一种单电阻电流采样方法及其应用

开关电源的电流采样电阻能否短接

开关电源的电流采样电阻能否短接？！ 变频器开关电源的故障检修中，有时碰到开关管源（射）极所串接电流采样电阻的断路现象，见图一中R37（1.5Ω2W）。检查开关管K2225、变压器B1、U1振荡芯片、D13、D14等关键元件均无损坏，故障可能只是R37开路而已，换用同型号优质元件，也许故障就能排除。 开关管源极串接此电阻的目的，是利用流入开关变压器初线绕组的工作电流，在R37上产生压降，此电压信号发映开关管工作的电流的大小，输入U1的3脚，用作限流及过电流动作保护。当1脚电压幅度（因过电流达600mA以上）升到1V 以上时，开关电源会作出停振动作，以保护开关管及负载电路的安全。因而该电阻被称为电流采样电阻。 该电阻的取值范围从0.几Ω～1.5Ω，按道理说，变频器的功率越大，开关电源输出的电流越大，显然该电阻的阻值会越小。但是也有相当多的例外（请参见图一、图二），例如5.5kW的变频器，该电阻取值为1.5Ω，但1.5kW的变频器，该电阻取值是1.1Ω，反而更小，小变频器反而需要输出更大的工作电流吗？当然不是。这是什么原因呢？ P1 图一：康沃CVF-G 5.5kW变频器开关电源的振荡电路

将上面的问号暂且按下不表，听我讲述一个故障实例：检修一台1.5kW德力西变频器的开关电源，查电流采样电阻（1.5Ω2W）已呈断路状态，检测其它元件未见异常。维修者手有头暂无功率电阻更换，为了应急修复，便将此电阻用短路线连接，然后上电开机，只听得“啪啦”一声响，电路冒烟。 停电检修，发现开关管K2225炸裂，开关管栅级电阻断路，振荡芯片损坏，初级绕组4只限流电阻烧毁，故障扩大！ 维修者惶惑了：以前也这么干过呀，在二次负载电路无故障情况下，将此电阻短接，应急修复，是能正常运行的。但本台变频器，限流电阻为何不能短接呢？ 以前有网友问过，将该电阻短接会怎么样？有无损坏开关管的风险？可不可以短接此电阻将开关电源应急修复？ 答案是不一的，有人回答正常情况下不会损坏开关管，有人说，短接不得，上电即会损坏开关管。哪个答案才是正确的呢？两种答案其实都有道理又都不能说是完全正确！ 图二：英威腾INVT-P9 1.5kW变频器开关电源的振荡电路

各种电压电流采样电路设计

常用采样电路设计方案比较 配电网静态同步补偿器（DSTATCOM）系统总体硬件结构框图如图2-1所示。由图2-1可知DSTATCOM的系统硬件大致可以分成三部分，即主电路部分、控制 电路部分、以及介于主电路和控制电路之间的检测与驱动电路。其中采样电路包括3路交流电压、6路交流电流、2路直流电压和2路直流电流、电网电压同步信号。3路交流电压采样电路即采样电网三相电压信号；6路交流电流采样电路分别为电网侧三相电流和补偿侧三相电流的电流采样信号；2路直流电压和2路直流电流的采样电路DSTATCOM的桥式换流电路的直流侧电压信号和电流信号；电网电压 同步信号采样电路即电网电压同步信号。 信号调 理 TMS320 LF2407A DSP 键盘显示 电路电压电流信号驱动电路保护电路 控制电路检测与驱动 电路主电路 图2-1 DSTATCOM系统总体硬件结构框图 1.1常用电网电压同步采样电路及其特点 1.1.1 常用电网电压采样电路 1 从D-STATCOM的工作原理可知，当逆变器的输出电压矢量与电网电压矢 量幅值大小相等，方向相同时，连接电抗器内没有电流流动，而D-STATCOM 工作在感性或容性状态都可由调节以上两矢量的夹角来进行控制，因此，逆变 器输出的电压矢量的幅值及方向的调节都是以电网电压的幅值和方向作为参考的，因此，系统电压与电网电压的同步问题就显得尤为重要。

图2-2 同步信号产生电路1 从图2-2所示同步电路由三部分组成，第一部分是由电阻、电容组成的RC滤波环节，为减小系统与电网的相位误差，该滤波环节的时间常数应远小于系统 的输出频率，即该误差可忽略不计。其中R5=1K，C4=15pF，则时间常数错误！未找到引用源。<

采样电阻的选择

巧置采样电阻 一，电流检测电阻的基本原理: 根据欧姆定律,当被测电流流过电阻时,电阻两端的电压与电流成正比.当1W的电阻通过的电流为几百毫安时,这种设计是没有问题的. 然而如果电流达到10-20A,情况就完全不同,因为在电阻上损耗的功率(P=I2xR)就不容忽视了. 我们可以通过降低电阻阻值来降低功率损耗,但电阻两端的电压也会相应降低,所以基于取样分辨率的考虑,电阻的阻值也不允许太低. 二，长期稳定性 对于任何传感器来说,长期稳定性都非常重要.甚至在使用了一些年后,人们都希望还能维持早期的精度. 这就意味着电阻材料在寿命周期内一定要抗腐蚀,并且合金成分不能改变. 要使测量元件满足这些要求,可以使用同质复合晶体组成的合金,通过退火和稳定处理的生产制程,以达到基本热力学状态. 这样的合金的稳定性可以达到ppm/年的数量级,使其能用于标准电阻. 表面贴装电阻在140℃下老化1000小时后阻值只有大约-0.2%的轻微漂移,这是由于生产过程中轻微变形而导致的晶格缺损造成的. 阻值漂移很大程度上由高温决定,因此在较低的温度下比如+100℃,这种漂移实际是检测不出来的.

三，端子连接 在低阻值电阻中,端子的阻值和温度系数的影响往往是不能忽略的,实际设计中应充分考虑这些因素,可以使用附加的取样端子直接测量金属材料两端的电压. 由电子束焊接的铜-锰镍铜电阻实际上具有这样低的端子阻值,通过合理的布线可以作为两端子电阻使用而接近四端子连接的性能.

但是在设计时一定要注意取样电压的信号连线不能直接连接取样电阻的电流通道上,如果可能的话,最好能够从取样电阻下面连接到电流端子并设计成微带线. 四，低阻值 四引线设计推荐用于大电流和低阻值应用.通常的做法使用锰镍铜合金带直接冲压成电阻器,但这不是最好的办法. 尽管四引线电阻有利于改进温度特性和热电压,但总阻值有时高出实际阻值2到3倍,这会导致难以接受的功率损耗和温升. 此外,电阻材料很难通过螺丝或焊接与铜连接,也会增加接触电阻以及造成更大的损耗. 康铜丝电阻 说到电流/电压的采样电路，就像上图中万用表中所使用的那样，那么，什么是康铜丝电阻呢？ 简单地说，康铜丝电阻是选用高精密合金丝并经过特殊工艺处理，其阻值低，精度高，温度系数低，具有无电感，高过载能力。 正是因为康铜丝具备以上这些优良的电气特性，所以它被广泛用于通讯系统，电子整机，自动化控制的电源等回路作限流，均流或取样检测电路连接等。

电流采样电路的设计

电流采样电路的设计 文中研制了一套模拟并网发电系统，实现了频率跟踪、最大功率跟踪、相位跟踪、输入欠压保护、输出过流保护、反孤岛效应等功能；采用Atmega16高速单片机，实现了内部集成定时、计数器功能；利用定时器T／C2的快速PWM功能，实现SPWM信号的产生；采用T／C1的输入捕获功能，实现了频率相位监测和跟踪以及对失真度、输入电压、输出电流等物理量的检测与控制。 1 整体方案设计 设计采用Atmega16单片机为主体控制电路，工作过程为：与基准信号同频率、同相位正弦波经过SPWM调制后，输出正弦波脉宽调制信号，经驱动电胳放大，驱动H桥功率管工作，经过滤波器和工频变压器产生于基准信号通频率、同相位的正弦波电流。其中，过流、欠压保护由硬件实现，同步信号采集、频率的采集、控制信号的输出等功能，均由Atmega16完成。系统总体设计框图如图1所示。 2 硬件电路设计 分为DC／AC驱动电路、DC／AC电路和滤波电路3部分和平滑电容C1，电路原理如图2所示。 2．1 DC—AC驱动电路 是由R1、R2、R3、R4、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4组成，其中P3和P4是控制信号输入

端，R3和R4为限流电阻。集电极的电流直接影响波形上升沿的陡峭度，集电极电流越大输出的波形越陡峭。因为R2和R1与集电极pn节的寄生电容形成了一个RC充放电的时间常数，集电极pn结的寄生电容无法改变，只有通过改变R1和R2的值来改变时间常数，所以R1和R2值越小，Q3和Q4的集电极电流就越大；RC的充电时间常数越小，波形的上升沿越陡峭，而增加集电极电流，会增加系统的功耗，权衡利弊选择一个合适的值。其次，射级pn 结的寄生电容也会影响Q3和Q4的关断时间和波形上升沿的陡峭度。所以在驱动电路中各加了一个放电回路，即拉地电阻R5和R6，R5和R6的引入，加快了Q3和Q4的关闭速度，这样就使集电极的波形更陡峭。同样在保证基极射极pn不损坏的条件下，基极的电流也是越大越好，但也会带来损耗问题，权衡利弊选择一个合适的值。关于两个电阻的取值，这里假设三极管的放大倍数为β，基极电流Ib，集电极电流Ic，流过R5的电流为I5，流过R3的电流为I3，R3的压降为V3，驱动信号为V，R5的压降为V5，有 实际中R3和R5应该比计算值小，这样是为了让三极管工作在饱和状态，提高系统稳定 性。 2．2 DC-AC电路 是由两只p沟道MOSFET。Q1、Q2和两只n沟道MOSFET Q5、Q6组成。在这里没有采用4只n沟道MOSFET，原因是驱动电路复杂，如果采用上面的驱动电路接近电源的两个导体管不能完全导通，发热量为接近地一侧导体管4倍以上，功耗增加，所以采用对管逆变即减小了功耗，而且驱动电路简单。通过控制4个导体管的开关速度再通过低通滤波器即可实 现DC／AC功能。 2．3 滤波电路 两个肖特基整流二极管1N5822为续流二极管，这里为防止产生负电压，C2、C3、C4、C5、L1、L2组成低通滤波器，其中C5、C6为瓷片电容，C2、C3用电解电容，充放电电流可以流进地，L1、L2为带铁芯的电感，带铁芯的电感对高频的抑制比空心电感更好，电感值 更高。关于参数的选取和截止频率的计算如下 3 采样电路 3．1 电流采样电路的设计 由于终端负载一定，所以电流采样实际等同于一个峰值检测的过程，此电路实际是一个峰值检测电路，P3为信号的2个输入端，调整R10，R11和R17、R18取值来实现峰值测功能，电路中的阻值并不准确，需要实际中根据信号的幅值来调整R10、R11和R17、R18阻值

常用电流和电压采样电路

2常用采样电路设计方案比较 配电网静态同步补偿器（DSTATCOM ）系统总体硬件结构框图如图2-1所示。由图2-1可知DSTATCOM 的系统硬件大致可以分成三部分，即主电路部分、控制电路部分、以及介于主电路和控制电路之间的检测与驱动电路。其中采样电路包括3路交流电压、6路交流电流、2路直流电压和2路直流电流、电网电压同步信号。3路交流电压采样电路即采样电网三相电压信号；6路交流电流采样电路分别为电网侧三相电流和补偿侧三相电流的电流采样信号；2路直流电压和2路直流电流的采样电路DSTATCOM 的桥式换流电路的直流侧电压信号和电流信号；电网电压同步信号采样电路即电网电压同步信号。 图2-1 DSTATCOM 系统总体硬件结构框图 2.2.11 常用电网电压同步采样电路及其特点 .1 常用电网电压采样电路1 从D-STATCOM 的工作原理可知，当逆变器的输出电压矢量与电网电压矢量幅值大小相等，方向相同时，连接电抗器内没有电流流动，而D-STATCOM 工作在感性或容性状态都可由调节以上两矢量的夹角来进行控制，因此，逆变器输出的电压矢量的幅值及方向的调节都是以电网电压的幅值和方向作为参考的，因此，系统电压与电网电压的同步问题就显得尤为重要。

图2-2 同步信号产生电路1 从图2-2所示同步电路由三部分组成，第一部分是由电阻、电容组成的RC 滤波环节，为减小系统与电网的相位误差，该滤波环节的时间常数应远小于系统的输出频率，即该误差可忽略不计。其中R 5=1K Ω，5pF，则时间常数错误！未 因此符合设计要求;第二部分由电压比较器LM311构成， 实现过零比较;第三部分为上拉箝位电路，之后再经过两个非门，以增强驱动能力，满足TMS320LF2407的输入信号要求。 C 4=1找到引用源。<

三相异步电机_电流采样电阻

三相异步电机电流采样电阻 采样电阻又称为电流检测电阻，电流感测电阻，取样电阻，电流感应电阻。英文一般译为Sampling resistor，Current sensing resistor。用简单的话描述就是一个阻值较小的电阻，串联在电路中用于把电流转换为电压信号进行测量。 此类电阻，是按照产品使用的功能来划分电阻。取样电阻功能上就是做为参考，常用在反馈电路里，以稳压电源电路为例，为使输出的电压保持恒定状态，要从输出电压取一部分电压做参考（常用取样电阻的形式），如果输出高了，输入端就自动降低电压，使输出减少；若输出低了，则输入端就自动升高电压，试输出升高。一般使用在电源产品，或者电子，数码，机电产品的电源部分，功能强大。在众多电子产品上均常看到取样电阻。 采样电阻一般使用的都是精密电阻，阻值低，精密度高，一般在阻值精密度在±1%以内，更高要求的用途时会采用0.01%精度的电

阻。国内工厂生产的大部分都是以锰铜为材质的插件电阻，但是，广大的用户更需要的是贴片的高精密电阻来实现取样功能，这是为了满足产品小型化产品生产的自动化的要求。能够生产在低温度系数，高精密度，超低阻值上做到满足用户要求电阻的厂商在国内是很少的。一般采样电阻的阻值会选在1欧姆以下，属于毫欧级电阻，但是部分电阻，有个采样电压等要求，必须选择大阻值电阻，但是这样电阻基数大，产生的误差大。这种情况下，需要选择高精度的捷比信电阻，深圳市捷比信科技有限公司专业生产销售电源专用高精密贴片电阻（可到0.01%精度，即万分之一精度），这样就可以让采样出来的数据非常可信。贴片超低阻值电阻(0.0005欧姆，2毫欧，3毫欧，10毫欧等)，贴片合金电阻，大功率电阻(20W,30W,35W,50W,100W)等产品，温度系数可达到正负5PPM。 采样电阻和HCPL-7840 的连接如图2，采样电阻R1 的正端连接到Vin+ ，采样电阻的负端连接到Vin?，把实时的电机电流转化为模拟电压输入芯片；同时Vin?和GND1 连接，把供电电源的返回路径又作为采样线连接到采样电阻的负端，因为电机在工作时有很大的电流流过采样线路，电路中的寄生电感会产生很大的电流尖峰，而此种连接能把这些暂态噪声视为共模信号，不会对采样电流信号形成干扰；另外，为消除采样电流输入信号中的高频噪声，采样电阻上采集到的电压信号必须经过由R2 及C3组成的低通滤波器进入芯片。 采样电阻的选取是根据伺服驱动器的功率范围，选择合适的阻值。采样电阻较大，可使用HCPL-7840 的整个输入范围，从而提高采样电

FOC控制基于电阻的电流采样方案比较

FOC控制基于电阻的电流采样方案比较 最近有时间把TI ST还有Microchip三家关于PMSM控制中使用电阻采样相的电路看了一下，发现各家都有自己的特点，就做个总结吧。 1.TI C2000系列双电阻采样法 原理说明 在U相和V相的下桥分别串联一个功率电阻，通过一个运放电路连接至A/D。 采样时机放在PWM的下溢中断进行，U V两相电阻上的电流即为电机U V相的线电流。 关键点 (1)采样时机：

必须在下桥臂全部导通的时候进行采样。 在软件设计的时候,采用下溢中断(处于第7段和第1段零矢量区域中),将电流采样的任务安排在一个PWM周期的开始处,在比较匹配到来之前的期间,U、V两相的上桥臂都是关断的,也就是说下桥臂是导通的,这样就可以在每个PWM周期顺利采样一次两个相电流值。(2)采样方式 因为电机绕组线圈呈感性，线圈上的相电流不能突变，因此从矢量U0 转换到零矢量后，其对应的工作状态转换如图所示，其中二极管能起到续流作用，此时，下桥臂采样电阻上流过的是相电流，因此在每个PWM周期前期通过下桥臂的采样电阻检测相电流是可行的。

开关状态为000时电流的流通路径 (3)采样电流电路

从上图可以看出，流经各相采样电阻的电流是正负的，故采样电阻上端的电压是一个带正负信号的正弦波形(下端为地)，后级运放电路作用是将整体电压抬高，并且进行比例增益。 2.STM32的方案：三电阻采样法 (1)电流处理： 采样电阻上端采集到的电压是一个带正负的正弦波形，所以其后端一定要接一个运放电路，一方面是滤波，更重要的则是把采集到的信号缩放到AD能采集的电压范围。这个电路可以采用同相比例放大+偏移。 (2)AD触发： 在STM32的高级定时器中，除了产生三相PWM波的CH1,CH2,CH3之外还有一个CH4，这个通道只能产生一路PWM波，它可以用来触发AD，可以比较容易的和前面几个PWM波同步，而且配置好周期能非常灵活的取采样点。(3)相采样选择：

FOC控制基于电阻的电流采样实施方案比较

FOC控制基于电阻的电流采样方案比较

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FOC控制基于电阻的电流采样方案比较 最近有时间把TI ST还有Microchip三家关于PMSM控制中使用电阻采样相的电路看了一下，发现各家都有自己的特点，就做个总结吧。 1.TI C2000系列双电阻采样法 原理说明 在U相和V相的下桥分别串联一个功率电阻，通过一个运放电路连接至A/D。采样时机放在PWM的下溢中断进行，U V两相电阻上的电流即为电机U V相的线电流。 关键点 (1)采样时机： 必须在下桥臂全部导通的时候进行采样。

在软件设计的时候,采用下溢中断(处于第7段和第1段零矢量区域中),将电流采样的任务安排在一个PWM周期的开始处,在比较匹配到来之前的期间,U、V两相的上桥臂都是关断的,也就是说下桥臂是导通的,这样就可以在每个PWM周期顺利采样一次两个相电流值。 (2)采样方式 因为电机绕组线圈呈感性，线圈上的相电流不能突变，因此从矢量U0 转换到零矢量后，其对应的工作状态转换如图所示，其中二极管能起到续流作用，此时，下桥臂采样电阻上流过的是相电流，因此在每个PWM周期前期通过下桥臂的采样电阻检测相电流是可行的。 开关状态为000时电流的流通路径

(3)采样电流电路 从上图可以看出，流经各相采样电阻的电流是正负的，故采样电阻上端的电压是一个带正负信号的正弦波形(下端为地)，后级运放电路作用是将整体电压抬高，并且进行比例增益。 2.STM32的方案：三电阻采样法

电压电流采样

电压电流采样 前言：在学习这个主题的时候，上网查了大量的资料，但大多都是基于电网里的交流大电压和大电流的采样，我个人觉得关于交流的采样以下链接有非常详尽的介绍，而我自己也只是对其进行了较为细致的阅读 https://www.wendangku.net/doc/8a7370474.html,/view/2d389e06a6c30c2259019e2f.html?from=search 因为我们队里用的直流电压最大为24V，所以接下来我就直流电压及电流的采样说一下自己的见解。 一、基本电路设计及原理学习 1、电压采集回路的设计 工作原理如下所述：从分压电阻取来的电压信号经滤波后，被单片机周期采样。将采样信号转化为0～5V的模拟电压量送给单片机的A/D采样通道，使单片机能采集到当时的电压，以便进行稳压、稳流或限压、限流调节，为控制算法的分析、处理，实现控制、保护、显示等功能提供依据。 （公式推导参见电气专业的模电书，不作详细介绍） 根据上述原理，设计电压采样电路如图下图所示 由于521－4的四个光耦制的电流放电倍数是相同的。即

即把输入电压从较大的直流电压衰减到0～5V。 2、电流采集回路的设计 电流采集的原理图如上图所示。其工作原理与电压采集的原理基本相同，区别主要在电流的输入信号为分流器输出的信号，信号范围为0－75mV，显然信号太弱，对于分辨率不高的A/D精度显然不够。通过LM324将其放大。根据放大器的工作原理，放大的倍数为β＝R63B/R61B=400K/10K=40。从而使得VI点的电压范围为0－3V，而VI点相对于AGNDW的电压与AC1点相对于AGND的电压的关系跟中，Vi点电压与AC0点电压的关系类似。在此处我们通过调节RW6，将0－75mV 的电压信号（分流器上的电压）放大到0－5V，供单片机采样。 二、自己设计（DIY） 经过一段时间的学习，我根据上述基本原理和所学知识设计了一款新的采样电路

采样电阻

3.1 单电阻电流采样 为了降低系统成本，本方案采用了先进的单电阻采样技术。一般来讲，矢量控制算 法需要采集电机至少两相电流，但单电阻采样只需要采集负母线的电流即可。 图 3 单电阻采样框图 表 1 单电阻采样状态表 图 3 是单电阻采样的框图， 对于桥臂的每一个开关状态， 其流过的电流状态如表 1 所示。 在表 1 中，“0”表示开关管关断，而“1”表示导通。由于电流在一个 PWM 周期内几乎 不变，因此只需要在一个 PWM 周期内采样两次即可得到该时刻电机每一相电流的状态， 因为三相电流之和为零。 单电阻采样会遇到一些挑战，空间矢量脉宽调制器（SVPWM）在空间矢量的扇区边 界和低调制区域的时候，会存在占空比两长一短和两短一长以及三个几乎一样长的时 刻。这样的话，如果有效矢量持续的时间少于电流采样时间，则会出错。本方案采取的 办法是在相邻边界的时候插入固定时间的有效矢量， 而在低调制区域的时候， 采用的是 轮流插入有效矢量的方法。 插入有效矢量会给电流波形带来失真， 这种情况下需要通过

软件来进行补偿。 单电阻采样的优点除了降低系统的成本， 还有就是它检测三相电流时都基于相同的增益 和偏移，一致性好。缺点也是明显的，对于 MCU 来说，算法复杂了其运算时间要增大， 代码比三电阻也要长一些；对于电流检测而言，其波形失真比起三电阻方法来说，要稍 微大一些。 其详细的对比如表 2 所示。 单电阻采样的性能对于变频空调的应用是完全可 以胜任的， 而且成本低廉， 这也就是为什么大部分家电厂家都愿意选择单电阻采样的原 因所在。 采样电阻 1. 产品介绍 采样电阻又称为电流检测电阻，电流感测电阻，取样电阻，电流感应电阻。英文一般译为

DSP交流采样电路设计..

DSP 交流采样电路设计

1．实验目的 本次实验针对电气工程及其自动化专业及测控专业。通过综合实验，使学生对所学过的DSP在继电保护中的应用有一个系统的认识，并运用自己学过的知识，自己设计模拟继电保护过程实验系统。要求用DSP完成对电网的电压的采样，然后经过DSP的处理，可以对系统继电器的跳合进行控制，自己设计，自己编程，最后自行调试，自行实现自己的设计。在整个试验过程中，摆脱以往由教师设计，检查处理故障的传统做法，由学生完全自己动手，互相查找处理故障，培养学生动手能力。学生试验应做到以下几点： 1. 通过DSP程序的设计模拟继电保护跳闸实验，进一步了解DSP在继电保护中的应用。 2. 通过实验线路的设计，计算及实际操作，使理论与实际相结合，增加感性认识，使书本知识更加巩固。 3. 培养动手能力，增强对DSP运用的能力。 4..培养分析，查找故障的能力。 5. 增加对DSP外围电路的认识。 2．实验设备 DSP板、仿真器、面包板、采样板器件，电烙铁，其它工具。

3．实验原理 1、DSP最小系统电路图

1、模拟电子线路 （一）、电流采样电路的设计

本次电流采样电路选择的电流互感器总共由两级，前一级互感器变比为4A ：1A ，第二级互感器采用TA1015-1,其变比为5A:5mA ，也就是1000:1，两级总共的互感器比例为4000:1。 即电流互感器一次侧的电流大小为4A ，二次侧的电流大小为1A ，二级互感器的二次侧电流大小为1mA 。如图3-6，在互感器二次侧并一个1K 的电阻即可将一次侧的4A 的强电流信号变换为二次侧的弱电压信号，其计算公式为: )(0.14000/4/12mA A k i i === (3-1) )(0.1101100.13322V R i u =***==- (3-2) 其峰值为： )(414.10.1222V u u p =*== (3-3) 即电流互感器二次侧输出的电压范围为-1.414V 至+1.414V ，即一次回路里的220V 的工频交流便被线性转化为-1.414V 至+1.414V 。 信号电路共有三级，第一级为偏置放大环节，它能够将交流信号调理成DSP 能准确进行AD 转换的0V 至3.3V 的直流信号。第二级为有源滤波环节，该环节能够滤去信号调理电路里的高频干扰信号。第三极为跟随环节，其输入高阻抗，输出低阻抗，进一步增加了信号调理电路的抗干扰能力。

各种电流检测方式的比较

浅谈电流检测方式 一、检测电阻+运放 优势： 成本低、精度较高、体积小 劣势： 温漂较大，精密电阻的选择较难，无隔离效果。 分析： 这两种拓扑结构，都存在一定的风险性，低端检测电路易对地线造成干扰；高端检测，电阻与运放的选择要求高。 检测电阻，成本低廉的一般精度较低，温漂大，而如果要选用精度高的，温漂小的，则需要用到合金电阻，成本将大大提高。运放成本低的，钳位电压低，而特殊工艺的，则成本上升很多。 二、电流互感器CT/电压互感器PT 在变压器理论中，一、二次电压比等于匝数比，电流比为匝数比的倒数。而CT和PT就是特殊的变压器。基本构造上，CT的一次侧匝数少，二次侧匝数多，如果二次开路，则二次侧电压很高，会击穿绕阻和回路的绝缘，伤及设备和人身。PT相反，一次侧匝数多，二次侧匝数少，如果二次短路，则二次侧电流很大，使回路发热，烧毁绕阻及负载回路电气。 CT,电流互感器，英文拼写Current Transformer，是将一次侧的大电流，按比例变为适合通过仪表或继电器使用的，额定电流为5A或1A的变换设备。它的工作原理和变压器相似。也称作TA 或LH（旧符号）工作特点和要求： 1、一次绕组与高压回路串联，只取决于所在高压回路电流，而与二次负荷大小无关。 2、二次回路不允许开路，否则会产生危险的高电压，危及人身及设备安全。 3、CT二次回路必须有一点直接接地，防止一、二次绕组绝缘击穿后产生对地高电压，但仅一点接地。

4、变换的准确性。 PT，电压互感器，英文拼写Phase voltage Transformers，是将一次侧的高电压按比例变为适合仪表或继电器使用的额定电压为100V的变换设备。电磁式电压互感器的工作原理和变压器相同。也称作TV或YH（旧符号）。 工作特点和要求： 1、一次绕组与高压电路并联。 2、二次绕组不允许短路（短路电流烧毁PT）,装有熔断器。 3、二次绕组有一点直接接地。 4、变换的准确性 模块型霍尔电流传感器 模块型霍尔电流传感器分开环模式与闭环模式。 开环模式又称为直接测量式霍尔电流传感器，输入为电流，输出为电压。这种方式的优点是结构简单，测量结果的精度和线性度都较高。可测直流、交流和各种波形的电流。但它的测量范围、带宽等受到一定的限制。在这种应用中，霍尔器件是磁场检测器，它检测的是磁芯气隙中的磁感应强度。电流增大后，磁芯可能达到饱和；随着频率升高，磁芯中的涡流损耗、磁滞损耗等也会随之升高。这些都会对测量精度产生影响。当然，也可采取一些改进措施来降低这些影响，例如选择饱和磁感应强度高的磁芯材料；制成多层磁芯；采用多个霍尔元件来进行检测等等。 开环模式的结构原理见下图 根据检测量程的需求，一般分为以下两种绕线模式，左图为小量程的结构图，右图为大量程的结构图。 闭环模式又称为零磁通模式或磁平衡模式，其输入与输出端均为电流信号。原理见下图

基于 TLC2274新的电流采样方案

基于TLC2274新的电流采样方案 2007-07-22 13:16:56| 分类：默认分类| 标签：|字号大中小订阅 引言 在绝大多数电机调速以及其它控制系统中都要用到电流采样，以用于电流反馈控制。目前在高性能的电机变频调速系统中，数字信号处理品（DSP）越来越多地被使用。其中以德州仪器（TI）公司 TMS320C/LF240(X)为代表的C2000系列的DSP用得较多。现有的电流采样方法大多采用文献[2]的模数 采样方案，如下图1所示： &13;&10;{ &13;&10; img_auto_size(this,450,true); &13;&10;}" align=baseline> &13;&10;{ &13;&10; img_auto_size(this,450,true); &13;&10;}" align=baseline> 图1(b) 图1(c) 图1(d) 图1所示方案的原理是：首先用电流互感器或电流传感器（如瑞士LEM公司的LTS系列传感器等）采样两相电流值；然后将采样结果经运算放大器使电流值变换到-2.5~+2.5v 的电压区间中，最后再加上+2.5v 的电压偏移量形成0~5v的电压送给DSP采样。这种方法的优点是电路简单，易实现，但其不足之处是采样精度低、误差大。如图1（b）, 交流相电流的其中一个峰值转换为直流电压时一个为5v，一个为0v，由于电压死区的存在，使得0v 附近的出现较大误差。

新的电流采样方案 新的电流采样方案中采用的运算放大器是TLC2274[1]。TLC2274是德州仪器公司用先进的LinCMOS 工艺制造，具有Rail-to-Rail输出能力的高性能四运算放大器，它比目前常用的CMOS运放有更好的噪声、功耗和输入失调电压性能。TLC2274所具有的低噪声和高输入阻抗非常适宜用于诸如电压/电流传感器之类的小信号的计算、放大。而且它的最低工作电压可以低至正负2.2V 。 基于下列电路，如图2所示。图2中为一个双减法电流采样电路，第一路运放U8B的输出电压为： 选R2 = R1, R3 = Rf1, 则有 图2 双减法电流采样电路 同理可得第二路运放U8A的输出为： 其主要思路为：LEM传感器输出的Ui= v，此电压先后施加到由TLC2274构成的两个减法电路上，第一路以Ui减去传感器采样结果的中值参考电压Uref (2.5v), 然后再线性放大到DSP的A/D采样所要求的电压范围(0~Ud)。对于TMS320C/F20x和C/F24x 系列的DSP，Ud的值为5v；对于TMS320LC/F240x Ud 为3.3v。第二路则相反，用中值参考电压Uref 减去传感器输出电压Ui，同样也线性放大到合适的电压范围。Z1，Z2为两个3.3v的稳压二极管，对运放输出电压起到限幅作用。当Ui值大于Uref 时，Uo1输出为正电压，且电压范围是0~Ud，而由于二极管D2的存在使得电流不能注入到运放中，故而第二路运放不能输出负电压，而是钳位在0v；当Ui值小于Uref 时，Uo2输出为正电压，同样而由于二极管D1的存在

FOC控制基于电阻的电流采样方法比较

最近有时间把TIST还有Microchip三家关于PMSM控制中使用电阻采样相的电路看了一下，发现各家都有自己的特点，就做个总结吧。 1.TIC2000系列双电阻采样法 原理说明 在U相和V相的下桥分别串联一个功率电阻，通过一个运放电路连接至A/D。 采样时机放在PWM的下溢中断进行，UV两相电阻上的电流即为电机UV相的线电流。 关键点 (1)采样时机： 必须在下桥臂全部导通的时候进行采样。 在软件设计的时候,采用下溢中断(处于第7段和第1段零矢量区域中),将电流采样的任务安排在一 个PWM周期的开始处,在比较匹配到来之前的期间,U、V两相的上桥臂都是关断的,也就是说下桥 臂是导通的,这样就可以在每个PWM周期顺利采样一次两个相电流值。 (2)采样方式 因为电机绕组线圈呈感性，线圈上的相电流不能突变，因此从矢量U0转换到零矢量后，其对应的 工作状态转换如图所示，其中二极管能起到续流作用，此时，下桥臂采样电阻上流过的是相电流， 因此在每个PWM周期前期通过下桥臂的采样电阻检测相电流是可行的。 开关状态为000时电流的流通路径 (3)采样电流电路 从上图可以看出，流经各相采样电阻的电流是正负的，故采样电阻上端的电压是一个带正负信号 的正弦波形(下端为地)，后级运放电路作用是将整体电压抬高，并且进行比例增益。 2.STM32的方案：三电阻采样法 (1)电流处理： 采样电阻上端采集到的电压是一个带正负的正弦波形，所以其后端一定要接一个运放电路，一方面 是滤波，更重要的则是把采集到的信号缩放到AD能采集的电压范围。这个电路可以采用同相比例 放大+偏移。 (2)AD触发：

在STM32的高级定时器中，除了产生三相PWM波的CH1,CH2,CH3之外还有一个CH4，这个通道只能产生一路PWM波，它可以用来触发AD，可以比较容易的和前面几个PWM波同步，而且配置好周期能非常灵活的取采样点。 (3)相采样选择： 每次需要采集两个电流，采集哪两个电流由SVPWM当前扇区决定?。每次只有在下桥臂打开的时候才能进行采样。 (4)干扰Tnoise和Trise： Tnoise是每次开关管打开或者关闭时，对当前采集的相电压的影响时间。Trise是每次开关管打开的时候该相电流会有一个跳变，需要一段时间来稳定。在这两个时间里面不能采集电流。 (5)SVPWM： SVPWM是FOC算法的最后一步，根据前面运算得到的数据，修改PWM波形输出，从而修正电机的运行，同时确定下次相电流采样的扇区。 [R1]此处与TI方案不同，ST方案根据扇区号来确定当前需要采样的电流相，而TI根据二极管续流可以持续获得稳定的U/V相电流反馈，TI的方法更好 [R2]TI的方案是在PWM关闭的时候采样的，也就没有了干扰的问题 下面这张表格是是运用ST库的时候三电阻和单电阻在效率等方面的比较： 3.Microchip方案（AN1299） 采用单电阻方式采样，在一组7段矢量的时间内，根据不同的开关顺序，进行多次采样 [R3]相比TI方案，采样次数较多，消耗的CPU资源较多，需要考虑死区对各个采样窗的影响，还有各采样窗口有最小宽度限制，处理算法相对比较麻烦 对于三相逆变器，我们将分析此周期的所有不同的PWMxL组合（T0、T1、T2和T3），了解电流测量代表着什么。从T0开始，在逆变器中我们有如下的电子开关（MOSFET或IGBT）组合，从中我们看到，没有电流流经单分流电阻（图10）。 前进到T1，我们看到PWM2L有效，同时PWM1H和PWM3H也有效（目前没有显示，但假设PWM输出是互补的）。由于有电流通过相A和C流入电机，通过相B流出电机，我们可以认为此电流测量值表示的是–IB，如图11所示。 在T2期间，PWM2L和PWM3L有效，且PWM1H有效。这种组合给出的是流经单分流电阻的电流IA，如图12所示。 T3的情形与T0一样，其中没有电流流经分流电阻，所以IBUS=0，如图13所示。 PIC单电阻采样时间点的计算 总结： 通过双电阻、三电阻和单电阻的相电流采样方法，都是基于电机绕组电感电流通过二极管续流的原理，然后通过通过公式“Iu?+?Iv?+?Iw?=?0”重构出该相电流。

光耦隔离运放HCPL-7800 在电机电流采样中的应用

光耦隔离运放HCPL-7800 在电机电流采样中的应用 摘要：本文介绍了一种专门适用于电机驱动电流检测的光耦隔离运放HCPL-7800的结构和特点，并重点介绍了此隔离运放的应用。 关键词：隔离运放，电流采样 Abstract: This paper introduces the construction and the characteristics of HCPL-7800.This isolation amplifier was designed for current sensing in electronic motor drives. The key is to introduce the application of this isolation amplifier. Keywords: isolation amplifier, current sensing 1. 概述 HCPL-7800隔离运放是专门为电机驱动电流的检测设计的。电机电流通过一个外部采样 电阻得到模拟电压，进入芯片。在隔离侧的另一边得到一个微分的输出电压。这个微分的输出电压正比与电机电流，通过一个光耦放大器转换成单端信号。由于在现代开关逆变器电机驱动中电压的共模干扰一般都有几百伏每微秒，而HCPL-7800能够抗至少10kv/us的共模干扰。正是基于这一点,HCPL-7800隔离运放为在很嘈杂的环境中，电机电流的检测提供了更高的准确性和稳定性，也为各种各样的电机控制提供了平滑控制的可能。它也能被用于在严重的噪声干扰的环境中需要很高的准确性，稳定性和线性的的模拟信号的隔离。HCPL-7800的增益为+/-3%，HCPL-7800（A）适用于比较精确的场合，因为它的增益为+/-1%，它应用了先进的（Σ-Δ）的模数转换技术， 斩波放大器和全微分电路拓扑。它的具体的原理图如图1所示： 图1 HCPL-7800的结构简图 HCPL-7800（A）隔离运放广泛应用于电机的相电流检测，逆变器的电流检测，开关电源的脉冲信号的隔离，一般的电流检测和监测，一般的模拟信号的隔离等方面。跟LEM比较，它更加适用于电机电流的检测，抗共模抑制比的能力较强，同时具有很高的性价比。 2. 典型应用 图2是HCPL-7800对电机电流采样的应用电路，从图中可以看出HCPL-7800（A）的电源 一般都从功率开关器件的门极驱动电路的电源中获得。旁路电容C1,C2尽可能地靠近HCPL-7800的管腿。旁路电容是必要的因为HCPL-7800内部的高速的数字信号的特点，由于输入电路的开关电容的本质，在输入侧也要加上旁路电容C3，输入的旁路电容也形成了滤波器的一部分，用于防止高频噪声。 对于采样电阻的选择也是本电路中的最重要的部分，电流采样电阻应该具有很低的阻抗（可以达到最小限度的功率损耗），很低的电感值（最小的di/dt变化引起的电压尖峰），。对于此电阻的选择，一般是考虑最小的功率损耗和最大的准确性的折中点。小的采样电阻能够减小功率损耗，而大的采样电阻能够用上HCPL-7800的整 个输入范围从而提高电路的准确性。

电压电流采样电路设计

- 常用采样电路设计方案比较 配电网静态同步补偿器（DSTATCOM）系统总体硬件结构框图如图2-1所示。由图2-1可知DSTATCOM的系统硬件大致可以分成三部分，即主电路部分、控制电路部分、以及介于主电路和控制电路之间的检测与驱动电路。其中采样电路包括3路交流电压、6路交流电流、2路直流电压和2路直流电流、电网电压同步信号。3路交流电压采样电路即采样电网三相电压信号；6路交流电流采样电路分别为电网侧三相电流和补偿侧三相电流的电流采样信号；2路直流电压和2路直流电流的采样电路DSTATCOM的桥式换流电路的直流侧电压信号和电流信号；电网电压同步信号采样电路即电网电压同步信号。 控制电路电路主电路 图2-1 DSTATCOM系统总体硬件结构框图 常用电网电压同步采样电路及其特点 1.1.1 常用电网电压采样电路1 从D-STATCOM的工作原理可知，当逆变器的输出电压矢量与电网电压矢量幅值大小相等，方向相同时，连接电抗器内没有电流流动，而D-STATCOM工作在感性或容性状态都可由调节以上两矢量的夹角来进行控制，因此，逆变器输出的电压矢量的幅值及方向的调节都是以电网电压的幅值和方向作为参考的，因此，系统电压与电网电压的同步问题就显得尤为重要。

图2-2 同步信号产生电路1 】 从图2-2所示同步电路由三部分组成，第一部分是由电阻、电容组成的RC滤波环节，为减小系统与电网的相位误差，该滤波环节的时间常数应远小于系统的输出频率，即该误差可忽略不计。其中R5=1K ，C4=15pF，则时间常数 <

详细解析电流采样电路的设计

详细解析电流采样电路的设计 电流采样电路的设计 文中研制了一套模拟并网发电系统，实现了频率跟踪、最大功率跟踪、相位跟踪、输入欠压保护、输出过流保护、反孤岛效应等功能；采用Atmega16高速单片机，实现了内部集成定时、计数器功能；利用定时器T／C2的快速PWM功能，实现SPWM信号的产生；采用T／C1的输入捕获功能，实现了频率相位监测和跟踪以及对失真度、输入电压、输出电流等物理量的检测与控制。 1 整体方案设计设计采用Atmega16单片机为主体控制电路，工作过程为：与基准信号同频率、同相位正弦波经过SPWM调制后，输出正弦波脉宽调制信号，经驱动电胳放大，驱动H桥功率管工作，经过滤波器和工频变压器产生于基准信号通频率、同相位的正弦波电流。其中，过流、欠压保护由硬件实现，同步信号采集、频率的采集、控制信号的输出等功能，均由Atmega16完成。系统总体设计框图如图1所示。 2 硬件电路设计分为DC／AC驱动电路、DC／AC电路和滤波电路3部分和平滑电容C1，电路原理如图2所示。 是由R1、R2、R3、R4、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4组成，其中P3和P4是控制信号输入端，R3和R4为限流电阻。集电极的电流直接影响波形上升沿的陡峭度，集电极电流越大输出的波形越陡峭。因为R2和R1与集电极pn节的寄生电容形成了一个RC充放电的时间常数，集电极pn结的寄生电容无法改变，只有通过改变R1和R2的值来改变时间常数，所以R1和R2值越小，Q3和Q4的集电极电流就越大；RC的充电时间常数越小，波形的上升沿越陡峭，而增加集电极电流，会增加系统的功耗，权衡利弊选择一个合适的值。其次，射级pn结的寄生电容也会影响Q3和Q4的关断时间和波形上升沿的陡峭度。所以在驱动电路中各加了一个放电回路，即拉地电阻R5和R6，R5和R6的引入，加快了Q3和Q4的关闭速度，这样就使集电极的波形更陡峭。同样在保证基极射极pn不损坏的条件下，基极的电流也是越大越好，但也会带来损耗问题，权衡利弊选择一个合适的值。关于两个电阻的取值，这里假设三极管的放大倍数为β，基极电流Ib，集电极电流Ic，流过

取样电阻的工作原理

一，电流检测电阻的基本原理: 根据欧姆定律,当被测电流流过电阻时,电阻两端的电压与电流成正比.当1W的电阻通过的电流为几百毫安时,这种设计是没有问题的.然而如果 电流达到10-20A,情况就完全不同,因为在电阻上损耗的功率(P=I2xR)就 不容忽视了.我们可以通过降低电阻阻值来降低功率损耗,但电阻两端的电压也会相应降低,所以基于取样分辨率的考虑,电阻的阻值也不允许太低。 二，长期稳定性 对于任何传感器来说,长期稳定性都非常重要.甚至在使用了一些年后,人们都希望还能维持早期的精度.这就意味着电阻材料在寿命周期内一定要抗腐蚀,并且合金成分不能改变.要使测量元件满足这些要求,可以使用同 质复合晶体组成的合金,通过退火和稳定处理的生产制程,以达到基本热力学状态.这样的合金的稳定性可以达到ppm/年的数量级,使其能用于标准电阻。 表面贴装电阻在140℃下老化1000小时后阻值只有大约-0.2%的轻 微漂移,这是由于生产过程中轻微变形而导致的晶格缺损造成的.阻值漂移很大程度上由高温决定,因此在较低的温度下比如+100℃,这种漂移实际是检测不出来的。

三，端子连接 在低阻值电阻中,端子的阻值和温度系数的影响往往是不能忽略的,实际设计中应充分考虑这些因素,可以使用附加的取样端子直接测量金属材料两端的电压。 由电子束焊接的铜-锰镍铜电阻实际上具有这样低的端子阻值,通过合理的布线可以作为两端子电阻使用而接近四端子连接的性能.但是在设计时一定要注意取样电压的信号连线不能直接连接取样电阻的电流通道上,如果可能的话,最好能够从取样电阻下面连接到电流端子并设计成微带线。

四，低阻值 四引线设计推荐用于大电流和低阻值应用.通常的做法使用锰镍铜合金带直接冲压成电阻器,但这不是最好的办法.尽管四引线电阻有利于改进温 度特性和热电压,但总阻值有时高出实际阻值2到3倍,这会导致难以接受 的功率损耗和温升.此外,电阻材料很难通过螺丝或焊接与铜连接,也会增 加接触电阻以及造成更大的损耗。 康铜丝电阻 说到电流/电压的采样电路，就像上图中万用表中所使用的那样，那么，什么是康铜丝电阻呢？ 简单地说，康铜丝电阻是选用高精密合金丝并经过特殊工艺处理，其 阻值低，精度高，温度系数低，具有无电感，高过载能力。 正是因为康铜丝具备以上这些优良的电气特性，所以它被广泛用于通 讯系统，电子整机，自动化控制的电源等回路作限流，均流或取样检测电 路连接等。