三电平逆变器基本介绍

三电平逆变器基本介绍

一、三电平逆变器的基本工作原理

DC V 2

1DC V 21

图1 三电平逆变器主电路

图2 四个开关管的驱动信号波形

当u 时，u ，且表示Q1通Q3断，S 表示

Q1断Q3通；

0>DC V S 2/1**=1*=S 0*= 当u 时，u ，且表示Q2通Q4断，表示Q2断Q4通；

0

*=S 由以上可见，S 代表了Q1通（输出电压的正半周）或Q2通（输出电压的负半周），而由图2可见，Q1正半周与Q2负半周的驱动波形组合起来与原两电平的上管驱动波形完全一致，因此可以直接在原两电平的控制器平台上进行一定的修改，即可得到适合于三电平的控制器。

1*=

+==时时0u 41*42/1*)1(0u 41*42/1*DC m t DC DC DC m t DC DC V v V V V S V v V V V S u

图3 三电平逆变器模型（包括调制部分）

图4 三电平逆变器的控制框图

二、三电平逆变器的缓冲电路

DC V 21DC V 21

图5 实验中所采用的NPC 缓冲电路

实验中发现在突加RCD 负载时会在Q2、Q3上产生很大的电压尖峰，经仔细分析，主要有以下两个方面的原因：

第一：在突加RCD 负载时会产生很大的电流尖峰，由于控制板在设计时考虑的状况是当出现过流信号时同时封锁Q1、Q2、Q3、Q4的驱动信号，从而导致A 点电位在封锁Q1、Q2、Q3、Q4驱动瞬间的变化最大幅值可以达到V ，很类似于两电平逆变

器工作时的状态，容易导致开关管上出现电压尖峰。

DC 解决办法：当出现电流尖峰时仅仅封锁Q1、Q4的驱动信号，而Q2、Q3的驱动不封锁，仍然保持原状态不变，如此一来在封锁Q1、Q4驱动瞬间A 点电位的变化最大幅值仅仅为1，因此大大减小了开关管上的电压尖峰。

DC V 2/第二：在突加RCD 负载时输出电压的正负半周会出现误判的状况。

以一个实际的工作状况对此加以说明，假设当前处于桥臂输出电压的正半周，但是由于此时突加RCD 负载因此误判为是在电压的负半周，因此会做以下操作：将原来处于开关状态的Q1改为常断；将原来常通的开关管Q2改为开关状态；将原来处于开关状态的开关管Q3改为常通；将原来常断的开关管Q4改为开关状态，而在此转换过程当中，负载电流很大，很容易在开关管上产生电压尖峰。

图6 三电平逆变器的控制框图

解决办法：在程序里再加一条粗略判断桥臂输出电压正负半周的标准，即依靠wSinPointer来近似判别当前桥臂输出电压的正负半周。程序里目前所采用的方法是：当12

三、三电平电路中开关管直通问题分析

DC V 2

1DC V 21

图7 三电平T 字型拓扑电路

可能出现Q1与Q4同时导通的状况就是在输出电压由正半周转入负半周或者是输出电压由负半周转入正半周时，此时所考虑的相邻两个开关周期同时包含有正半周、负半周各一个开关周期。

由于调制信号s(t)满足：

在输出电压的正半周，满足：s(t)=2*m(t)-1/2T1PR 其中m(t)>0

在输出电压的负半周，满足：s ,(t)=2*m ,(t)+1/2T1PR 其中m ,(t)<0

而且，正半周Q1出现满脉宽对应于此时的s(t)取最大值；

而负半周Q4出现满脉宽则对应于此时的s,(t)取最小值，在相邻两个开关周期内如果能够保证Q1与Q4不会同时取较大的脉宽，实际上也就可以保证Q1与Q4不会同时导通了。

在稳态时，由于在一个基波周期内m(t)是连续的函数（当然s(t)则只是分段连续的函数），而m,(t)与m(t)之间的时间差异仅仅为一个开关周期，因此m,(t)与m(t)数值相差很小，从而也就不可能使得正半周最后一个开关周期内s(t)取最大的值（最大取值为T1PR）而紧接着的负半周第一个开关周期s,(t)取最小的值（最小取值为0），因此稳态时也就不存在Q1与Q4同时导通的可能性了。

但是，在动态过程中（如突加RCD负载）由于会出现正负半周判断失误的状况（参考文献1），有可能会使得Q1与Q4同时输出较大的脉宽。假设当前时刻为输出电压正半周的峰值点处，显然此时Q1为满脉宽，Q4断态，若刚好在此时刻突加RCD 负载，由于控制的原因使得m(t)取值为负，从而导致输出电压正负半周判断出现错误，因此立即关断Q1开通Q4，如果由控制计算出的m,(t)足够小从而使得此时的s,(t)=2*m,(t)+1/2T1PR会限幅至0，那么Q4一旦开通就输出满脉宽，由于Q1是满脉宽关断而Q4是满脉宽开通，因此就使得Q1与Q4存在同时导通的可能。

直观上看来，T字型三电平拓扑中Q1与Q4之间必须存在

死区时间才能保证不会导致V 直通，这一点的分析与解决办法

见参考文献1。但是，在I 字型电路拓扑当中，也存在V 直通的可能性，分析如下：

DC DC 设当前时刻处于输出电压的正半周，而且此时各个开关管的开关状态为：Q1导通、Q2导通、Q3关断、Q4关断，此时若突然切换到输出电压的负半周（切换到负半周的原因很多，比方说输出电压自然过零时从正半周穿越到负半周，或者由于突加RCD 负载导致控制上判断失误而强迫转入负半周），则有可能各个开关管的状态立即转为：Q1关断、Q2关断、Q3开通、Q4开通，即存在Q1、Q2由导通转为关断，同时Q3、Q4由关断转为导通，由于IGBT 开关管的开通时间远远小于其关断时间（这也是挂在直流电压源上的同一桥臂开关管彼此之间必须设置死区时间的原因），因此如果在正半周Q1是满脉宽（而Q2常通，肯定是满脉宽），而且负半周Q4也是满脉宽（而Q3常通，肯定是满脉宽），

那么就有可能导致V 直通。

由此可见，I 字型电路与T 字型电路一样存在V 直通的问题。

DC DC

?DC V 21DC V 21BUS

+图8 I 字型三电平电路拓扑

目前在程序里加了一条粗略判断桥臂输出电压正负半周的标准，即依靠wSinPointer 来近似判别当前桥臂输出电压的正负半周，在由此粗略判断所得到的正负半周范围内不再利用m(t)进行正负半周的判别，因此这样一来，虽然还会出现正负半周误判的状况（在此粗略判断范围之外的地方），但是可以保证出现误判时刻的Q1脉宽不大，从而使得即使出现误判后Q4的脉宽最大，但由于Q1的脉宽不是满脉宽，因此也不会造成Q1与Q4同时导通的状况。

实际上，如果任何时候都对开关管Q1、Q4的最大脉宽加以限制的话，也可以避免V 直通的发生，如将Q1、Q4的最大占DC

空比限制为98％，那么Q1、Q4导通之间的最小时间间隔为(1－98％)*52us=1.04us，对目前逆变器上所采的开关管而言已经可以完全保证Q1、Q4不会同时导通了；同时由于限幅后占空比损失不是很大，对波形的影响基本可以忽略。

四、选择拓扑结构的观点与建议

两种拓扑结构由于控制上完全一致，因此在选用拓扑时可以忽略控制方面的因素，对拓扑的选取起关键作用的是电路性能方面的差异以及电路价格及结构方面的因素。山特目前所开发的UPS，依据不同的划分标准具有各种不同的类型，既有小功率UPS，又有大功率UPS；既有针对120V电网系统的UPS，又有针对230V电网系统的UPS，因此很难针对所有的机型给出一个统一的选择，只能根据具体情况作出最佳选择，具体如下：针对120V电网系统的UPS，一方面由于输入电压比较低，在同样功率等级下所对应的电流比较大，而T字型拓扑的通态损耗小于I字型，因此选择T字型拓扑较合适；另一方面，由于输入电压较低，在T字型拓扑中Q1、Q4开关管的耐压不会太大（假设BUS电压选取为200V，则可以选择600V的IGBT），因此不成其为T字型拓扑的缺点。综合起来，可以说对120V电网而言，T字型拓扑是一个比较好的选择。

针对230V电网而言，T字型拓扑中Q1、Q4开关管工作过

程中所承受的高电压将使得T字型拓扑的优势下降（假设BUS 电压为345V，则应选取1200V的IGBT）；而且由于电压比较高，相应的电流也会下降，从而使得I字型电路通态损耗较大的缺点不会体现得那么明显。因此，针对230V电网而言，I字型拓扑与T字型拓扑互有优缺点，需要根据电路设计当中的指导思想来选取相应的电路拓扑。

对于不同功率等级的UPS而言，选取哪一种拓扑结构同样取决于设计者的指导思想，即若希望提高机器效率，降低损耗，则选取T字型拓扑是比较好的选择；若希望降低开关管应力，采用耐压低的开关管，那么I字型电路是比较好的选择（当然，I 字型电路当中会增加两个二极管，这会使得需要更大的空间以及更大的散热器面积，这一点在选择I字型拓扑时应加以权衡）。

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。

“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。

(完整版)三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。

“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开 关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。

[三电平逆变器的主电路结构及其工作原理]三电平逆变器工作原理

[三电平逆变器的主电路结构及其工作原理]三电平逆变器 工作原理 三电平逆变器的主电路结构及其原理 所谓三电平是指逆变器侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱 位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT 开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假 设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+Vdc/2;若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1

充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+Vdc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。 “1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管Da1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管Da2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-Vdc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-Vdc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。 三电平逆变器工作状态间的转换

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

三电平逆变器的主电路结构 及其工作原理 -标准化文件发布号：（9556-EUATWK-MWUB-WUNN-INNUL-DDQTY-KII

三电平逆变器的主电路结构及其工作原理 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压 (+Vdc/2)、负端电压(-Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压 U=+V dc/2;若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。

“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流 从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0”状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开 关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2;若负载电流为负方向，则电源对电容C2充电，电流流过主开关管Sa3、Sa4注入负极点，该相输出端电位仍然等同于负极点电位，输出电压U=-V dc/2。通常标识为“-1”状态，如图所示。

三电平逆变器中点电位平衡电路的设计与仿真_陶生桂

收稿日期:2004-02-24 作者简介:陶生桂(1940-),男,江苏常熟人,教授,博士生导师.E 2mail :hb9139@https://www.wendangku.net/doc/9c1417974.html, 三电平逆变器中点电位平衡 电路的设计与仿真 陶生桂,龚熙国,袁登科 (同济大学沪西校区电气工程系,上海　200331) 摘要:多电平逆变器在中高压大功率场合得到了广泛的研究和应用.二极管中点箝位三电平逆变器是一种简单实用的多电平逆变器,但是三电平逆变器直流侧中点电位偏移问题影响着逆变器及其电机调速系统的可靠性.为此提出了一种用于三电平逆变器中点电位平衡的硬件电路,详细介绍了其工作原理以及参数设定,并用Matlab/ Simulink 仿真工具对系统进行了研究,给出了较好的仿真结果. 关键词:三电平逆变器;中点电位平衡;二极管箝位 中图分类号:TM 464 文献标识码:A 文章编号:0253-374X (2005)03-0395-05 Design and Simulation of Novel Circuit for Neutral 2Point Voltage Balance in Three 2Level Inverter TA O S heng 2gui ,GON G Xi 2guo ,Y UA N Deng 2ke (Department of Electrical Engineering ,Tongji University West Campus ,Shanghai 200331,China ) Abstract :The multilevel inverter has been studied and used widely in high power applications for medium or high voltage.Diode 2clamped three 2level inverter is a simple and practical kind of inverter.But the deviation of neutral point voltage is one of the key aspects that affects the reliability of the three 2level inverter and its electric drive system.This paper presents a novel circuit for neutral 2point voltage balance in the three 2level inverter.The operation principle and parameters setting are analyzed in detail.Simulation results based on Matlab/Simulink are supplied to confirm the validity of the pro 2posed circuit. Key words :three 2level inverter ;neutral 2point voltage balancing ;diode 2clamped 近几年来,多电平逆变器成为人们研究的热点课题.三电平逆变器是多电平逆变器中最简单又最实用的一种电路.三电平逆变器与传统的两电平逆变器相比较,主要优点是:器件具有2倍的正向阻断电压能力,并能减少谐波和降低开关频率,从而使系统损耗减小,使低压开关器件可以应用于高压变换器中[1].但是三电平逆变器控制策略复杂,并要考 虑中点电位平衡的问题.若逆变器直流母线上串联的2个电容的中点电压出现偏移,将引起三电平逆变器输出电压波形发生畸变而增大谐波及损耗[2].抑制三电平逆变器中点电位偏移的方法有硬件和软件两类.从软件出发将会增加控制的复杂性.笔者提出了一种抑制三电平逆变器中点电位偏移的硬件电路的实现方法.详细介绍了其工作原理和电路设计, 第33卷第3期2005年3月 同济大学学报(自然科学版) JOURNAL OF TON G J I UN IVERSITY (NATURAL SCIENCE )Vol.33No.3 　Mar.2005

T型三电平逆变器课程设计..

摘要 三相三电平逆变器具有输出电压谐波小，/ dv dt小，EMI小等优点，是高压大功率逆变器应用领域的研究热点，三相二极管中点箝位型三电平逆变器是三相三电平逆变器的一种主要拓扑，已经得到了广泛的应用。三相T型三电平逆变器，是基于三相二极管中点箝位型三电平逆变器的一种改进拓扑。这种逆变器中，每个桥臂通过反向串联的开关管实现中点箝位功能，是逆变器输出电压有三种电平。该拓扑比三相二极管中点箝位型三电平拓扑结构每相减少了两个箝位二极管，可以降低损耗并且减少逆变器体积，是一种很有发展前景的拓扑。 本设计采用正弦脉宽调制（SPWM），本文介绍了三相T型三电平逆变器的设计，介绍其结构和基本工作原理，及SPWM控制法的原理，并利用SPWM控制的方法对三电平逆变器进行设计与仿真。本设计采用SIMULINK对T型三电平逆变电路建立模型，并进行仿真。 关键词： T型三电平逆变器、正弦脉宽调制、SIMULINK仿真

目录 第一章绪论 (6) 1.1研究背景及意义 .. 1.2三电平逆变器拓扑分类 第一章 T型三电平逆变器工作原理分析 (6) 1.1逆变器的结构 1.2本章小结 第二章正弦脉波调制（SPWM） (7) 3.1 PWM与SPWM的工作原理 3.2三电平逆变电路SPWM的实现 3.3本章小结 第三章电路仿真与参数计算 (10) 4.1逆变器的基本要求 4.2电路图 4.3调制电路 4.4L-C滤波电路 4.5结果分析 第四章课程设计小结 (14) 参考文献 (15)

第一章绪论 1.1 研究背景及意义 近年来，随着经济的飞速发展，人类对能源的需求也大幅度增加，而传统能源面临着枯竭的危机。在这种情况下，我们不得不加速开发新型能源。各国的专家致力于新能源的开发与利用，光伏发电、风力发电、生物发电等各种新型发电技术已经得到了一定的应用，并且正在蓬勃的发展，尤其是光伏发电，因其成本低、稳定性较好，控制简单等优点，在各国得到了广泛的应用。受地区气象条件的影响，太阳能光伏电池板输出的直流电压极不稳定，而且电压幅值低，容量小。为了高效利用太阳能，需要将不稳定的光伏电池串、并联组合，并且经过多级电力电子变换器组合输出恒频交流电压并网运行。而把这些初始能源转化为可用电能的桥梁就是逆变器。随着开关器件的不断发展，逆变器的拓扑、调制方式和控制策略也在不断发展，控制理论在逆变器的控制上得到了很好的应用，这一切都保证了优良的供电质量。在一些高电压、大功率的应用场合，传统的两电平逆变器由于开关器件耐压限制，无法满足需求。在这种情况下，如何将低耐压开关器件应用于高电压大功率场合成为各国专家研究的热点，由此，多电平逆变器技术应运而生。多电平的概念最早是由日本专家南波江章(A.Nabae)等人在 1980 年提出的[1]，通过改变主电路的拓扑结构、增加开关器件的方式，在开关器件关断的时候将直流电压分散到各个器件两端，实现了低耐压开关器件在大功率场合应用。 1.2三电平逆变器拓扑分类 常见的多电平的电路拓扑主要有三种：二极管箝位型逆变器、飞跨电容箝位型逆变器和具有独立直流电源的级联型逆变器。本文研究的 T 型三电平逆变器可以说是中点箝位型逆变器的改进拓扑，其优势主要体现在减少了电流通路中的开关器件数量，减少了传导损耗。而且与二极管箝位型三电平逆变器相比，T 型三电平逆变器的每个桥臂少用了两个箝位二极管，其控制方法和二极管箝位型三电平逆变器类似[2]。T 型三电平逆变器融合了两电平和三电平逆变器的优势，既有两电平逆变器传导损耗低，器件数目少的优点，又有三电平逆变器输出波形好，效率高的优点，是很有发展前景的一种三电平逆变器拓扑。

三电平逆变器基本介绍

三电平逆变器基本介绍一、三电平逆变器的基本工作原理 + BUS + 1 2 V DC C 1 D 3 Q 1 Q 2 i L L C + u C D 1 GND + u 负 载 Q 3 + 1 2 V DC C 2 D 4 D 2 Q 4 ? BUS 图1三电平逆变器主电路

图2四个开关管的驱动信号波形

当u>0时，u=S* *1/ 2V DC，且S* =1表示Q1 通Q3 断，S* =0 表示 Q1断Q3通； 当u<0时，u=(S* ?1) *1/ 2V DC，且S* =1表示Q2 通Q4 断，S* =0 表示Q2断Q4通； 由以上可见，S1代表了Q1 通（输出电压的正半周）或Q2 通* = （输出电压的负半周），而由图2 可见，Q1 正半周与Q2 负半周的驱动波形组合起来与原两电平的上管驱动波形完全一致，因此可以直接在原两电平的控制器平台上进行一定的修改，即可得到适合于三电平的控制器。 u = V S *1/ 2V DC = DC 4V t (S1) *1/ 2V ?= DC *v m t V DC 4V 1 4 + V DC 1 ? *v V m DC 4 u u > < 时 时

图3三电平逆变器模型（包括调制部分）

图4三电平逆变器的控制框图二、三电平逆变器的缓冲电路 P1P2 + 1 2 V DC ? G2 G1C DC1 D R1 1 C 1 D 3 Q 1 Q 2 A L i L +u C + u C ? 负 载 + 1 2 V DC ?C DC2 C 2 D R2 2 D 4 Q 3 Q 4 N1N2 图 5 实验中所采用的NPC 缓冲电路

三电平逆变器基本介绍

三电平逆变器基本介绍 一、三电平逆变器的基本工作原理 DC V 2 1DC V 21 图1 三电平逆变器主电路 图2 四个开关管的驱动信号波形

当u 时，u ，且表示Q1通Q3断，S 表示 Q1断Q3通； 0>DC V S 2/1**=1*=S 0*= 当u 时，u ，且表示Q2通Q4断，表示Q2断Q4通； 0+==时时0u 41*42/1*)1(0u 41*42/1*DC m t DC DC DC m t DC DC V v V V V S V v V V V S u 图3 三电平逆变器模型（包括调制部分）

图4 三电平逆变器的控制框图 二、三电平逆变器的缓冲电路 DC V 21DC V 21 图5 实验中所采用的NPC 缓冲电路

实验中发现在突加RCD 负载时会在Q2、Q3上产生很大的电压尖峰，经仔细分析，主要有以下两个方面的原因： 第一：在突加RCD 负载时会产生很大的电流尖峰，由于控制板在设计时考虑的状况是当出现过流信号时同时封锁Q1、Q2、Q3、Q4的驱动信号，从而导致A 点电位在封锁Q1、Q2、Q3、Q4驱动瞬间的变化最大幅值可以达到V ，很类似于两电平逆变 器工作时的状态，容易导致开关管上出现电压尖峰。 DC 解决办法：当出现电流尖峰时仅仅封锁Q1、Q4的驱动信号，而Q2、Q3的驱动不封锁，仍然保持原状态不变，如此一来在封锁Q1、Q4驱动瞬间A 点电位的变化最大幅值仅仅为1，因此大大减小了开关管上的电压尖峰。 DC V 2/第二：在突加RCD 负载时输出电压的正负半周会出现误判的状况。 以一个实际的工作状况对此加以说明，假设当前处于桥臂输出电压的正半周，但是由于此时突加RCD 负载因此误判为是在电压的负半周，因此会做以下操作：将原来处于开关状态的Q1改为常断；将原来常通的开关管Q2改为开关状态；将原来处于开关状态的开关管Q3改为常通；将原来常断的开关管Q4改为开关状态，而在此转换过程当中，负载电流很大，很容易在开关管上产生电压尖峰。

三电平逆变器仿真原理及介绍

242IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.15,NO.2,MARCH2000 A Comprehensive Study of Neutral-Point V oltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped V oltage Source PWM Inverters Nikola Celanovic,Student Member,IEEE,and Dushan Boroyevich,Member,IEEE Abstract—This paper explores the fundamental limitations of neutral-point voltage balancing problem for different loading con-ditions of three-level voltage source inverters.A new model in DQ coordinate frame utilizing current switching functions is developed as a means to investigate theoretical limitations and to offer a more intuitive insight into the problem.The low-frequency ripple of the neutral point caused by certain loading conditions is reported and quantified. Index Terms—Neutral-point voltage balancing,space vector modulation,three-level converter. I.I NTRODUCTION S INCE it’s introduction in1981[1],the three-level neutral-point-clamped(NPC)voltage source inverter(VSI),Fig.1, has been shown to provide significant advantages over the con-ventional two-level VSI for high-power applications. The main advantages are as follows. 1)V oltage across the switches is only half the dc bus voltage. This feature effectively doubles the power rating of VSI’s for a given power semiconductor device.Moreover,this is achieved without additional,often cumbersome,hard-ware for voltage and current sharing. 2)The first group of voltage harmonics is centered around twice the switching frequency[1],[7].This feature en-ables further reduction in size,weight,and cost of passive components while at the same time improving the quality of output waveforms. On the other hand this topology also has its disadvantages. 1)Three-level VSI’s require a high number of devices. 2)The complexity of the controller is significantly in- creased. 3)The balance of the neutral-point has to be assured. The three-level VSI was first considered with respect to high-capacity high-performance ac drive applications[1].To this day, it remains the area where this topology is most widely used [2]–[4],[7]–[9],[15],and[16].Other interesting applications of Manuscript received March10,1999;revised September22,1999.Recom-mended by Associate Editor,F.Z.Peng. The authors are with the Department of Electrical and Computer Engi-neering,Virginia Polytechnic Institute and State University,Blacksburg,V A, 24061-0111USA. Publisher Item Identifier S 0885-8993(00)02327-9. Fig.1.Circuit schematic of a three-level VSI. this technology include static V AR compensation systems[11], [12],HVDC transmission systems[18],active filtering applica- tions,as well as applications in power conditioning systems for superconductive magnetic energy storage(SMES)[13]. The neutral-point(NP)voltage balancing problem of three-level NPC VSI’s has been widely recognized in litera- ture.Various strategies have been presented,and successful operation has been demonstrated with a dc-link voltage balance maintained.In addition,some of the proposed algorithms avoid the narrow pulse problem[5],[9],minimize losses by not switching the highest current[10],or share the balancing task with front-end converters as in[2]. NP control for the carrier-based PWM has been studied in[15]–[17].In[15],the switching frequency optimal PWM method is introduced.This method controls the NP by,essen- tially,adding the zero sequence voltage to the inverter output. This work was extended in[16],where the authors propose an analytical method for analysis of the NP potential variation, show some limitations of the NP control,and also deal with the dc-link capacitors design issues.In[17],the authors analyze the stability of the NP control based on an insightful dynamic model of the NP control they developed. This paper discusses the issues of NP control from the space vector modulation(SVM)point of view.In addition,the broader range of inverter operating conditions is addressed,and a new mathematical formulation of NP balancing problem is given. Furthermore,low-frequency NP voltage ripple,normalized with the output current and the size of the dc-link capacitors,is given for all operating conditions. 0885-8993/00$10.00?2000IEEE

三电平变频器原理

三电平变频器原理 作者：中南大学信息科学与工程学院许文斌桂武鸣 摘要：论述了空间电压矢量调制（SVPWM）控制二极管钳位式三电平逆变器的原理与实现方法。提出了确定参考矢量的三个规则，并推导出工作矢量作用时间、输出顺序及描述了中点电位的控制规则。通过采用Matlab仿真，结果证明SVPWM控制三电平逆变器的可行性。 英文摘要：In this paper,the principle and implement method of space vector puls e width (SVPWM) controlling diode clamped three-level converter is discussed. Thre e judging rules of determining the location of the desired vector is proposed, and t he duty time of active vectors, output sequence are deduced, and the neutral point potential rule is described. The simulation results through Matlab verify the affectivit y of SVPWM controlling three-level converter. 关键词：SVPWM三电平逆变器仿真 1引言 工程实际中，待控制能量的规模越来越大，而在该过程中充当主角的功率 器件所能承受的关断电压和通态电流能力却受到现有功率半导体器件制作水平的

实用文库汇编之三电平逆变器的主电路结构及其工作原理

*实用文库汇编之三电平逆变器的主电路结构及其工作原理* 所谓三电平是指逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧有三种取值，正端电压(+Vdc/2 )、负端电压(- Vdc/2)、中点零电压(0)。二极管箱位型三电平逆变器主电路结构如图所示。逆变器每一相需要4个IGBT开关管、4个续流二极管、2个箱位二极管;整个三相逆变器直流侧由两个电容C1、C2串联起来来支撑并均衡直流侧电压，C1=C2。通过一定的开关逻辑控制，交流侧产生三种电平的相电压，在输出端合成正弦波。 三电平逆变器的工作原理 以输出电压A相为例，分析三电平逆变器主电路工作原理，并假设器件为理想器件，不计其导通管压降。定义负载电流由逆变器流向电机或其它负载时的方向为正方向。 (l) 当Sa1，、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从正极点流过主开关Sa1、Sa2，该相输出端电位等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2; 若负载电流为负方向，则电流流过与主开关管Sa1、Sa2反并联的续流二极管对电容C1充电，电流注入正极点，该相输出端电位仍然等同于正极点电位，输出电压U=+V dc/2。通常标识为所谓的“1”状态，如图所示。

“1”状态“0”状态 “-1”状态 (2) 当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，若负载电流为正方向，则电源对电容C1充电，电流从O点顺序流过箱位二极管D a1，主开关管Sa2:，该相输出端电位等同与0点电位，输出电压U=O;若负载电流为负方向，则电流顺序流过主开关管Sa3和箱位二极管D a2，电流注入O点，该相输出端电位等同于O点电位，输出电压U=0，电源对电容C2充电。即通常标识的“0” 状态，如图所示。 (3) 当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，若负载电流为正方向，则电流从负极点流过与主开关Sa3、Sa4反并联的续流二极管对电容C2进行充电，该相输出端电位等同于负极点电位，输出电压U=-

三电平逆变器的设计

三电平逆变器的设计 摘要：多电平逆变器是近年来电力电子领域中中高压大功率应用场合研究的一个热点，这种逆变器用小容量的器件输出高容量、高质量的电能，因此在中高压变频调速、交流柔性输电系统等场合得到广泛的关注。 本文从二极管箝位型三电平的拓扑电路出发，详细分析了三电平的SVPWM原理，介绍了三电平的电压空间矢量控制策略（SVPWM），用电压空间矢量方程求解了每个扇区内四个小三角形的电压空间矢量和三电平母线箝位电压空间矢量控制策略，在母线箝位SVPWM方法中由于存在每一个小扇区中有一个开关状态保持不变，从而使得开关频率最小化。最后仿真实验证实了这种空间矢量控制策略的特点，并将这种方法与一般的SPWM方法进行比较，发现其开关损耗小，电流畸变也小。关键词：三电平逆变器；中点箝位三电平逆变器；母线箝位SVPWM Clamp Diode-type Inverter Design Abstract: During recent years, multilevel inverter has been widely researched in high power level application with high voltage output. Power energy with characteristic of high capacity and high quality can be achieved by this type of inverter, in which relatively small capability and low voltage switches are adopted. So this technique has been widely concentrated in such application as medium-high voltage transducer and Flexible AC Transmission System In this paper, the principle of the three-level SVPWM is specified consequently based on the circuit topology of NPCTLI three-level inverter. And the three-level SVPWM is introduced, and then the voltage space vector of four small triangles in each sector is solved using the voltage space vector equation. Because a switch isn’t changed in the small triangle of each in bus clamped SVPWM, switching frequency of use makes minimum. At last, achievement of the SVPWM driving signal by using the tool of SIMULINK is discussed. The loss of switch and THD of current can be reduced compared with usual SPWM technique. Key words: Three-level Inverter; NPCTLI ，Bus Clamped Space Vector Pulse Width Modulation