开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计全解

开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计

万山明，吴芳

(华中科技大学电气与电子工程学院，湖北武汉430074）

摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。

关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制

0 引言

设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。

1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型

图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。

图1 典型Buck电路

S 导通时，对电感列状态方程有

O U Uin dt dil L -= ⑴

S 断开，D 1续流导通时，状态方程变为 O U dt dil L -= （2）

占空比为D 时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s 和（1－D ）T s 的时间（T s 为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为

())()(O in O O in U DU U D U U D dt dil L -=--+-=1 稳态时，dt

dil =0，则DU in =U o 。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压U in 成

正比。

由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得

L =(D ＋d )(U in ＋)－(U o ＋) （4）

式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d 为D 的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得

L =D ＋dU in － （5）

由图1，又有

i L =C ＋ （6）

U o =U c ＋R e C （7）

式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。由式（6）及式（7）可得

i L＋R e C=(U o＋CR o) （8）

式（8）的推导中假设R e<

这说明稳态时电感电流平均值全部流过负载。对式（8）中各变量附加小信号波动量得

i L＋＋R e C=〔U o＋＋CR o〕（9）

式（9）减式（8）得

＋R e C=(＋CR o)（10）

将式（10）进行拉氏变换得

(s)=（11）

一般认为在开关频率的频带范围内输入电压是恒定的，即可假设=0并将其代入式（5），将式（5）进行拉氏变换得

sL(s)=d(s)U in－(s) （12）

由式（11），式（12）得

=U in（13）

=·（14）

式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。

2 电压模式控制（VMC）

电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。

图2中，当电压误差放大器（E/A）增益较低、带宽很窄时，V c波形近似直流电平，并有

D=V c/V s（15）

d=/Vs（16）

式（16）为式（15）的小信号波动方程。整个电路的环路结构如图3所示。

图3没有考虑输入电压的变化，即假设=0。图3中，（一般为0）及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；K FB=U REF/U o，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器

K EA放大后，得；K MOD为脉冲宽度调制器增益，K MOD=d/=1/V s；K PWR为主电路增益，K PWR=/d=U in；K

为输出滤波器传递函数，K LC=。

LC

图2 电压模式控制示意图和相关波形

图3 开关电源的电压模式控制反馈环路图

在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。由于K LC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，K EA=K P(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除稳态误

差，一般取为K LC零极点的1/10以下；K P用于使剪切频率处的开环增益以－20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺点：

1）没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；

2）对由L和C产生的二阶极点（产生180°的相移）没有构成补偿，动态响应较慢。

VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。

3 平均电流模式控制（Average CMC）

平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定（V cv）和反馈信号（i L R s）之差进行比较、放大，得到的误差放大器输出V c再和三角波V s进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。图4中R s为采样电阻。对于一个设计良好的电流误差放大器，V c不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致V c下降；开关关断，电感电流下降时，会导致V c上升。电流环的设计原则是，不能使V c上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时就是最优。原因是：如果V c上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致V c峰值超过V s 的峰值，在下个周波时V c和V s就可能不会相交，造成次谐波振荡。

图4 开关电源平均电流模式控制示意图

采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。

图5 PWM控制器增益与占空比变化关系图

当D很大时，较小的V c会引起D较大的改变，而D较小时，即使V c变化很大，D的改变也不大，即增益下降。所以有

d=D/V s（17）

不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时V cv为常数。当V c的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率f s处,电流误差放大器的增益G CA为

G CA=G CA(V o/L)R s=V s f s（18）

G CA=/(R s)=V s f s L/(U o R s)（19）

高频下，将式（14）分子中的“1”和分母中的低阶项忽略，并化简，得

(s)=（20）

由式（17）及式（20）有

==（21）

将式（19）与式（21）相乘，得整个电流环的开环传递函数为

·=（22）

将s=2πf c代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率f c=f s/(2π)。因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。

图6 电流环的传递函数示意图

显然，当电流误差放大器的增益G CA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。

G CA中一般要在f s处或更高频处形成一个高频极点，以使f s以后的电流环开环增益以－40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。

整个环路的结构如图7所示。其中K EA，K FB定义如前。可见相对VMC而言（参见图3），平均CMC 消除了原来由滤波电感引起的极点（新增极点f s很大，对电压环影响很小），将环路校正成了一阶系统,电压环增益可以保持恒定，不随输入电压V in而变，外环设计变得更加容易。

图7 电压外环反馈环路图

4 峰值电流模式控制（Peak CMC）

平均CMC由于要采样滤波电感的电流，有时显得不太方便，因此，实践中经常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值CMC，如图8所示。电压外环输出控制量（V c）和由电感电流上升沿形成的斜坡波形(V s)通过电压比较器进行比较后，直接得到开关管的关断信号（开通信号由时钟自动给出），因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，由电感电流峰值控制占空比。

图8 峰值电流模式控制示意图

峰值CMC控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流（经滤波后即负载电流），而峰值电流和平均电流之间存在误差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般满载时电感电流在导通期间的电流增量设计为额定电流的10％左右，因此，最好情况下峰值电感电流和平均值之间的误差也有5％，负载越轻误差越大，特别是进入不连续电流（DCM）工作区后误差将超过100％，系统有时可能会出现振荡现象。在剪切频率f c以下，由图6可知平均CMC的电流环开环增益可升到很高（可以>1000），电流可完全得到控制，但峰值CMC的电流环开环增益只能保持在10以内不变（峰值电流和平均值之间的误差引起），因此，峰值CMC更适用于满载场合。

峰值CMC的缺点还包括对噪音敏感，需要进行斜坡补偿解决次谐波振荡等问题。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的优点，且容易通过脉冲电流互感器等简单办法复现电感电流峰值，因此，它在Buck 电路中仍然得到了广泛应用。

5 结语

采用平均状态方程的方法可以得到Buck电路的小信号频域模型，并可依此进行环路设计。电压模式控制、平均电流模式控制和峰值电流模式控制方法均可用来进行环路设计，各有其优缺点，适用的范围也不尽相同。

开关电源反馈设计

第六章 开关电源反馈设计 除了磁元件设计以外，反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。 开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内，达到要求的输出（电压或电流）精度，同时在任何情况下应稳定工作。当负载或输入电压突变时，快速响应和较小的过冲。同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。 为了较好地了解反馈设计方法，首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识，然后以正激变换器为例，讨论反馈补偿设计基本方法。并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应，再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。最后对仿真作相应介绍。 6.1 频率响应 在电子电路中，不可避免存在电抗（电感和电容）元件，对于不同的频率，它们的阻抗随着频率变化而变化。经过它们的电信号不仅发生幅值的变化，而且还发生相位改变。我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。 6.1.1 频率响应基本概念 电路的输出与输入比称为传递函数或增益。传递函数与频率的关系－即频率响应可以用下式表示 )()(f f G G ?∠= 其中G (f )表示为传递函数的模（幅值）与频率的关系，称为幅频响应；而∠?(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系，称为相频响应。 典型的对数幅频响应如图6.1所示，图6.1(a)为幅频特性，它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴增益用20log G (f )表示。图6.1(b)为相频特性，同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴表示相角?。两者一起称为波特图。 在幅频特性上，有一个增益基本不变的频率区间，而当频率高于某一频率或低于某一频率，增益都会下降。当高频增高时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率，或上限截止频率f H ，大于截止频率的区域称为高频区；在低频降低时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率，或下限截止频率f L ，低于下限截止频率的区域称为低频区；在高 频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。在这个区域内增益基本不变。同时定义 L H f f BW -= （6-1） 为系统的带宽。 6.1.2 基本电路的频率响应 1. 高频响应 在高频区，影响系统（电路）的高频响应的电路如图6.2所示。以图6.2a 为例，输出电压与输入电压之比随频率增高而下降，同时相位随之滞后。利用复变量s 得到 R s C sC R sC s U s U s G i o +=+== 11 /1/1)()()( （6-2） 对于实际频率，s =j ω＝j 2πf ，并令 BW f H 103 103 (b) 图6.1 波特图

小信号模型及环路设计

开关电源的小信号模型及环路设计 文章作者：万山明吴芳 文章类型：设计应用文章加入时间：2004年8月31日22:9 文章出处：电源技术应用 摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。 关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型

图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 S导通时，对电感列状态方程有 L(dil/dt)=Uin－Uo （1） S断开，D1续流导通时，状态方程变为 L(dil/dt)=－Uo （2） 占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3） 稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压Uin成正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得

控制环路设计

开关电源控制环设计 资料来源：Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者：smartway 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。

存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。

基于UC3843的反激式开关电源反馈电路的设计

2006年9月25日第23卷第5期 通信电源技术 Telecom Power Technologies Sep.25,2006,Vol.23No.5 收稿日期:2006204205 作者简介:陈小敏(19822),男,湖北荆门人,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动。 文章编号:100923664(2006)0520038202设计应用 基于UC 3843的反激式开关电源反馈电路的设计 陈小敏,黄声华,万山明 (华中科技大学电气与电子工程学院,湖北武汉430074) 摘要:介绍了UC 3843的工作特点,利用UC 3843设计了反激式开关稳压电源,分析了新型反馈电路的工作过程及优点,与传统方法相比,此方法使电源的动态响应更快,调试更简单。最后提出了反馈电路详细的设计方法,仿真结果证明了设计的可行性。 关键词:UC 3843;开关电源;反馈电路中图分类号:TN 86 文献标识码:A The Design of Feedback Circuit of t he Flyback Switching Mode Power Supply Based on UC 3843 CH EN Xiao 2min ,HUAN G Sheng 2hua ,WAN Shan 2ming (Huazhong University of Science and Technology ,Wuhan 430074,China ) Abstract :This paper introduces the characteristic of the UC 3843,designs a flyback switching mode voltage 2stabilized source circuit by using the UC 3843,analyzes the operation course and advantages of a novel feedback https://www.wendangku.net/doc/bd12040702.html,paring to the traditional method ,this method makes faster dynamic response to the power ,and it is more convenient to debug.In the end of the article ,it presents the detailed design method ,the simulation result proves the feasibility of the design. Key words :UC 3843;switching mode power supply ;feedback circuit 0　引　言 UC 3843是高性能固定频率电流模式控制器,专 为低压应用而设计,广泛用于100W 以下的反激式开关电源中。目前大多数开关电源都采用离线式结构,一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样,该反馈方式的电路简单,但由于反馈不能直接从输出电压取样,没有隔离,抗干扰能力也差,所以输出电压中仍有2%的纹波,对于负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢,不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合[1],为了解决这些问题,可以采用可调式精密并联稳压器TL 431配合光耦构成反馈回路。 1　UC 3843简介[2] UC 3843芯片内部具有可微调的振荡器(能进行 精确的占空比控制)、温度补偿的参考、高增益误差放大器,电流取样比较器。其低启动电流,带滞后的欠压锁定,工作频率可达500k Hz ,大电流的图腾柱式输出,是驱动功率MOSFET 的理想器件。UC 3843芯片内部简化方框图如图1所示。 2　应用电路分析 以UC 3843为核心的单端反激式开关稳压电源应 用电路如图2所示。 图1　UC 3843 简化方框图 图2　UC 3843应用电路 如图2所示,采用TL 431配合光耦PC 817A 作为参考、隔离、取样,电路中将UC 3843内部的误差放大器反向输入端2脚直接接地,PC 817A 的三极管集电极直接接在误差放大器的输出端1脚,跳过芯片内部的误差放大器,直接用1脚做反馈,然后与电流检测输入的第3脚进行比较,通过锁存脉宽调制器输出PWM 驱动信号。当输出电压升高时,经电阻R up ,R low 分压后输入到TL 431的参考端的电压也升高,此时流 ? 83?

最详细的开关电源反馈回路设计

最详细的开关电源反馈回 路设计 Prepared on 22 November 2020

开关电源反馈回路设计 开关电源反馈回路主要由光耦（如PC817）、电压精密可调并联稳压器（如TL431）等器件组成。要研究如何设计反馈回路，首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。 1、光耦 PC817的基本参数如下表： 2、可调并联稳压器 由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近Uref（）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。 前面提到TL431的内部含有一个的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图2所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若Vo增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。 图2 选择不同的R1和R2的值可以得到从到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1mA。 了解了TL431和PC817的基本参数后，来看实际电路： 图3 反馈回路主要关注R6、R8、R13、R14、C8这几个器件的取值。 首先来看R13。R13、R14是TL431的分压电阻，首先应先确定R13的值，再根据Vo=(1+R14/R13)Vref公式来计算R14的值。 1.确定R13.、R14取值

基于BUCK电路的电源设计(DOC)

现代电源技术 基于BUCK电路的电源设计 学院： 专业： 姓名： 班级： 学号： 指导教师： 日期：

目录 摘要 (3) 一、设计意义及目的 (4) 二、Buck电路基本原理和设计指标 (4) 2.1 Buck电路基本原理 (4) 2.2 Buck电路设计指标 (6) 三、参数计算及交流小信号等效模型建立 (6) 3.1 电路参数计算 (6) 3.2 交流小信号等效模型建立 (10) 四、控制器设计 (11) 五、Matlab电路仿真 (17) 5.1 开环系统仿真 (17) 5.2 闭环系统仿真 (18) 六、设计总结 (21)

摘要 Buck电路是DC-DC电路中一种重要的基本电路，具有体积小、效率高的优点。本次设计采用Buck电路作为主电路进行开关电源设计，根据伏秒平衡、安秒平衡、小扰动近似等原理，通过交流小信号模型的建立和控制器的设计，成功地设计了Buck电路开关电源，通过MATLAB/Simulink进行仿真达到了预设的参数要求，并有效地缩短了调节时间和纹波。通过此次设计，对所学课程的有效复习与巩固，并初步掌握了开关电源的设计方法，为以后的学习奠定基础。 关键词：开关电源设计 Buck电路

一、设计意义及目的 通常所用电力分为直流和交流两种，从这些电源得到的电力往往不能直接满足要求，因此需要进行电力变换。常用的电力变换分为四大类，即：交流变直流（AC-DC），直流变交流（DC-AC），直流变直流（DC-DC）,交流变交流（AC-AC）。其中DC-DC电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包过直接直流变流电路和间接直流变流电路。直接直流变流电路又称斩波电路，它的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，主要包括六种基本斩波电路：Buck电路，Boost电路，Buck-Boost电路，Cuk电路，Sepic电路，Zeta 电路。其中最基本的一种电路就是Buck电路。 因此，本文选用Buck电路作为主电路进行电源设计，以达到熟悉开关电源基本原理，熟悉伏秒平衡、安秒平衡、小扰动近似等原理，熟练的运用开关电源直流变压器等效模型，熟悉开关电源的交流小信号模型及控制器设计原理的目的。这些知识均是《线代电源设计》课程中所学核心知识点，通过本次设计，将有效巩固课堂所学知识，并加深理解。 二、Buck电路基本原理和设计指标 2.1 Buck电路基本原理 Buck变换器也称降压式变换器，是一种输出电压小于输入电压的单管不隔离直流变换器，主要用于电力电路的供电电源，也可拖动直流电动机或带蓄电池负载等。其基本结构如图1所示：

开关电源环路设计过程

1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和

BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量 参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。 根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，

环路相位-开关电源稳定性设计

环路相位-开关电源稳定性设计 专业技术 环路相位-开关电源稳定性设计 摘要：环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC)的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式 有意地引入了180°相移，如果反馈 众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈的相位保持在180°以内，那么控制环路将总是稳定的。当然，在现实中这种情况是不会存在的，由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移，如果不采用适合的环路补偿，这类相移同样会导致开关电源的不稳定。 1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB 时所对应的相位。增益裕度是指：相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减)。在实际设计开关电源时，只在设计反激变换器时才考虑增益裕度，设计其它变换器时，一般不使用增益裕度。在开关电源设计中，相位裕度有两个相互独立作用：一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程；另一个作用是当元器件参数发生变化时，仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时，电源不可避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下，环路的相位裕度要求大于45°。在各种参数变化和误差情况下，这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大，考虑在所有负载和输入电压下环路和相

开关电源设计重难点问答剖析

开关电源设计重难点问答剖析 如何为开关电源电路选择合适的元器件和参数？ 很多未使用过开关电源设计的工程师会对它产生一定的畏惧心理，比如担心开关电源的EMI问题、PCB layout问题、元器件的参数和类型选择问题等。其实只要了解了，使用开关电源设计还是非常方便的。 一个开关电源一般包含有开关电源控制器和输出两部分，有些控制器会将MOSFET集成到芯片中去，这样使用就更简单了，也简化了PCB设计，但是设计的灵活性就减少了一些。 开关控制器基本上就是一个闭环的反馈控制系统，所以一般都会有一个反馈输出电压的采样电路以及反馈环的控制电路。因此这部分的设计在于保证精确的采样电路，还有来控制反馈深度，因为如果反馈环响应过慢的话，对瞬态响应能力是会有很大影响。 输出部分设计包含了输出电容，输出电感以及MOSFET等等，这些器件的选择基本上就是要满足性能和成本的平衡，比如高的开关频率就可以使用小的电感值（意味着小的封装和便宜的成本），但是高的开关频率会增加干扰和对MOSFET的开关损耗，从而效率降低。低的开关频率带来的结果则是相反的。 对于输出电容的ESR和MOSFET的Rds_on参数选择也是非常关键的，小的ESR可以减小输出纹波，但是电容成本会增加，好的电容会贵嘛。开关电源控制器驱动能力也要注意，过多的MOSFET是不能被良好驱动的。 一般来说，开关电源控制器的供应商会提供具体的计算公式和使用方案供工程师借鉴的。 如何调试开关电源电路？ （1）电源电路的输出通过低阻值大功率电阻接到板内，这样在不焊电阻的情况下可以先做到电源电路的先调试，避开后面电路的影响。 （2）一般来说开关控制器是闭环系统，如果输出恶化的情况超过了闭环可以控制的范围，开关电源就会工作不正常，所以这种情况就需要认真检查反馈和采样电路。特别是如果采

恒定导通时间电流模式控制buck电路小信号分析

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开关电源环路设计(详细)

6.4 开关电源闭环设计 从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。 开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref ，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准 一定时，取样电路分压比（k v ）也是固定的（U o =k v U ref ） 。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。 对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。 如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V 或2.5V ，要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述 图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需 考虑误差放大器和PWM 。 对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起U o 的变化，经R 1和R 2取样（反馈网络），送到误差放大器EA 的反相输入端，再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。将引起EA 的输出直流电平U ea 变化，再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。在PWM 中，直流电平U ea 与输入B 端0～3V 三角波U t 比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。U dc 的增加引起U y 的增加，因U o =U y t o n /T ，U o 也随之增加。U o 增加引起Us 增加，并因此U ea 的减少。从三角波开始到t1的t on 相应减少， U o 恢复到它的初始值。当然，反之亦然。 PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点－发射极还是集电极－输出，必须保证当U o 增加，要引起t on 减少,即负反馈。 应当注意，大多数PWM 芯片的输出晶 体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片，U s 送到EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极（N 沟道MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。 然而，在某些PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波U t 与直流电平（U ea ）相交时间 图6.31 典型的正激变换器闭环控制

开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计

开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计 万山明，吴芳 (华中科技大学电气与电子工程学院，湖北武汉430074） 摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。 关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制 0 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型 图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 图1 典型Buck电路

S 导通时，对电感列状态方程有 O U Uin dt dil L -= ⑴ S 断开，D 1续流导通时，状态方程变为 O U dt dil L -= （2） 占空比为D 时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s 和（1－D ）T s 的时间（T s 为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 ())()(O in O O in U DU U D U U D dt dil L -=--+-=1 稳态时，dt dil =0，则DU in =U o 。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压U in 成 正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得 L =(D ＋d )(U in ＋)－(U o ＋) （4） 式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d 为D 的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得 L =D ＋dU in － （5） 由图1，又有 i L =C ＋ （6） U o =U c ＋R e C （7）

Buck电路小信号模型及环路设计

开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路 设计 华中科技大学电气与电子工程学院作者：万山明，吴芳 0 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型 图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 图1 典型Buck电路 S导通时，对电感列状态方程有 L=U in－U o （1） S断开，D1续流导通时，状态方程变为 L=－U o （2） 占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s和（1－D）T s的时间（T s为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 L=D(U in－U o)＋(1－D)(－U o)=DU in－U o（3） 稳态时，=0，则DU in=U o。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压U in成正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得 L=(D＋d)(U in＋)－(U o＋) （4）

开关电源PCB设计要点及实例分析

开关电源PCB设计要点及实例分析 开关电源PCB设计要点及实例分析 开关电源PCB设计要点及实例分析 为了适应电子产品飞快的更新换代节奏，产品设计工程师更倾向于选择在市场上很容易采购到的AC/DC适配器，并把多组直流电源直接安装在系统的线路板上。由于开关电源产生的电磁干扰会影响到其电子产品的正常工作，正确的电源PCB设计就变得非常重要。开关电源PCB设计与数字电路PCB设计完全不一样。在数字电路排版中，许多数字芯片可以通过PCB软件来自动排列，且芯片之间的连接线可以通过PCB软件来自动连接。用自动排版方式排出的开关电源肯定无法正常工作。所以,设计人员需要对开关电源PCB设计基本规则和开关电源工作原理有一定的了解。 1 开关电源PCB设计基本要点 1.1 电容高频滤波特性 图1是电容器基本结构和高频等效模型。 图1 电容器结构和寄生等效串联电阻和电感 电容的基本公式是 C=Εrε0 （1）

式（1）显示，减小电容器极板之间的距离（D）和增加极板的截面积（A）将增加电容器的电容量。 电容通常存在等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）二个寄生参数。图2是电容器在不同工作频率下的阻抗（ZC）。 图2 电容阻抗（ZC）曲线 一个电容器的谐振频率（F0）可以从它自身电容量（C）和等效串联电感量（LESL）得到，即 F0= （2） 当一个电容器工作频率在F0以下时，其阻抗随频率的上升而减小，即 ZC= （3） 当电容器工作频率在F0以上时，其阻抗会随频率的上升而增加，即 ZC=J2πfLESL（4） 当电容器工作频率接近F0时，电容阻抗就等于它的等效串联电阻（RESR）。 电解电容器一般都有很大的电容量和很大的等效串联电感。由于它的谐振频率很低，所以只能使用在低频滤波上。钽电容器一般都有较大电容量和较小等效串联电感，

开关电源反馈电路

电流型开关电源中电压反馈电路的设计 2007-11-29 09:35:15| 分类：电源| 标签：|字号大中小订阅 尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院 在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。电流型控制方法的特点如下: 1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性； 2、很高的输出电压精度； 3、具有内在对功率开关电流的控制能力； 4、良好的并联运行能力。 由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。电压反馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。 一、uc3842简介 图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。反馈电压由2脚接误差放大器反相端。1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。正因如此，可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。 图1UC3842的内部结构框图如下： UC3842具有以下特点： 1、管脚数量少，外围电路简单，价格低廉； 2、电压调整率很好； 3、负载调整率明显改善； 4、频响特性好，稳定幅度大； 5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。 UC3842具有良好的线性调整率，因为输入电压Vi 的变化立即反应为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制，能使线性调整率更好；可明显地改善负载调整率，因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压

基本建模法建立理想Buck电路的小信号模型

利用基本建模法建立理想Buck 电路的小信号模型： 一 求平均变量 模态1：电感电压和电容电流的表达式 L g d () ()=()()d i t v t L v t v t t =- d ()() ()=()d C v t v t i t C i t t R =- 当变换器满足低频假设和小纹波假设时， s s L g d () ()=()()d T T i t v t L v t v t t ≈??-?? s s ()d () ()=()d T C T v t v t i t C i t t R ??≈??- 模态2：电感电压和电容电流的表达式 L d () ()=()d i t v t L v t t =- d ()() ()=()d C v t v t i t C i t t R =- 当变换器满足低频假设和小纹波假设时， s L d () ()=()d T i t v t L v t t ≈-?? s s ()d () ()=()d T C T v t v t i t C i t t R ??≈??- 进一步得到电感电压与电容电流在一个开关周期内的平均值： s s s s L g ()=(t)(()())(1())(())T T T T v t d v t v t d t v t ????-??+--?? s s s s s ()()()=()(())(1())(())T T C T T T v t v t i t d t i t d t i t R R ????????- +-??- 整理后，得 s s s g d ()()()()d T T T i t L d t v t v t t ??=??-?? s s s d ()()()d T T T v t v t C i t t R ????=??-

开关电源控制环设计原理

开关电源控制环设计原理 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 图1 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。

图2 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST 转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 图3 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。