开关电源之软开关技术在开关电源中的应用阐述

开关电源之软开关技术在开关电源中的应用阐述

开关电源中的硬开关和软开关是针对开关晶体管而言的。硬开关是不管

开关管上的电压或电流，强行接通或关断开关管。当开关管(漏极和源极之间，或者集电极和发射极之间)的电压及电流较大时，切换开关管，由于开关管状态间的切换(由导通到截止，或由截止到导通)需要一定的时间，这样就会造

成在开关管状态切换的某一段时间内，电压和电流有一个交越区域，这个交

越造成的开关管损耗(开关管的切换损耗)随开关频率的提高而急速增加。

?若是感性负载，在开关晶体管关断时会感应出尖峰电压。开关频率越高，

关断越快，该感应电压越高。此电压加在开关器件两端，容易造成器件击穿。

?若是容性负载，在开关晶体管导通瞬间的尖峰电流大。因此，当开关晶体

管在很高的电压下接通时，储存在开关晶体管结电容中的能量将以电流形式

全部耗散在该器件内。频率越高，开通电流尖峰越大，从而会引起开关管的

过热损坏。

?另外，在次级高频整流回路中的二极管，在由导通变为截止时，有一个反

向恢复期，开关晶体管在此期间内接通时，容易产生很大的冲击电流。显然

频率越高，该冲击电流也越大，对开关晶体管的安全运行造成危害。

?最后，做硬开关运用的开关电源中，开关晶体管会产生严重的电磁骚扰。

随着频率的提高和电路中的di/dt和du/dt增大，所产生的电磁骚扰也在增大，影响开关电源本身和周围电子设备的正常工作。

?上述问题严重阻碍了开关器件(开关晶体管和高频整流二极管)工作频率的

提高。近年来开展的软开关技术研究为克服上述缺陷提供了一条有效的途径。和硬开关工作原理不同，理想的软关断过程是电流先降小到零，电压在缓慢

开关电源之软开关技术在开关电源中的应用阐述

开关电源之软开关技术在开关电源中的应用阐述 开关电源中的硬开关和软开关是针对开关晶体管而言的。硬开关是不管 开关管上的电压或电流，强行接通或关断开关管。当开关管(漏极和源极之间，或者集电极和发射极之间)的电压及电流较大时，切换开关管，由于开关管状态间的切换(由导通到截止，或由截止到导通)需要一定的时间，这样就会造 成在开关管状态切换的某一段时间内，电压和电流有一个交越区域，这个交 越造成的开关管损耗(开关管的切换损耗)随开关频率的提高而急速增加。 ?若是感性负载，在开关晶体管关断时会感应出尖峰电压。开关频率越高， 关断越快，该感应电压越高。此电压加在开关器件两端，容易造成器件击穿。 ?若是容性负载，在开关晶体管导通瞬间的尖峰电流大。因此，当开关晶体 管在很高的电压下接通时，储存在开关晶体管结电容中的能量将以电流形式 全部耗散在该器件内。频率越高，开通电流尖峰越大，从而会引起开关管的 过热损坏。 ?另外，在次级高频整流回路中的二极管，在由导通变为截止时，有一个反 向恢复期，开关晶体管在此期间内接通时，容易产生很大的冲击电流。显然 频率越高，该冲击电流也越大，对开关晶体管的安全运行造成危害。 ?最后，做硬开关运用的开关电源中，开关晶体管会产生严重的电磁骚扰。 随着频率的提高和电路中的di/dt和du/dt增大，所产生的电磁骚扰也在增大，影响开关电源本身和周围电子设备的正常工作。 ?上述问题严重阻碍了开关器件(开关晶体管和高频整流二极管)工作频率的 提高。近年来开展的软开关技术研究为克服上述缺陷提供了一条有效的途径。和硬开关工作原理不同，理想的软关断过程是电流先降小到零，电压在缓慢

一种基于软开关三电平DCDC开关电源的研制.pdf

目前，开关电源正朝着高频、高效、环保等方向发展。与传统拓扑结构相比，三电平变换器由于具有开关管电压应力为输入直流电压的一半，适合输入电压较高的场合，输出电压谐波小等优点，从而备受关注。此外，伴随着高频化发展，出现了软开关技术，并结合三电平产生了不同拓扑的DC/DC变换器。传统ZVS半桥三电平DC/DC变换器轻载时滞后管难以实现ZVS，且开通损耗严重。ZVZCS变换器消除了ZVS三电平变换器零状态时变压器初级环流，减小了初级通态损耗，同时改善了占空比丢失问题，近年来得到了广泛研究。 这里提出一种新型ZVZCS半桥三电平DC/DC变换器，其次级采用了一个简单的无源筘位网络，通过这个无源箝位网络实现了超前桥臂在一定负载范围内的ZVS和滞后桥臂的ZCS。 2 主电路工作原理 图1为新型半桥三电平DC/DC变换器拓扑。 由图1可见，次级采用的无源箝位网络主要由箝位电容CA和二极管VDA1，VDA2，VDA3构成。变压器次级中心抽头通过VDA1连接到CA，将次级电压箝位在一个较低的水平。Cs1，Cs2为等值的输入分压电容，VDc1，VDc2为箝位二极管，Css为飞跨电容，Llk为变压器漏感，n为变比，VDR1～VDR4为整流二极管，Lf，Cf分别为滤波电感、电容，Uin，Uo 为输入、输出直流电压。采用移相PWM控制策略，工作波形如图2所示。 为简化分析，作如下假设：电路各器件均为理想元件；Lf足够大，其电流不变；将Cf看作

恒压源。变换器在半个稳态开关周期内有9个工作模态，分析如下： 新周期开始前超前管VS1导通，负载电流通过整流二极管续流，a，b间电压、次级电压、初级电流分别为uab，urec，ip，此时uab=urec= 0，ip=0. 模态1（t1～t2） t1时刻，滞后管VS2导通，新周期开始。由于ip=0，VS2此时ZCS开通。uab=Uin/2，ip线性增加。由于ip仍小于负载电流Io折算到初级的值Io/n，VDR1～VDR4全部导通，urec为零，说明该模态中次级存在占空比丢失现象。 模态2（t2～t3） t2时刻，ip达到Io/n，VDR1，VDR4关断，初级开始向负载传递能量。由于CA上电压为零，VDR1，VDR4为ZVS关断。同时VDA1导通，输入部分能量通过Ilk，VDA1向CA充电。记Uins（m2）为此模态中初级折算到次级的等效电压，Llk（m2）为折算到次级的等效漏感，则CA的电流iCA电压uCA，ip及urec分别为： 由于CA通过变压器次级中心抽头充电，urec=2uCA.t3时刻，uCA=Uo，VDA3导通，urec 被箝位为2Uo.记UrecP为次级电压峰值，则UrecP= 2Uo. 模态3（t3～t4）记uCA电压峰值为UCAM，UCAM=Uo保持不变，Llk中的谐振电流经过VDA3流向Cf，iCA迅速减小为零，urec保持2Uo不变。t4时刻Llk电流谐振到零，VDA1，VDA3 ZCS关断。 模态4（t4～t5） uCA仍保持UCAM不变，由于该模态下urec>Uo，VDA2不会导通，有ip（t）=Io/n，urec（t）=Uin/（2n）。 模态5（t5～t6） t5时刻，VS1 ZVS关断，记电容C1，C4电压分别为uC1，uC4，则UC1（t5）=0，UC4（t5）=Uin/2，ip向C1充电，C4放电，次级电压和整流二极管电压迅速减小，则有： 模态6（t6～t7）随着urec的减小，整流二极管两端电压迅速下降，在t6时刻被箝位为UCAM，此时VDA2 ZVS导通，CA开始放电，ip下降。则有：

(整理)常用彩电开关电源原理

彩电开关电源原理 A3电源： A3机芯电源最早出现在采用三洋公司的LA7680机芯上，故而得名，因其电路简洁、效率高、易扩展、易维修，现在已被各厂家广泛使用。 R520、R521、R522为起动电阻，R519、C514、R524、V513、T501的（1）、（2）绕组组成正反馈回路，C514为振荡电容。 V553 及周边元件、VD515、V511、V512组成稳压控制电路。R552为取样电阻，VD561为V553的发射极提供基准电压，当电源输出电压过高时， V553、VD515、V511、V512均导通程度增加，使开关管V513的基极被分流，输出电压随之下降；反之，若电源输出电压降低时，V553、 VD515、V511、V512均导通程度减少，使开关管V513的基极分流减少，输出电压随之上升。 VD518、VD519、R523组成过压保护电路。另外VD563也为过压保护。 C515的作用： 我们来看如果没有C515会怎样？当某一时刻开关变压器的（1）脚相对（2）脚为正时，一方面（1）脚的电压经R519、C514加到V513的基极，欲使V513饱和，但同时，该电压也经R526加到V512的基极，这样一来，V512饱和导通，而V512饱和导通将迫使V513截止，这就有矛盾了。 再来看加入C515的情况：同样当某一时刻开关变压器的（1）脚相对（2）脚为正，欲使V513饱和，这时该电压也经R526加到V512的基极，但由于有C515的存在，C515两端的电压不能突变，需经一定时间的延迟，或者说C515有一个充电过程，才会使V512饱和，这样就不会干扰V513的饱和了。显然，C515容量的大小决定了延迟的时间，这样也会影响V513基极脉冲的占空比，同样也会影响输出电压的大小，根据这一点，有人误认为C515 是振荡电容，这显然是不对的。 IX0689电源： IX0689电源被广泛运用于国内各种品牌的TA两片机中，是国产机用得最多的电源之一。 振荡电路 300V直流电压经R707、R724分压后，再由C735、L701加到N701的（12）脚，IX0689的（12）脚是内部开关管的B极，于是开关管开始导通，电流从（15）脚C极流入，从（13）脚E极流出，经R714、R710到热地。 T701的（3）、（5）脚为正反馈绕组，在开关管导通时，正反馈电压的极性是（5）正（3）负，（5）脚电压经V735、R713、L701加到N701的（12）脚，使开关管的电流进一步增大，如此循环使开关管很快饱和。 开关管饱和期间，电能转为T701中的磁能。随着N701（13）脚流出的电流不断增大，R710两端的压降也不断增大，当R710上的压降达到1V左右时，开关管开始退出饱和状态。 开关管一旦退出饱和，T701各绕组的感应电压极性全部翻转，正反馈绕组（3）、（5）脚的极性为（3）正（5）负，（5)脚的负电压经C713、R713、L701加到IX0689的（12）脚，使内部开关管的电流进一步减小，如此循环，使开关管迅速截止。 开关管截止期间，开关变压器次级各绕组的整流二极管全部导通，将储存在开关变压器中的磁场能转变为电能，供整机各路负载，同时，T701的（1）、（6）绕组与C717、C718、R710和C706构成振荡回路，当振荡半个周期后，重新使T701的（6）脚为正（1）脚为负，

开关电源软启动电路设计

开关电源软启动电路设计 1 简介 开关电源的输入电路大都采用整流加电容滤波电路。在输入电路合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零会形成很大的瞬时冲击电流如图1所示，特别是大功率开关电源，其输入采用较大容量的滤波电容器，其冲击电流可达100A以上。在电源接通瞬间如此大的冲击电流幅值，往往会导致输入熔断器烧断，有时甚至将合闸开关的触点烧坏，轻者也会使空气开关合不上闸，上述原因均会造成开关电源无法正常投入。为此几乎所有的开关电源在其输入电路设置的防止冲击电流的软起动电路，以保证开关电源正常而可靠的运行。 2 常用软起动电路 2.1 采用功率热敏电阻电路 热敏电阻防冲击电流电路如图2所示。它利用热敏电阻的Rt的负温度系数特性，在电源接通瞬间，热敏电阻的阻值较大，达到限制冲击电流的作用;当热敏电阻流过较大电流时，电阻发热而使其阻值变小，电路处于正常工作状态。采用热敏电阻防止冲击电流一般适用于小功率开关电源，由于热敏电阻的热惯性，重新恢复高阻需要时间，故对于电源断电后又需要很快接通的情况，有时起不到限流作用。

2.2 采用SCR-R电路 该电路如图3所示。在电源瞬时接通时，输入电压经整流桥VD1-VD4和限流电阻R对电容器C充电。当电容器C充电到约80%的额定电压时，逆变器正常工作，经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R，开关电源处于正常运行状态。 这种限流电路存在如下问题：当电源瞬时断电后，由于电容器C上的电压不能突变，其上仍有断电前的充电电压，逆变器可能还处于工作状态，保持晶闸管继续导通，此时若马上重新接通输入电源，会同样起不到防止冲击电流的作用。 2.3 具有断电检测的SCR-R电路 该电路如图4所示。它是图3的改进型电路，VD5、VD6、VT1、RB、CB组成瞬时断电检测电路，时间常数RBCB的选 取应稍大于半个周期，当输入发生瞬间断电时，检测电路得到的检测信号，关闭逆变器功率开关管VT2的驱动信号，使逆变器停止工作，同时切断晶闸管SCR的门极触发信号，确保电源重新接通时防止冲击电流。 2.4 继电器K1与电阻R构成的电路 该电路原理图如图5所示。电源接通时，输入电压经限流电阻R1对滤波电容器C1充电，同时辅助是电源Vcc经电阻R2对并接于继电器K1线包的电容器C2充电，当C2上的充电电压达到继电器的动作电压时，K1动作，旁路限流电阻

软开关技术在开关电源中的应用

软开关技术在开关电源中的应用 开关电源中的硬开关和软开关是针对开关晶体管而言的。 硬开关是不管开关管上的电压或电流，强行接通或关断开关管。当开关管(漏极和源极之间，或者集电极和发射极之间)的电压及电流较大时，切换开关管，由于开关管状态间的切换(由导通到截止，或由截止到导通)需要一定的时间，这样就会造成在开关管状态切换的某一段时间内，电压和电流有一个交越区域，这个交越造成的开关管损耗（开关管的切换损耗）随开关频率的提高而急速增加。 开关管的切换损耗与开关管的负载特性有关： 若是感性负载，在开关晶体管关断时会感应出尖峰电压。开关频率越高，关断越快，该感应电压越高。此电压加在开关器件两端，容易造成器件击穿。 若是容性负载，在开关晶体管导通瞬间的尖峰电流大。因此，当开关晶体管在很高的电压下接通时，储存在开关晶体管结电容中的能量将以电流形式全部耗散在该器件内。频率越高，开通电流尖峰越大，从而会引起开关管的过热损坏。 另外，在次级高频整流回路中的二极管，在由导通变为截止时，有一个反向恢复期，开关晶体管在此期间内接通时，容易产生很大的冲击电流。显然频率越高，该冲击电流也越大，对开关晶体管的安全运行造成危害。 最后，做硬开关运用的开关电源中，开关晶体管会产生严重的电磁骚扰。随着频率的提高和电路中的di/dt 和du/dt增大，所产生的电磁骚扰也在增大，影响开关电源本身和周围电子设备的正常工作。 上述问题严重阻碍了开关器件（开关晶体管和高频整流二极管）工作频率的提高。近年来开展的软开关技术研究为克服上述缺陷提供了一条有效的途径。和硬开关工作原理不同，理想的软关断过程是电流先降小到零，电压在缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已经下降到零，便解决了感性关断问题。理想的软开通过程是电压先降到零，电流在缓慢上升到通态值，所以开通损耗近似为零，器件结电容的电压也为零，解决了容性开通问题。同时，开通时，二极管反向恢复过程已经结束，因此二极管反向恢复问题不存在。 软开关技术还有助于电磁骚扰水平的降低，其原因是开关晶体管在零电压的情况下导通和在零电流的情况下关断，同时快恢复二极管也是软关断的，这可以明显减小功率器件的di/dt和du/dt，从而可以减小电磁干扰的电平。 一般来说软开关的效率较高(因为没有切换损)；操作频率较高，PFC或变压器体积可以减少，所以开关电源的体积可以做到更小。但成本也相对较高，设计较复杂

开关电源各种保护电路实例详细解剖

输入欠压保护电路 输入欠压保护电路一 1、概述（电路类别、实现主要功能描述）： 该电路属于输入欠压电路，当输入电压低于保护电压时拉低控制芯片的供电Vcc，从而关闭输出。 2、电路组成（原理图）： 3、工作原理分析(主要功能、性能指标及实现原理): 当电源输入电压高于欠压保护设定点时，A点电压高于U4的Vref，U4导通，B点电压为低电平，Q4导通，Vcc供电正常；当输入电压低于保护电压时，A 点电压低于U4的Vref，U4截止，B点电压为高电平，Q4截止，从而Vcc没 有电压，此时Vref也为低电平，当输入电压逐渐升高时，A点电压也逐渐升高，当高于U4的Vref，模块又正常工作。R4可以设定欠压保护点的回差。4、电路的优缺点 该电路的优点：电路简单，保护点精确 缺点：成本较高。 5、应用的注意事项： 使用时注意R1，R2的取值，有时候需要两个电阻并联才能得到需要的保护点。还需要注意R1，R2的温度系数，否则高低温时，欠压保护点相差较大。输入欠压保护电路二 1、概述（电路类别、实现主要功能描述）： 输入欠压保护电路。当输入电压低于设定欠压值时，关闭输出；当输入电压 升高到设定恢复值时，输出自动恢复正常。 2、电路组成（原理图）：

3、工作原理分析(主要功能、性能指标及实现原理): 输入电压在正常工作范围内时， Va大于VD4的稳压值，VT4导通，Vb为0电位，VT5截止，此时保护电路不起作用；当输入电压低于设定欠压值时，Va小于VD4的稳压值，VT4截止，Vb为高电位，VT5导通，将COMP（芯片的1脚）拉到0电位，芯片关闭输出，从而实现了欠压保护功 能。 R21、VT6、R23组成欠压关断、恢复时的回差电路。当欠压关断时,VT6导通，将R21与R2并联，；恢复时，VT6截止， ，回差电压即为(Vin’-Vin)。 4、电路的优缺点 优点：电路形式简单，成本较低。 缺点：因稳压管VD4批次间稳压值的差异，导致欠压保护点上下浮动，大批量生产时需经常调试相关参数。 5、应用的注意事项： VD4应该选温度系数较好的稳压管，需调试的元件如R2应考虑多个并联以方便调试。 输出过压保护电路 输出过压保护电路一 1、概述（电路类别、实现主要功能描述）：

SIMetrix在“开关电源及其软开关技术”教学中的应用

SIMetrix 在“开关电源及其软开关技术”教学中的应用 为了完善专业的知识结构、配合学校培养应用型人才的办学思路，华南理工大学广州学院电气工程学院为本科生开设了“开关电源及其软开关技术”这门课程。该课程是“电力电子技术” 的后续课程，系统地介绍了开关电源电路的结构组成、工作原理、设计方法和开发过程，其综合性、工程性和实用性很强。目前，课程在教学中存在的主要问题：第一，虽然在课堂教学中使用了多媒体课件，但依然需要花费大量精力对电路工作原理及其波形进行描述和分析，学生仅凭听讲还是很难深入理解。第二，在本科生中开设该课程的高校较少，在市场上很难找到针对该课程的实验装置，学生学习的理论知识得不到很好的验证。第三，开关电源的硬件开发是一项知识面要求宽、难度大又危险的复杂技术工作，受时间、空间、物质条件等因素限制，在这方面不能做过多要求，因此学生动手能力得不到真正的锻炼。 为了弥补以上不足，本文提出在课程教学中引入SIMetrix 仿真工具。借助该仿真软件，学生更容易理解理论知识，还可以在课堂外对所学的知识加以验证以及进行一些设计应用，从而激发学习的兴趣并增强实践能力。 一、SIMetrix 仿真软件介绍 特点一：包含丰富的器件模型。模型库不仅包含了理想的电路元件，同时还提供了比较通用的、常见的半导体器件和各类应用广泛的

集成电路控制芯片，在此基础上足以构建完整的开关电源系统。 特点二：先进的测量功能。波形可通过选择检测器然后点击原理图生成，或在原理图上放入固定的检测器生成，可在仿真后甚至仿真时查看波形，非常方便。 特点三：强大的波形处理功能。为波形分析提供RMS、frequency、-3dB、FFT等40多种函数，选择这些函数可获得计算结果并显示在波形旁边。 特点四：具有多种分析功能。包括瞬态分析、交流分析、直流分析、噪声分析、传输函数分析等，每种分析功能下又提供多种扫描模式，如频率扫描、器件扫描、参数扫描、模型参数扫描、温度扫描、蒙特卡罗扫描等等。 此外，SIMetrix 仿真软件的仿真结果与实际非常接近，用户图形界面友好，仿真直观，使用者容易掌握。 二、基于UC3842的反激电路仿真实例分析 反激变换器具有高可靠性、高效率、电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、升/ 降压范围宽、易于多路输出等优点，是小功率开关电源的理想电路拓扑。UC3842是SIMetrix仿真工具模型库 自带的集成芯片，其外围器件少、性能良好、价格低廉。综上所述，以UC3842空制的反激电源为仿真实例，电路简单且具有代表性，满足初学者的基本学习要求，具体的仿真电路如图1 所示 1. 仿真电路原理 （1）主电路原理。交流输入电压经D1-D4 组成的桥式整流

常用直流开关电源的保护电路设计

常用直流开关电源的保护电路设计 概述 随着科学技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，因此直流开关电源开始发挥着越来越重要的作用，并相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了直流开关电源[1-3]。同时随着许多高新技术，包括高频开关技术、软开关技术、功率因数校正技术、同步整流技术、智能化技术、表面安装技术等技术的发展，开关电源技术在不断地创新，这为直流开关电源提供了广泛的发展空间。但是由于开关电源中控制电路比较复杂，晶体管和集成器件耐受电、热冲击的能力较差，在使用过程中给用户带来很大不便。为了保护开关电源自身和负载的安全，根据了直流开关电源的原理和特点，设计了过热保护、过电流保护、过电压保护以及软启动保护电路。 2 开关电源的原理及特点 2.1工作原理 直流开关电源由输入部分、功率转换部分、输出部分、控制部分组成。功率转换部分是开关电源的核心，它对非稳定直流进行高频斩波并完成输出所需要的变换功能。它主要由开关三极管和高频变压器组成。图1画出了直流开关电源的原理图及等效原理框图，它是由全波整流器，开关管V，激励信号，续流二极管Vp，储能电感和滤波电容C组成。实际上，直流开关电源的核心部分是一个直流变压器。 2.2特点 为了适应用户的需求，国内外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是通过改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体(Mn-Zn)材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能，同时SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。因此直流开关电源的发展趋势是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。 直流开关电源的缺点是存在较为严重的开关干扰，适应恶劣环境和突发故障的能力较弱。由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距，因此直流开关电源的制作技术难度大、维修麻烦和造价成本较高， 3 直流开关电源的保护 基于直流开关电源的特点和实际的电气状况，为使直流开关电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，本文根据不同的情况设计了多种保护电路。 3.1过电流保护电路

移相全桥大功率软开关电源的设计

移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。

开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方

17 他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践1115300605

他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践关键词：自激振荡，无源、无辅助开关准谐振，零电压开关（ZVS），PWM自适应同步，分布电容电流尖刺消除。 一、小功率AC/DC开关电源的技术现状： 现有离线式小功率AC/DC开关电源从线路结构形式来分类大致有正激式、反激式、半桥式等等几种；按驱动结构分类大致有自激式、它激式；按控制结构分类大致有PWM 控制、PFM控制。 AC/DC开关电源从核心技术上讲主要是控制方式。PWM控制方式制作的开关电源是当今开关电源方式制作的主流。由于PWM控制方式控制特性好，控制电路较简单，控制频率固定，成本低，在小功率开关电源中应用广泛。 但随着对开关电源的高功率密度，高可靠性、低成本要求的市场需求，对硬开关PWM 控制电路提出了挑战。由于主开关器件结电容，变压器及线路板的分布电容的不可避免。硬开关PWM控制电路暴露出了主开关器件随功率增大、频率进一步提高损耗会明显增大的缺点，表现为主开关器件温升高，影响了开关电源的可靠性，且变换效率无法再进一步提高。 常规（非正向式）硬开关PWM控制线路的主开关电压、电流波形（图1）及功耗分析： 由以上V/I波形可以看到，两种电路的波形有一个共同的特点：在主开关开通（T on）时，都有一电流上冲尖刺，并且尖刺电流与主开关电压波形明显重叠。在主开关关断（T off）时，主开关电压和电流波形明显重叠。正是由于这种重叠的存在，使主开关的动态损耗在电流大及频率高时更加严重。

如果用一个MOSFET作主开关，这个MOSFET的C oss为300P，变压器及线路板的分布电容为100P，Cr总共为400P，假设频率f=100KHz。 由线路原理可知，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）为 V f=V in+V clam V clam=N·(V out+V d+V tsr), V f：MOSFET漏极上的回扫电压， V in：电源的DC输入电压， N：变压器初次级匝比， V out：输出DC电压， V d：输出整流二极管上的压降， V tsr：变压器次级绕组上内阻引起的压降， 得到：V f=V in+ N·(V out+V d+V tsr) 假设有一回扫线路 V f= V in+N·(V out+V d+V tsr)=310+10×(12+1+0.2)=442(V), V cr=V f=442V, MOSFET开通（Ton）时Cr电容的损耗可用下式计算： P cr=（C r·V cr2·f）/2 代入计算：P cr= (400×10-12×4422×100×103 )/2 =7.81456/2=3.90728(w)≈4W。 由以上计算可知，MOSFET主开关输出电容Coss，及变压器、线路板的分布电容全部等效为C r在MOSFET主开关内要消耗4W左右（不包括MOSFET主开关关断时的消耗，及MOSFET导通电阻所引起的消耗）。 由RCC式线路原理可知，自激RCC式电路也工作在初级电感能量释放完状态，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）因自激条件需要为恒定V f=V in。仍根据以上条件可计算出MOSFET开通时Cr电容的损耗为： P cr= (400×10-12×3102×100×103 )/2=1.922(w)。 回扫式及他激RCC式电路如果工作在初级电感能量释放完的状态，MOSFET在开通时的电压（即C r上的电压）在不同负载条件下是不同的，P cr损耗的大小由于负载的轻重不能确定而无法预知，所以不能保证低的P cr功耗。 有朋友在做充电器时，可能会遇到，在输出电压的某一段时感觉MOSFET的温升还可以、但在另一电压段时MOSFET的温升很高而无从着手。

开关电源电路详解

FS1: 由变压器计算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用公司共享料2A/250V，设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值。 TR1(热敏电阻): 电源启动的瞬间，由于C1(一次侧滤波电容)短路，导致Iin电流很大，虽然时间很短暂，但亦可能对Power产生伤害，所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻，以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A，230V/60A)，但因热敏电阻亦会消耗功率，所以不可放太大的阻值(否则会影响效率)，一般使用 SCK053(3A/5Ω)，若C1电容使用较大的值，则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上)。

VDR1(突波吸收器): 当雷极发生时，可能会损坏零件，进而影响Power的正常动作，所以必须在靠AC输入端 (Fuse之后)，加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K)，但若有价格上的考虑，可先忽略不装。 CY1，CY2(Y-Cap): Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap ，AC Input若为2Pin(只有L，N)一般使用Y1-Cap，Y1与Y2的差异，除了价格外(Y1较昂贵)，绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘，绝缘耐压约为Y2的两倍，且在电容的本体上会有“回”符号或注明Y1)，此电路蛭蠪G所以使用 Y2-Cap，Y-Cap会影响EMI特性，一般而言越大越好，但须考虑漏电及价格问题，漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max)。 CX1(X-Cap)、RX1: X-Cap为防制EMI零件，EMI可分为Conduction及Radiation两部分，Conduction 规范一般可分为: FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 两种，FCC测试频率在450K~30MHz，CISPR 22测试频率在150K~30MHz， Conduction 可在厂内以频谱分析仪验证，Radiation 则必须到实验室验证，X-Cap 一般对低频段(150K ~ 数M之间)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但价格愈高)，若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf)，安规规定必须要有泄放电阻(RX1，一般为1.2MΩ 1/4W)。 LF1(Common Choke): EMI防制零件，主要影响Conduction 的中、低频段，设计时必须同时考虑EMI 特性及温升，以同样尺寸的Common Choke而言，线圈数愈多(相对的线径愈细)，EMI防制效果愈好，但温升可能较高。 BD1(整流二极管): 将AC电源以全波整流的方式转换为DC，由变压器所计算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二极管，因为是全波整流所以耐压只要600V即可。 C1(滤波电容): 由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值，电容量愈大，Vin(min)愈高但价格亦愈高，此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确，若AC Input 范围在90V~132V (Vc1 电压最高约190V)，可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V~264V(或180V~264V)，因Vc1电压最高约380V，所以必须使用耐压400V的电容。 D2(辅助电源二极管): 整流二极管，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，两者主要差异: 耐压不同(在此处使用差异无所谓) VF不同(FR105=1.2V，BYT42M=1.4V) R10(辅助电源电阻): 主要用于调整PWM IC的VCC电压，以目前使用的3843而言，设计时VCC必须大于8.4V(Min. Load时)，但为考虑输出短路的情况，VCC电压不可设计的太高，以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大)。 C7(滤波电容): 辅助电源的滤波电容，提供PWM IC较稳定的直流电压，一般使用100uf/25V电容。

开关电源的软启动电路

开关电源的软起动电路 1引言 开关电源的输入电路大都采用整流加电容滤波电路。在输入电路合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零会形成很大的瞬时冲击电流（如图1所示），特别是大功率开关电源，其输入采用较大容量的滤波电容器，其冲击电流可达100A以上。在电源接通瞬间如此大的冲击电流幅值，往往会导致输入熔断器烧断，有时甚至将合闸开关的触点烧坏，轻者也会使空气开关合不上闸，上述原因均会造成开关电源无法正常投入。为此几乎所有的开关电源在其输入电路设置防止冲击电流的软起动电路，以保证开关电源正常而可靠的运行。 2常用软起动电路 （1）采用功率热敏电阻电路 热敏电阻防冲击电流电路如图2所示。它利用热敏电阻的Rt的负温度系数特性，在电源接通瞬间，热敏电阻的阻值较大，达到限制冲击电流的作用；当热敏电阻流过较大电流时，电阻发热而使其阻值变小，电路处于正常工作状态。采用热敏电阻防止冲击电流一般适用于小功率开关电源，由于热敏电阻的热惯性，重新恢复高阻需要时间，故对于电源断电后又需要很快接通的情况，有时起不到限流作用。 （2）采用SCR R 　电路 　和限流电阻R对电容器C充电。该电路如图3所示。在电源瞬时接通时，输入电压经整流桥VD1VD4 当电容器C充电到约80％的额定电压时，逆变器正常工作，经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R，开关电源处于正常运行状态。 这种限流电路存在如下问题：当电源瞬时断电后，由于电容器C上的电压不能突变，其上仍有断电前的充电电压，逆变器可能还处于工作状态，保持晶闸管继续导通，此时若马上重新接通输入电源，会同样起不到防止冲击电流的作用。 　电路 （3）具有断电检测的SCR R 该电路如图4所示。它是图3的改进型电路， 图1合闸瞬间滤波电容电流波形

开关电源保护电路实例详细分析

开关电源保护电路实例详细分析 输入欠压保护电路 1、输入欠压保护电路一 概述（电路类别、实现主要功能描述）： 该电路属于输入欠压电路，当输入电压低于保护电压时拉低控制芯片的供电Vcc，从而关闭输出。 电路组成（原理图）： 工作原理分析(主要功能、性能指标及实现原理): 当电源输入电压高于欠压保护设定点时，A点电压高于U4的Vref，U4导通，B点电压为低电平，Q4导通，Vcc供电正常；当输入电压低于保护电压时，A点电压低于U4的Vref，U4截止，B点电压为高电平，Q4截止，从而Vcc没有电压，此时Vref也为低电平，当输入电压逐渐升高时，A点电压也逐渐升高，当高于U4的Vref，模块又正常工作。R4可以设定欠压保护点的回差。 电路的优缺点 该电路的优点：电路简单，保护点精确 缺点：成本较高。 应用的注意事项： 使用时注意R1，R2的取值，有时候需要两个电阻并联才能得到需要的保护点。还需要注意R1，R2的温度系数，否则高低温时，欠压保护点相差较大。 2、输入欠压保护电路二 概述（电路类别、实现主要功能描述）： 输入欠压保护电路。当输入电压低于设定欠压值时，关闭输出；当输入电压升高到设定恢复值时，输出自动恢复正常。

电路组成（原理图）： 工作原理分析(主要功能、性能指标及实现原理): 输入电压在正常工作范围内时， Va大于VD4的稳压值，VT4导通，Vb为0电位，VT5截止，此时保护电路不起作用；当输入电压低于设定欠压值时，Va小于VD4的稳压值，VT4截止，Vb为高电位，VT5导通，将COMP（芯片的1脚）拉到0电位，芯片关闭输出，从而实现了欠压保护功能。 R21、VT6、R23组成欠压关断、恢复时的回差电路。当欠压关断时,VT6导通，将R21与R2并联， ；恢复时，VT6截止，， 回差电压即为(Vin’-Vin)。 电路的优缺点 优点：电路形式简单，成本较低。 缺点：因稳压管VD4批次间稳压值的差异，导致欠压保护点上下浮动，大批量生产时需经常调试相关参数。 应用的注意事项： VD4应该选温度系数较好的稳压管，需调试的元件如R2应考虑多个并联以方便调试 输出过压保护电路 1、输出过压保护电路一 概述（电路类别、实现主要功能描述）： 输出过压保护电路。当有高于正常输出电压范围的外加电压加到输出端或电路本身故障（开环或其他）导致输出电压高于稳压值时，此电路会将输出电压钳位在设定值。 电路组成（原理图）：

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。 当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、

开关损耗及软开关技术

开关损耗及软开关技术 概述 本文简单介绍了开关电路的常见形式，讲述了开关电路开通和截止的过程以及开关损耗产生的原因。最后介绍了减少开关损耗的办法—软开关技术。 开关电路简介 开关是我们经常碰到的一种物品，如电灯的开关，电源的开关，电闸，继电器等。现代电子电路中也经常会使用到开关电路。只不过在电子电路中的开关与上面所提到的机械方式的开关不同,电子电路中的开关一般利用晶体管或场效应管的导通截止特性构成。 开关电路经常出现在电源，功率放大器，电机伺服，音视频切换等电路中。下面举两个例子 开关电源中的开关管(Q) D 类音频功率放大器中的开关管(M1,M2) 从上面两个例子可以看出在功率电子电路中是用的开关电路有以下两个特点 1、 开关管的负载都是感性负载(开关电源电路中的f L 和音频功放中的1L ) 2、 都有相应的续流二极管(如开关电源电路中的D) *在音频功放中的续流二极管实际上是功率场效应管的体二极管。 开关电路的开关过程及开关损耗 以开关电源电路中的开关电路为例介绍一下开关的过程。在这里假定电感f L 较大所以在开关过程中流过电感的电流可以近似认为没有变化。 开通过程 下图描述了开关管开通时电压电流的关系，其中CE V 指得是开关管Q 发射极和集电极之间的电压，对场效应管就是源极(S)和漏极(D)之间的电压。L I 是关断前电感流过的电流。

在0t 时刻开关管Q 开始流过电流，开关管逐渐开通。 在10~t t 时刻流过开关管Q 的电流逐渐增大，同时流过二极管D 的电流逐渐减小。在此时刻Q 一直工作在放大状态，即流过开关管的电流的大小是由流过基极的电流大小决定的。 在1t 时刻开关管Q 流过了所有的L I ，这时流过二极管的电流为零。但是由于二极管反向恢复时间的原因，二极管不会立即进入截止状态，而是要继续保持一段时间的导通。 在21~t t 时刻流过开关管的电流继续增大，Q 还是工作在放大状态。二极管处于反向恢复期流过反向的电流。 在2t 时刻二极管的反向电流开始减小。在此时刻流过开关管的电流已经不再由Q 基极电流的大小决定，所以在此时刻Q 工作在放大和饱和的临界状态。 在32~t t 时刻流过开关管的电流开始减小，同时开关管两端的电压也开始急剧下降，电压下降的速度主要取决于二极管的反向恢复过程。 在3t 时刻二极管完全截止。 在43~t t 时刻里开关管处于动态饱和区CE 端的压降受三极管本身的特性，积极驱动电流，和结温影响。这里不再讨论。 关断过程 关断过程可以分成两部分 10~t t 时刻开关管逐渐退出饱和状态两端电压不断上升。但是流过其中的电流大小没有明显变化。 21~t t 时刻开关管逐渐关断，而二极管逐渐导通。 在关断过程中开关管决定了电流和电压的变化率。

24V开关电源的几种保护电路

24V开关电源常用的几种保护电路 1.防浪涌软启动电路 24V开关电源的输入电路大都采用电容滤波型整流电路，在进线电源合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零，电容器充电瞬间会形成很大的浪涌电流，特别是大功率开关电源，采用容量较大的滤波电容器，使浪涌电流达100A以上。在电源接通瞬间如此大的浪涌电流，重者往往会导致输入熔断器烧断或合闸开关的触点烧坏，整流桥过流损坏；轻者也会使空气开关合不上闸。上述现象均会造成开关电源无法正常工作，为此几乎所有的开关电源都设置了防止流涌电流的软启动电路，以保证电源正常而可靠运行。 2.过压、欠压及过热保护电路 进线电源过压及欠压对开关电源造成的危害，主要表现在器件因承受的电压及电流应力超出正常使用的范围而损坏，同时因电气性能指标被破坏而不能满足要求。因此对输入电源的上限和下限要有所限制，为此采用过压、欠压保护以提高电源的可靠性和安全性。 温度是影响电源设备可靠性的最重要因素。根据有关资料分析表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10％，温升50℃时的工作寿命只有温升25℃时的1/6，为了避免功率器件过热造成损坏，在开关电源中亦需要设置过热保护电路。 3.缺相保护电路

由于电网自身原因或电源输入接线不可靠，24V开关电源有时会出现缺相运行的情况，且掉相运行不易被及时发现。当电源处于缺相运行时，整流桥某一臂无电流，而其它臂会严重过流造成损坏，同时使逆变器工作出现异常，因此必须对缺相进行保护。检测电网缺相通常采用电流互感器或电子缺相检测电路。由于电流互感器检测成本高、体积大，故开关电源中一般采用电子缺相保护电路。图5 是一个简单的电子缺相保护电路。三相平衡时，R1～R3结点H电位很低，光耦合输出近似为零电平。当缺相时，H点电位抬高，光耦输出高电平，经比较器进行比较，输出低电平，封锁驱动信号。比较器的基准可调，以便调节缺相动作阈值。该缺相保护适用于三相四线制，而不适用于三相三线制。电路稍加变动，亦可用高电平封锁PWM信号。 4.短路保护 24V开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率di/dt过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可在器件内部产生擎住效应使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。 搜索相关文章：24V开关电源 修改于2008-04-25 11:15:51