次级反射回来的电感L S`(因为此时次级二极管VD1是导通的),即L S`=n2* L f,由于是按照匝比平方折算回来,所以L S`会比Lk大很多,导致Ip上升缓慢,上升电流△Ip为△Ip=(Vin-n*Uo)*(t1-t0)/( Lk+ L S`)

此过程中,根据变压器的同名端关系,次级二极管VD1导通,VD2关断,变压器原边向负载提供能量,同时给输出电感L f与输出电容C f储能。(图中未画出)

此时, U C2 =U C3=U A=U AB=V in

U B=0V

工作模态二:超前臂谐振过程

如上图,此时超前桥臂上管T1在t1时刻关断,但由于电感两端电流不能突变的特性,变压器原边的电流仍然需要维持原来的方向,故电流被转移到C1与C2中,C1被充电,电压很快会上升到输入电压Vin,而C2开始放电,电压很快就下降到0,即将A点的电位钳位到0V。

由于次级折算过来的感量LS`远远大于谐振电感的感量Lk,故基本可以认为此是的原边类似一个恒流源,此时的ip基本不变,或下降很小。

C1两端的电压由下式给出

Vc1=Ip*(t2-t1)/(C1+C3)= Ip*(t2-t1)/2 Clead

C2两端的电压由下式给出

Vc1= Vin- 【Ip*(t2-t1)/2 Clead】

其中Ip是在模态2流过原边电感的电流,在T2时刻C1上的电压很快上升到Vin,C2上的电压很快变成0V,D2开始导通。

在t2时刻之前,C1充满电,C2放完电,即VC1= VC3= Vin VC2=VA=VB= 0V

模态2的时间为

△t= t2-t1=2 Clead * Vin/ Ip

工作模态三:原边电流正半周期钳位续流过程

如上图,此时二极管D2已经完全导通续流,将超前臂下管T2两端的电压钳位到0V,此时将T2打开,就实现了超前臂下管T2的ZVS开通;但此时的原边电流仍然是从D2走,而不是T2。

此时流过原边的电流仍然较大,等与副边电感Lf的电流折算到原边的电流

即ip(t)= iLf(t)/n

此时电流的下降速度跟电感量有关。

从超前臂T1关断到T2打开这段时间td,称为超前臂死区时间,为保证满足T2的ZVS开通条件,就必须让C3放电到0V,即

td ≥△t= t2-t1=2 Clead * Vin/ Ip

此时,UC1=UC3=Vin ,UA=UB=UAB=0V

移相全桥

移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰,降低损耗,提高 开关频率。如何以UC3875为核心,设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见 下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构,使用MOSFET作为开关管来使用,参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制,即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实 现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管,VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管,C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容,VD3、VD4是反向电流阻断二极管,用来实现滞后 臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感,Cb为阻断电容,T为主变压器,副边由 VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下: 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时,电路工作情况与全桥变换器的硬开 关工作模式情况一样,主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制,在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角,经过一定时间后再关断VT4,在关断 VT1之前,由于VT1导通,其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降,理想状况下其 值为零,当关断VT1时刻,C1开始充电,由于电容电压不能突变,因此,VT1即是零电 压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用,VT1关断后,原边电流不能突变,继续给Cb充电,同时C2也通过原边放电,当C2电压降到零后,VD2自然导通,这时 开通VT2,则VT2即是零电压开通。

移相电路原理及简单设计综述

移相电路总结(multisim10仿真)2012.7.2 原来是导师分配的一个小任务,由于书中没有现在的电路,故查找各方面资料,发现资料繁多,故自己把认为重要的地方写下来,如有不足之处请多多指正。 1、 移相器:能够对波的相位进行调整的仪器 2、 原理 接于电路中的电容和电感均有移相功能,电容的端电压落后于电流90度,电感的端电压超前于电流90度,这就是电容电感移相的结果; 先说电容移相,电容一通电,电路就给电容充电,一开始瞬间充电的电流为最大值,电压趋于0,随着电容充电量增加,电流渐而变小,电压渐而增加,至电容充电结束时,电容充电电流趋于0,电容端电压为电路的最大值,这样就完成了一个充电周期,如果取电容的端电压作为输出,即可得到一个滞后于电流90度的称移相电压; 电感因为有自感自动势总是阻碍电路中变量变化的特性,移相情形正好与电容相反,一接通电路,一个周期开始时电感端电压最大,电流最小,一个周期结束时,端电压最小,电流量大,得到的是一个电压超前90度的移相效果; 3、 基本原理 (1)、积分电路可用作移相电路 (2)RC 移相电路原理 其中第一个图 此时,R:0→∞ ,则φ: 其中第二个图 此时,R:0→∞ ,则φ: 而为了让输出电压有效值与输入电压有效值相等 C C u i u o R R u i u o φU R U C U I 图1 简单的RC 移相

1 U 2 U + _ R R c d +_a C C 图2 幅值相等 . ..2cb db U U U =- (111) 1 1111R j RC j C U U U j RC R R j C j C ωωωωω-=-=+++ 212 1()2arctan 1() RC U RC RC ωωω+= ∠-+ 其中 2211 2 1()1() RC U U U RC ωω+= =+ 22arctan()RC ?ω=- 4、 改进后的移相电路 一般将RC 与运放联系起来组成有源的移相电路。 u i u o R 1 C R R 2 u i u o R 1 C R R 2 图3 0~90°移相 图4 270°~360°移相

移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述

移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述 河北秦皇岛燕山大学朱艳萍电源技术应用 摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺点,以供大家参考。 关键词:移相控制;零电压零电流开关;全桥变换器 1概述 所谓ZVZCS,就是超前桥臂实现零电压导通和关断,滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷,即可以大幅度降低电路内部的循环能量,提高变换效率,减小副边占空比丢失,提高最大占空比,而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后,不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法: 1)利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿,使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中,为滞后桥臂提供零电流开关的条件; 2)在变压器原边使用隔直电容和饱和电感,在原边电压过零期间,将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源,使原边电流复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件; 3)在变压器副边整流器输出端并联电容,在原边电压过零期间,将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源,使原边电流迅速复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。 2 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同,下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC 拓扑结构,以供大家参考。 1)NhoE.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器,它的驱动信号采用有限双极性控制,从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择,L1k太小,在负载电流很小时,超前桥臂不能实现零电压开关;L1k太大,又限制了iL1k的变化速度,从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式,电感L1k电流交流变化,输入电流脉动很大,要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态,但必须采用频率控制,不利于滤波器的优化设计。

电路原理移相器实验设计原理

电路原理综合实验报告 移相器的设计与测试 学生姓名:----- 学生学号:----- 院(系):----- 年级专业:------ 指导教师:----- 助理指导教师:------- 摘要 线性时不变网络在正弦信号激励下,其响应电压、电流是与激励信号同频率的 正弦量,响应与频率的关系,即为频率特性。它可用相量形式的网络函数来表示。在电气工程与电子工程中,往往需要在某确定频率正弦激励信号作用下,获得有一定幅值、输出电压相对于输入电压的相位差在一定范围内连续可调的响应(输出) 信号。这可通过调节电路元件参数来实现,通常是采用RC移相网络来实现的。 关键词移相位,设计,测试。 目录 摘要 (13) ABSTRACT ........................................................................................................................................... I I 第1章方案设计与论证 (2) 1.1RC串联电路 (2) 1.2X型RC移相电路 (2) 1.3方案比较 (2) 第2章理论计算 (2) 2.1工作原理 (2) 2.2电路参数设计 (2) 第3章原理电路设计 (2) 3.1低端电路图设计(-45°-90°) (2) 3.2高端电路图设计(-90°-120°) 3.3高端电路图设计(-120°-150°) (2) 3.4高端电路图设计(150°~180°)

3.5整体电路图设计 (2) 第4章设计仿真 (2) 4.1仿真软件使用 (2) 4.2电路仿真 (2) 4.3数据记录 (2) 第5章实物测试 (2) 5.1仪器使用(电路板设计) (2) 5.2电路搭建(电路板制作) (2) 5.3数据记录(电路板安装) (2) 第6章结果分析 (2) 6.1结论分析 (2) 6.2设计工作评估 (2) 6.3体会 (2) 第1章方案设计与论证 1.1RC串联电路 图1.1所示所示RC串联电路,设输入正弦信号,其相量,若电容C 为一定值,则有,如果R从零至无穷大变化,相位从到变化。 图1.1RC串联电路及其相量图 另一种RC串联电路如图1.2所示。 图1.2RC串联电路及其相量图 同样,输出电压的大小及相位,在输入信号角频率一定时,它们随电路参数的不同而改变。若电容C值不变,R从零至无穷大变化,则相位从到变化。 1.2X型RC移相电路 当希望得到输出电压的有效值与输入电压有效值相等,而相对输入电压又有一定相位差的输出电压时,通常是采用图1.3(a)所示X型RC移相电路来实现。为方便 分析,将原电路改画成图1.3(b)所示电路。 (a)X型RC电路(b)改画电路 图1.3X型RC移相电路及其改画电路

移相全桥ZVZCS主电路综述

移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述 [导读]移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC 变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺 关键词:变换器 移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述 摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺点,以供大家参考。 关键词:移相控制;零电压零电流开关;全桥变换器 1 概述 所谓ZVZCS,就是超前桥臂实现零电压导通和关断,滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷,即可以大幅度降低电路内部的循环能量,提高变换效率,减小副边占空比丢失,提高最大占空比,而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后,不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法: 1)利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿,使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中,为滞后桥臂提供零电流开关的条件; 2)在变压器原边使用隔直电容和饱和电感,在原边电压过零期间,将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源,使原边电流复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件; 3)在变压器副边整流器输出端并联电容,在原边电压过零期间,将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源,使原边电流迅速复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。 2 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同,下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCS PWM DC/DC拓扑结构,以供大家参考。 1)Nho E.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器,它的驱动信号采用有限双极性控制,从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择,L1k 太小,在负载电流很小时,超前桥臂不能实现零电压开关;L1k太大,又限制了i L1k的变化速度,从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式,电感L1k电流交流变化,输入电流脉动很大,

移相全桥电路

主题: 移相全桥滞后臂驱动波形疑问: 移相全桥软开关,2000w电源,驱动波形不正常。大家帮忙分析一下,黄色为ds波形。蓝色为驱动波形 疑问: 1.为什么ds有震荡? 2.这是滞后臂下管驱动波形。为什么关段时死区时间没有了。滞后臂上管的驱动波形正好和下管相反,开通时死区时间没有了? 3、谐振电容和电感应该选择多大的? Answer: 1、驱动凹下去的那块是米勒效应区,这个可以加大驱动能力减弱。 2、关断时死区没有了,在驱动变压器副边加快速关断电路试试,或者就是在驱动电阻上反并联一个二极管。 3、谐振参数计算是比较的复杂的,一般2KW电压,取15UH就可以了,当然得看看您的变压器变比,输出电流折算到原边的大小,来确定。 I为原边电流,CMOS为MOS并联电容大小,您可以自己算算了,您这样的一个参数15UH 偏小了,我看您的波形您已经软开关了啊。 4、是实现软开关了但是滞后臂的驱动波形在关断是死区时间还不是很好所以经常炸管。

这是原边电流波形 变压器原边电压波形 变压器副边电压波形 输出整流二极管电压波形

Answer: 滞后臂炸管: 第一个排除:过温问题,看看您的MOS管的稳定是否超过降额。 第二个排除:死区时间问题,您的滞后臂死区时间是否大于您的体二极管的反向恢复时间呢?这个一定要大于,必须的大于。 第三个:您的驱动是否收到干扰呢,波形是否很干净。 您发的波形基本没发现什么问题,您为什么不加个原边牵位二极管呢,把输出震荡搞定呢? 1、对于死区时间你要实测你管子哪里的驱动,用示波器读出来,因为很多的时候设置变压器驱动死区会和你设置的不一致的。 2.、IGBT比较适合做零电流,因为他的拖尾电流严重,做零电压没意义的,MOS适合零电压的。 3、IGBT必须加负压关断才比较的可靠。

LLC移相全桥

移相全桥学习笔记 在早期的大功率电源(输出功率大于1KW)应用中,硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种,其特点是开关频率固定,开关管承受的电压与电流应力小,便于控制,特别是适合于低压大电流,以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗,无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如:一个5KW的电源,采用硬开关全桥,即使效率做到92%,那么依然还有400W的损耗,那么每提升一个点的效率,就可以减少50W的损耗,特别在多台并机以及长时间运行的系统中,其经济效益相当可观。 随后,人们在硬开关全桥的基础上,开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter,简称PS FB),利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件,使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching,简称ZVS),来实现恒频软开关,提升电源的整体效率与EMI性能,当然还可以提高电源的功率密度。 上图是移相全桥的拓扑图,各个元件的意义如下: Vin:输入的直流电源 T1-T4:4个主开关管,一般是MOSFET或IGBT T1,T2称为超前臂开关管,T3,T4称为滞后臂开关管 C1-C4:4个开关管的寄生电容或外加谐振电容 D1-D4:4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管 VD1,VD2:电源次级高频整流二极管 TR:移相全桥电源变压器 Lp:变压器原边绕组电感量 Ls1,Ls2:变压器副边电感量 Lr:变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf:移相全桥电源次级输出续流电感 Cf: 移相全桥电源次级输出电容 R L: 移相全桥电源次级负载

移相电路

【摘要】:正移相电路的应用很广,如闸流管控制点火时间;相敏整流或相敏放大电路中要求栅极和板极电压在初始时具有一定的相位关系;以及在自动控制或测量放大等电路中都需要移相电路.一般对移相电路的要求有四:第一,具有大的移相幅度;第二,输出电压相移变化时幅度不变或变化很小;第三,能给出一定的功率;第四,效率高.这四要求的主次视具体情况而定,如要求大功率输出时,以后两项要求为主;但在小功率输出时 以前两项要求为主.下面来介绍一种常见的移相电路(图1)的设计法,这电路的特点是在移相幅度很大时,输 出电压变化很小,且能输出一定的功率. 摘要:介绍了一种具有单脉冲和双脉冲模式,并具有缺相保护功能和三相全数字移相触发电路的设计方案,该移相触发电路的相移由输入直流电平连续调节,而输出脉冲则使用100~125kHz方波调制。文中阐述了电路的工作原理,并给出了部分模拟结果。 关键词:移相触发电路;A/D转换;缺相保护 1移相触发电路工作原理 整个电路按功能可分为A/D转换模块(9bit-A/D)、移相模块(phase_shift)、脉冲产生模块(pulse_gen)、缺相保护模块(portect)、时钟模块(clock)、输出模块(out)等六个模块。其电路原理框图如图1所示。 该电路在工作时,首先使正弦交流电压经过过零比较器以产生工频方波A并进入移相模块,同时将外部控制电压经过A/D转换的数字量也送入移相模块,然后由移相电路根据A /D转换的结果和相对于工频方波的正负半周移动相应的角度后产生一窄脉冲PA(PA1、PA2);再在PA的上升沿来触发脉 冲产生电路以在相同的位置产生要求的脉宽的脉冲GA(GA1、GA2);此脉冲经过时钟电路调制后产生要求的输出OUT(OA1,OA2)。其工作波形如图2所示(移相150°,双窄脉冲模式)。

1KW移相全桥变换器设计

课程设计 课程名称电力电子技术课程设计 题目名称1kW移相全桥直流变换器设计专业班级11级电气工程及其自动化学生姓名 学号 指导教师 二○一四年四月十三日 目录

一,设计内容和要求 (3) 1.1 主电路参数 (3) 1.2 设计内容 (3) 1.3 仿真波形 (3) 二,设计方案 (3) 2.1 主电路工作原理 (3) 2.2 芯片说明 (4) 2.2.1采用的芯片说明 (4) 2.2.2 UCC3895引脚说明 (5) 2.2.3 UCC3895工作原理 (6) 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 (8) 2.3控制电路设计 (8) 三,设计论述 (8) 3.1电路参数设计: (8) 3.1.1 主电路参数: (8) 3.1.2 变压器的设计 (9) 3.1.3 输出滤波电感的设计 (10) 3.1.4 功率器件的选择 (11) 3.1.5 谐振电感的设计 (12) 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 (13) 四,仿真设计 (14) 五,结论 (15) 六,参考文献 (16)

一,设计内容和要求 Vin=300VDC,Vo=48VDC,Po=1kW,fs=100kHz,输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路:选择开关管、整流二极管型号,计算滤波电感感值、滤波电容容值,谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路:UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路,得到仿真波形 二,设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种:双极性控制和移相控制,本设计主要使用移相控制。由图2-2可见,电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂;C1~C4分别是Q1~Q4的谐振电容,包括寄生电容和外接电容;Lr是谐振电感,包括变压器的漏感;T副方和DR1、DR2组成全波整流电路,Lf、Cf组成输出滤波器,R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角),通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见,在一个开关周期中,移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态,通过控制4个开关管Q1~Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压;经过高频变压器的隔离变压后,在变压器副方得到一个幅值为Vin/K的交流方波电压,然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥,得到幅值为Vin/K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压,其电压值为Uo=DVin/K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。

移相全桥大功率软开关电源的设计

移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里,一般要求工作电源的输出电压较低,而电流很大。电源的功率要求也比较高,一般都是几千瓦到几十千瓦。目前,如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源,输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调,满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术,同时采用了较好 的散热结构,该电源的各项指标都满足了用户的要求,现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出,高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构,整个主电路,包括:工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值,防止偏磁的。考虑到效率的问题,谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大,将会导致过高 的关断电压尖峰,这对开关管极为不利,同时也会增大关断损耗。另一方面,还会造成严重的占空比丢失,引起开关器件的电流峰值增高,使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式,控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关,滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形,可以看出实现了零电压开通。

开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗,另一方面又可以兼顾高频化,使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中,滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡,图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后,功率母排的温升为38℃,电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升,我们最终采用了容性功率母排,图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出,谐振基本消除,满载运行一小时后,无感功率母排的温升为11℃,电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构,使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗,输出整流二极管采用多只大电流(400A)、耐高电压(80V)的肖特基二极管并联使用。而且,每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样,每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时,次级整流二极管配上了RC吸收网络,以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗,有利于效率的提高。 对于大电流输出来说,一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件,并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方

移相全桥ZVS及ZVZCS拓扑结构分析

移相全桥ZVS及ZVZCS拓扑结构分析 鲁雄飞 河海大学电气工程学院,南京(210098) E-mail:luxiongfei@https://www.wendangku.net/doc/f0969321.html, 摘要:总结了基于零电压及零电压零电流全桥PWM技术的各种典型拓扑,比较分析了其拓扑结构及各自的特点。在不同的应用场合,我们应该根据其特点选择合适的拓扑结构。关键词:变换器;PWM;零电压开关;零电压零电流开关; 中图分类号:TTP 1.引言 移相控制方式是控制型软开关技术在全开关PWM拓扑的两态开关模式(通态和断态)通过控制方法变为三态开关工作模式(通态断态和续流态),在续流态中实现开关管的软开关。全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换拓扑自出现以来,得到了广泛应用,其有如下优点:○1充分利用电路中的寄生参数(开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感,实现有源开关器件的零电压开关) ○2功率拓扑结构简单 ○3功率半导体器体的低电压应力和电流应力 ○4频率固定 ○5移相控制电路简单 全桥移相电路具有以上优点,但也依然存在如下缺点: ○1占空比丢失 ○2变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡 ○3拓扑只能在轻载到满载的负载范围内,实现零电压软开关 目前该拓扑的研究及成果主要集中在以下方面 ○1减小副边二极管上的电压振荡 ○2减少拓扑占空比丢失 ○3增大拓扑零电压软开关的负载适应范围[1] ○4循环电流的减小和系统通态损耗的降低[2] 2.典型的zvs电路拓扑 2.1原边串联电感电路 为了实现滞后桥臂的零电压,一般在原边串联电感(如图1所示)。增大变压器漏感,以增加用来对开关输出电容放电能量。该电路具有较大的循环能量,变换器的导通损耗较大,且增大了占空比的丢失。

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源:电源网作者:铃铛 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰,降低损耗,提高开关频率。如何以UC3875为核心,设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构,使用MOSFET作为开关管来使用,参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制,即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管,VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管,C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容,VD3、VD4是反向电流阻断二极管,用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感,Cb为阻断电容,T 为主变压器,副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下: 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时,电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样,主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制,在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角,经过一定时间后再关断VT4,在关断VT1之前,由于VT1导通,其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降,理想状况下其值为零,当关断VT1时刻,C1开始充电,由于电容电压不能突变,因此,VT1即是零电压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用,VT1关断后,原边电流不能突变,继续给Cb充电,同时C2也通过原边放电,当C2电压降到零后,VD2自然导通,这时开通VT2,则VT2即是零电压开通。 当C1充满电、C2放电完毕后,由于VD2是导通的,此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压,原边电流开始减小,但继续给Cb 充电,直到原边电流为零,这时由于VD4的阻断作用,电容Cb不能通过VT2、

移相全桥参数

● 输入电压m o d in V -:270VDC ±20% ● 输出电压o V :60V ● 输出电流m o d o I -:25A 4.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比 为了降低输出整流二极管的反向电压,降低原边开关管的电流应力,提高高频变压器的利用率,高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压,变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425,此时副边电压为s e c m in V : s e c m in m a x 73.176 2o D L f e V V V V D ++= =(V) (4.1) 其中, o V 为变换器的输出电压, 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降, 1L f V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降,m a x e D 为变压器副边的最大占空比。 变压器的原副边匝比为:m o d m in s e c m in 270(120%) 2.952 73.176 in V K V -?-= = = 2)选磁芯 初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A ,其2 235e A m m =。 3)确定原副边匝数 匝数的确定可以先确定原边,也可先确定副边,但由于原边的电压是变化的,可根据输出是固定的来先确定副边匝数N s ,由电磁感应定律有: 4o s s m e V N f B A = (4.2) 将60o V V =, 3 10010s f H z =?,0.15m B T =,2 235e A m m =代入上式有: 3 6 60 4.2553 4100100.1523510 s N -= =????? 取4 s N =匝,又由11.75 p s N K N =?=,取12 p N =匝,N p 为变压器原边匝数。 4)导线的选取 导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径,即根据穿透深度的大小来选取线径,导线线径应小于两倍的穿透深度?,穿透深度根据下面的公式计算: ?= (4.3) 式中ω为交变角频率,0 r μ μμ=为导线的磁导率,γ为导线的电导率(此处

移相电路原理

移相电路总结(multisim10仿真)2012、7、2 原来就是导师分配的一个小任务,由于书中没有现在的电路,故查找各方面资料,发现资料繁多,故自己把认为重要的地方写下来,如有不足之处请多多指正。 1、 移相器:能够对波的相位进行调整的仪器 2、 原理 接于电路中的电容与电感均有移相功能,电容的端电压落后于电流90度,电感的端电压超前于电流90度,这就就是电容电感移相的结果; 先说电容移相,电容一通电,电路就给电容充电,一开始瞬间充电的电流为最大值,电压趋于0,随着电容充电量增加,电流渐而变小,电压渐而增加,至电容充电结束时,电容充电电流趋于0,电容端电压为电路的最大值,这样就完成了一个充电周期,如果取电容的端电压作为输出,即可得到一个滞后于电流90度的称移相电压; 电感因为有自感自动势总就是阻碍电路中变量变化的特性,移相情形正好与电容相反,一接通电路,一个周期开始时电感端电压最大,电流最小,一个周期结束时,端电压最小,电流量大,得到的就是一个电压超前90度的移相效果; 3、 基本原理 (1)、积分电路可用作移相电路 (2)RC 移相电路原理 其中第一个图 此时,R:0→∞ ,则φ: C u i u o R R u i u o φ U R U C U I 图1 简单的RC 移相

其中第二个图 此时,R:0→∞ ,则φ: 而为了让输出电压有效值与输入电压有效值相等 1 U 2 U + _ R R c d +_a C C 图2 幅值相等 . ..2cb db U U U =- (111) 1 1111R j RC j C U U U j RC R R j C j C ωωωωω-=-=+++ 212 1()2arctan 1() RC RC RC ωωω+= ∠-+ 其中 2211 2 1()1() RC U U RC ωω+= =+ 22arctan() RC ?ω=- 4、 改进后的移相电路 一般将RC 与运放联系起来组成有源的移相电路。

全桥电路基础的拓扑结构

全桥电路基础的拓扑结构 这里整理一下移相全桥电路的基础,基础的拓扑结构为: 其控制方法在《脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术》划分为9类,不过可综合成下面四种组态: 1.两臂固定导通时间 Ton=D×Ts/2;

2.Q1&Q3向前导通 Ton=(D×Ts/2+Tadd)~Ts/2,可调节; 【可细分为Ton=Ts/2和Ton

1. +1状态: Q1, Q4同时导通,或d1,d4同时导通。a, b两点间电压Vab = + Vin。 2. -1状态: Q3,Q2同时导通,或d3, d2同时导通。a, b两点间电压Vab = - Vin。 3. 0状态: (Q1,Q4)&(d1,d4)不同时导通,并且(Q3,Q2)&(d3, d2)不同时导通。a, b两点间电压Vab = 0。 三种切换方式 1. +1 => -1 ^ -1 => +1 分析过程:

初始时刻:Q1、Q4导通,向副边传输能量。 下一时刻,Q1、Q4同时关断。因为有C1,C4,Q1,Q4电压缓升,是零电压关断。 在变压器原边漏感Lt的影响下,原边电流方向不变,该电流给C1,C4充电,C2,C3放电。 C1,C4充电至vin,C2,C3放电至0后,二极管D2,D3导通(Vab = -Vin)。以上是暂态过程,实际持续的时间很短,但是由于存在一段时间(Doff),因此此时随着Ip的下降至零,开关管及其反并二极管都在关断状态,电容和漏感发生谐振,导致C2,C3在Q2,Q3开通的时候电压并不为零,因此电容的能量完全消耗在开关管上,这样无法实现软开关。因此+1=>-1时是无法实现软开关的。 2.+1 => 0 ^ -1 => 0

RC延时电路与RC积分电路、RC滤波电路、RC移相电路的区别

RC积分电路原理如图5所示,电阻R和电容C串联接入输入信号VI,由电容C输出信号V0,当RC (τ)数值与输入方波宽度tW 之间满足:τ>>tW,这种电路称为积分电路。在 电容C两端(输出端)得到锯齿波电压,如图6所示。 (3)t=t2时,VI由Vm→0,相当于输入端被短路,电容原先充有左正右负电压VI(VI

这样,输出信号就是锯齿波,近似为三角形波,τ>>tW是本电路必要条件,因为他是在方波到来期间,电容只是缓慢充电,VC还未上升到Vm时,方波就消失,电容开始放电,以免电容电压出现一个稳定电压值,而且τ越大,锯齿波越接近三角波。输出波形是对输入波形积分运算的结果,他是突出输入信号的直流及缓变分量,降低输入信号的变化量。 由集成运算放放大器与RC电路构成的积分电路,可以实现接近理想的积分。RC积分电路常用来构成锯齿波发生器,积分抗干扰电路和补偿电路等。 *RC延时电路电路原理rc延时电路如图所示电路的延时时田可通过R或C的大小来调整,但由于延时电路简单,存在着延时时间短和精度不高的缺点。对于需要延时时间较长并且要求准确的场合,应选用时司继电器为好。

在自动控制中,有时为了便被控对象在规定的某段时间里工作或者使下一个操作指令在适当的时刻发出,往往采用继电器延时电路。图给出了几种继电器延时电路。图(a)所示电路为缓放缓吸电路,在电路接通和断开时,利用RC的充放电作用实现吸合及释放的延时,这种电路主要用在需要短暂延时吸合的场合。有时根据控制的需要,只要求继电器缓慢释放,而不允许缓慢吸合,这时可采用图(b)所示的电路。当刚接通电源时,由于触点KK一l为常开状态,因而RC延时电路不会对吸合的时间产生延时的影响,而当继电器K。吸合后,其触点Kk-1,闭合,使得继电器kk的释放可缓慢进行。

移相全桥基础

移相全桥基础 这里整理一下移相全桥电路的基础,基础的拓扑结构为: 其控制方法在《脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术》划分为9类,不过可综合成下面四种组态: 1.两臂固定导通时间 Ton=D×Ts/2; 2.Q1&Q3向前导通 Ton=(D×Ts/2+Tadd)~Ts/2,可调节;

【可细分为Ton=Ts/2和Ton

1. +1状态: Q1, Q4同时导通,或d1,d4同时导通。a, b两点间电压Vab = + Vin。 2. -1状态: Q3,Q2同时导通,或d3, d2同时导通。a, b两点间电压Vab = - Vin。 3. 0状态: (Q1,Q4)&(d1,d4)不同时导通,并且(Q3,Q2)&(d3, d2)不同时导通。a, b两点间电压Vab = 0。三种切换方式 1. +1 => -1 ^ -1 => +1 分析过程:

初始时刻:Q1、Q4导通,向副边传输能量。 下一时刻,Q1、Q4同时关断。因为有C1,C4,Q1,Q4电压缓升,是零电压关断。 在变压器原边漏感Lt的影响下,原边电流方向不变,该电流给C1,C4充电,C2,C3放电。 C1,C4充电至vin,C2,C3放电至0后,二极管D2,D3导通(Vab = -Vin)。以上是暂态过程,实际持续的时间很短,但是由于存在一段时间(Doff),因此此时随着Ip的下降至零,开关管及其反并二极管都在关断状态,电容和漏感发生谐振,导致C2,C3在Q2,Q3开通的时候电压并不为零,因此电容的能量完全消耗在开关管上,这样无法实现软开关。 因此+1=>-1时是无法实现软开关的。 2.+1 => 0 ^ -1 => 0

移相电路

正絃波移相电路检测 一:实验原理 1.移相电路原理 RC阻容移相电路,它是根据电阻R和电容C的分压相位不同,Ur和Uc合成的输出电压Uo的相位随着Ur和Uc的变化而变化,从而产生相移。 在R-C串联电路中,若输入电压是正弦波,则在电路中各处的电压、电流都是正弦波。从相量图可以看出,输出电压相位超前输入电压相位一个φ角,如果输入电压大小不变,则当改变电源频率f或电路参数R或C时,φ角都将改变,而且相位轨迹是一个半圆。同理可以分析出,以电容电压作为输出电压时,输出电压相位滞后输入电压相位一个φ角,同时改变电源频率f或电路参数R或C时,φ角也都将改变。 图A用相量图表示了简单串联电路中电阻和电容两端的电压U R、U C和输入电压U的关系,值得注意的是:相量法的适用范围是正弦信号的稳态响应,并且在R、C的值都已固定的情况下,由于X c 的值是频率的函数,因此,同一电路对于不同频率正弦信号的相量图表示并不相同。在这里,同样的移相电路对不同频率信号的移相角度是不会相同的,设计中一定要针对特定的频率进行。频率从低到高连续变化时,相移从+90°到-90°之间的一段范围内连续变化。

上图中所示的相位移动角度分别为φ1=arctg (-ωRC )和φ2=arctg (1/ωRC )。 相位计算如下: 得出超前网络的相位: φ1=arctg (-ωRC ) 同理,得出滞后网络的相位: φ2=arctg (1/ωRC ) 2.正絃波转方波原理 电压比较 器是集成运放非线性应用电路.它将一个模拟量电压信号和一个参考固定电压相比 较,在二者幅度相等的附近,输出电压将产生跃变,相应输出高电平或低电平。比较器可以组成非正弦波 C C u i u o R R u i u o φ U R U C U I 图A. 简单的RC 移相 u i u o R 1 C R R 2 u i u o R 1 C R R 2 图B 超前网络 图C 滞后网络 ()() RC tg C R k RC j C R U U j H U U U k U U RC j RC j U i o o i ω?ωωωωωω1 11222222= ++====+=- + -+ 由

LLC移相全桥

在早期的大功率电源(输出功率大于1KW)应用中,硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种,其特点是开关频率固定,开关管承受的电压与电流应力小,便于控制,特别是适合于低压大电流,以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗,无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如:一个5KW的电源,采用硬开关全桥,即使效率做到92%,那么依然还有400W的损耗,那么每提升一个点的效率,就可以减少50W的损耗,特别在多台并机以及长时间运行的系统中,其经济效益相当可观。 随后,人们在硬开关全桥的基础上,开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter,简称PS FB),利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件,使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching,简称ZVS),来实现恒频软开关,提升电源的整体效率与EMI性能,当然还可以提高电源的功率密度。 上图是移相全桥的拓扑图,各个元件的意义如下: Vin:输入的直流电源 T1-T4:4个主开关管,一般是MOSFET或IGBT T1,T2称为超前臂开关管,T3,T4称为滞后臂开关管 C1-C4:4个开关管的寄生电容或外加谐振电容 D1-D4:4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管 VD1,VD2:电源次级高频整流二极管 TR:移相全桥电源变压器 Lp:变压器原边绕组电感量 Ls1,Ls2:变压器副边电感量 Lr:变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf:移相全桥电源次级输出续流电感 Cf: 移相全桥电源次级输出电容 R L: 移相全桥电源次级负载 因为是做理论分析,所以要将一些器件的特性理想化,具体如下: 1、假设所有的开关管为理想元件,开通与关断不存在延迟,导通电阻无穷小;开 关管的体二极管或者外部的二极管也为理想元件,其开通与关断不存在延 迟,正向压降为0。 2、所有的电感,电容都为理想元件,不存在寄生参数,变压器也为理想变压器, 不存在漏感与分布参数的影响,励磁电感无穷大,励磁电流可以忽略,谐振 电感是外加的。 3、超前桥臂与滞后的谐振电容都相等,即C1=C2=C lead,C3=C4=C lag。 次级续流电感通过匝比折算到初级的电感量L S`远远大于谐振电感的感量L r即L S=L r*n2》L r。 PS FB一个周期可以分为12中工作模态,其中正负半周期是对应的关系,只不过改变的是电流在桥臂上的流向,下面我们首先来分析这12个工作模态的情况,揭开移相全桥的神秘面纱。 工作模态一:正半周期功率输出过程

移相全桥ZVS变换器的原理与设计

移相全桥ZVS变换器的原理与设计 移相全桥ZVS变换器的原理与设计 摘要:介绍移相全桥ZVS变换器的原理,并用UC3875控制器研制成功3kW 移相全桥零电压高频通信开关电源。 1引言 传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW) 的情况,以及电源电压和负载电流变化大的场合。其特点是开关频率固定,便于控制。为了提高变换器的功率密度,减少单位输出功率的体积和重量,需要将开 关频率提高到1MHz级水平。为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升,在移相控制技术的基础上,利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件,使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通,实现恒频软开关,这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。由于减少了开关过程损耗,可保证整个变换器总体效率达90%以上,我们以Unitrode公司UC3875为控制 芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。本文就研制过程,研制中出现的问题及其改进进行论述。 2准谐振开关电源的组成 ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统,它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路,。 从图1可以看出准谐振开关电源的组成与传统PWM开关电源的结构极其相似,不同的是它在DC/DC变换电路中采用了软开关技术,即准谐振变换器(QRC)。它是在PWM型开关变换器基础上适当地加上谐振电感和谐振电容而形成的,由于运行中,工作在谐振状态的时间只占开关周期的一部分,其余时间都是运行在非谐振状态,所以称为“准谐振”变换器。准揩振变换器又分为两种,一种是零电流开关(ZCS),一种是零电压开关(ZVS),零电流

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