相位补偿

运放的超前补偿

运放的超前补偿 TI 的运放手册《Op Amps For Everyone 》的第八章“电压反馈运放的补偿”讲过运放的超前补偿，个人觉得讲得不是很明白，以下用几个图和公式来更清楚地说明这个问题，作者水平有限欢迎各位指正。 in out aV V = (2) out f g g return V C R R R V //+= (3) 其中a 是运放的增益，注意推导开环增益不能使用“虚短”“虚断”的概念，假设运放的反相输入端2脚断开，通过求Vreturn 和Vin 的关系可以算出开环增益，综合(1),(2),(3)可以得出： 理想的同相运放开环增益如(5)式所示； g f g R R R a A +=β (5)

一般运放的增益a 可以用二阶式子代替(假设1/1τ<1/2τ)： ) 1)(1(1 21++= s s a ττ (6) 同理，比较(4)式和(5) 式，超前补偿则可理解为，开环传函引入了一个新的零点和一个新的极点，但是Rf>Rg||Rf ，所以在波特图上，零点的位置总是在极点位置的左边，可 补偿的时候，我们总是设法让(4)式中的零点与极点1/2τ相抵消。下面从波特图上分析，波特图如下图所示： dB 0dB 1/R F C 1/(R F ||R G )C lg(f) 图 2 图中可以看出，补偿后的开环传递函数增益明显“上移”，联想到运放的增益补偿就可以初步推断：开环增益增大一般会导致闭环增益减小，从而闭环波特图下移，带宽减小，噪声减小，稳定性增加。 可以计算得出，经过补偿后，系统的闭环传递函数为： (7) 图1所示电路图若采用反相结构，则闭环传递函数为： (8) 而未补偿的理想的闭环传递函数为：

CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计

课程设计报告 设计课题: CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计 姓名: XXX 专业:集成电路设计与集成系统 学号: 1115103004 日期 2015年1月17日 指导教师: XXX 国立华侨大学信息科学与工程学院

一：CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计 1:电路结构 最基本的CMOS二级密勒补偿运算跨导放大器的结构如下图，主要包括四部分：第一级PMOS输入对管差分放大电路，第二级共源放大电路，偏置电路和相位补偿电路。 2：电路描述： 输入级放大电路由M1~M5组成。M1和M2组成PMOS差分输入对管，差分输入与单端输入相比可以有效抑制共模信号干扰；M3和M4为电流镜有源负载；M5为第一级放大电路提供恒定偏置电流。 输出级放大电路由M6和M7组成，M6为共源放大器，M7为其提供恒定偏置电流同时作为第二级输出负载。 偏置电路由M8~M13和Rb组成，这是一个共源共栅电流源，M8和M9宽长比相同。M12和M13相比，源级加入了电阻Rb，组成微电流源，产生电流Ib。对称的M11和M12构成共源共栅结构，减少了沟道长度调制效应造成的电流误差。在提供偏置电流的同时，还为M14栅极提供偏置电压。 相位补偿电路由M14和Cc组成，M14工作在线性区，可等效为一个电阻，与电容Cc一起跨接在第二级输入输出之间，构成RC密勒补偿。

3:两级运放主体电路设计 由于第一级差分输入对管M1与M2相同，有 R1表示第一级输出电阻，其值为 则第一级的电压增益 对第二级，有 第二级的电压增益 故总的直流开环电压增益为

所以 4：偏置电路设计 偏置电路由 M8~M13 构成，其中包括两个故意失配的晶体管M12 和M13，电阻RB 串联在M12 的源极，它决定着偏置电流和gm12，所以一般为片外电阻以保证其精确稳定。为了最大程度的降低M12 的沟道长度调制效应，采用了Cascode 连接的M10以及用与其匹配的二极管连接的M11 来提供M10 的偏置电压。最后，由匹配的PMOS器件M8 和M9 构成的镜像电流源将电流IB 复制到M11 和M13，同时也为M5 和M7提供偏置。 下面进行具体计算。镜像电流源M8 和M9 使得M13 的电流与M12 的电流相等，都为IB，从而有 而由电路可知 联立上式可以得到：

运放相位(频率)补偿电路设计

集成运放的内部是一个多级放大器。其对数幅频特性如图...1所示中的曲线①(实线)。对数幅频特性曲线在零分贝以上的转折点称为极点。图中，称P1 P2点为极点。极点对应的频率称为转折频率，如fp1,fp2,第一个极点，即频率最低的极点称为主极点。在极点处，输出信号比输入信号相位滞后45°，幅频特性曲线按-20dB/10倍频程斜率变化，每十倍频程输出信号比输入信号相位滞后90。极点越多，越容易自激，即越不稳定。为使集成运放工作稳定，需进行相位(频率)补偿。 按补偿原理分滞后补偿、超前补偿及滞后一超前补偿等。 滞后补偿:凡是使相移增大的补偿即被称为滞后补偿。滞后补偿使主极点频率降低，即放大器频带变窄。如补偿后只有一个极点，则被称为单极点，如图2.21(a)所示中的曲 线②。 超前补偿:凡是使相移减小的补偿即被称为超前补偿，超前补偿使幅频特性曲线出现零点,即放大器频带变宽。在零点处输出信号比输入信号相位超前45°，幅频特性曲线按+20dB/10倍频程斜率变化。补偿办法是将零点与补偿前的一个极点重合，如图2.21(a)中的P2点，补偿后的幅频特性曲线如图2.21(a)所示中的曲线③，补偿后频带展宽。

1.输入端的滞后补偿网络(外部滞后补偿) 在集成运放的两输入端之问并一串联的电阻(RB)、电容(CB)的网络被称为输入端的滞后补偿。这种补偿使通频带变窄，适用于对频带要求不高的电路。这种方法也有助于提高集成运放的上升速率。 RB，CB的估算方法(I) 在放大器增益给定的条件下暂时短接CB，在集成运放两输入端之间并联RB，RB的值由大到小的改变，直至放大器进入临界稳定状态。这时可用示波器看到近似正弦波。并用示波器水平(时间)轴测出振荡周期，换算出振荡频率fo实际是放大器的放大倍数等于1时的频率。补偿电容CB的值可按下式估算，即 CB》1/(RB*f)

运放的反馈和补偿_intersil

放大器的反馈和补偿 前言：这是我翻译的第二篇文章，前面翻译过电流型运放的应用笔记，只是翻译了一遍，没做修改。后来发现翻译的不是很好，而且还有很多的错别字。原本觉得别人翻译的很不好，现在发现自己翻译的也不怎么样。翻译确实不是一件容易的事情，不是说每个单词，每句话读懂就能翻译的好的。其实翻译是整段的意译（甚至是整篇文章的），而不是逐句的翻译。因为不同的语言表述的方法是不同的，做好翻译不仅要懂英语，而且要很深的专业知识。说的明白一点就是，把别人的文章读懂，然后重新写一篇文章，这才是翻译的正道。前几天读文章，很明显的能感觉到那是中国人写的英语文章。原本想把这篇文章好好的把整片文章的思想好好翻译一下，翻译出一篇好的文章。从现在看来是不太可能了，因为时间还有我很懒，现在离我翻译完这篇文章都好久了，一直没有时间再去管他。我觉得以后不会在整理了，所以决定就这样发到网上吧。这篇文章也只是翻译了一遍，只是前面大概8页，稍加整理过，后面的翻译完基本就没有再看了。后面补偿那一部分建议再去看一下国半的AN1604——Decompensated Operational Amplifiers，毕竟不是同一家公司，里面的符号可能不同，注意一点就行。本想也翻译一下国半的这篇文章，现在看来希望渺茫。这些两篇文章都很好，只是有细节地方可能有错误，建议读一下原文。 By：惜荷 介绍 反馈的电路中有很多优良的性能[1]，但是反馈电路设计复杂，而且搞不好还会振荡。本文用作图的方法简化了计算，这样就可以更容易的设计处稳定且性能优良的电路，而不必担心反馈电路的振荡和振铃现象了。 一般反馈方程 如Figure 1所示，几乎所有反馈电路都可以化简为Figure1的框图形式[2]。假设上一级的输出阻抗远小于输入阻抗，得方程EQ.1、EQ.2、EQ.3。一般情况下这种假设可以满足我们平时的计算。解方程EQ.1、EQ.2、EQ.3得EQ.4、EQ.5，这两个方程就是反馈系统的方程。 开环增益A一般由像运放这样的有源器件决定，β为反馈系数，通常反馈部分只包含无源器件。开环增益A接近与无穷，Aβ远远大于1，忽略EQ.4分母上的1，EQ.4可近似为 EQ.6. V0/V i称作闭环增益。EQ.6不包含直接增益A，所以闭环增益与放大器的参数（A）无

运放基本应用电路

运放基本应用电路 运放基本应用电路 运算放大器是具有两个输入端，一个输出端的高增益、高输入阻抗的电压放大器。若在它的输出端和输入端之间加上反馈网络就可以组成具有各种功能的电路。当反馈网络为线性电路时可实现乘、除等模拟运算等功能。运算放大器可进行直流放大，也可进行交流放大。 R f 使用运算放大器时，调零和相位补偿是必 须注意的两个问题，此外应注意同相端和反相端到地的直流电阻等，以减少输入端直流偏流 U I 引起的误差。 U O 1．反相比例放大器 电路如图1所示。当开环增益为 ∞（大于104以上）时，反相放大器的闭环增益为： 1 R R U U A f I O uf -== （1） 图1 反相比例放大器 由上式可知，选用不同的电阻比值R f / R 1，A uf 可以大于1，也可以小于1。 若R 1 = R f ， 则放大器的输出电压等于输入电压的负值，因此也称为反相器。 放大器的输入电阻为：R i ≈R 1 直流平衡电阻为：R P = R f // R 1 。 其中，反馈电阻R f 不能取得太大，否则会 产生较大的噪声及漂移，其值一般取几十千欧 到几百千欧之间。 R 1的值应远大于信号源的 O 内阻。 2．同相比例放大器、同相跟随器 同相放大器具有输入电阻很高，输出电阻 很低的特点，广泛用于前置放大器。电路原理 图如图2所示。当开环增益为 ∞（大于104以上 图2 同相比例放大器 ）时，同相放大器的闭环增益为： 1111R R R R R U U A f f I O uf +=+== （2） 由上式可知，R 1为有限值，A u f 恒大于1。 同相放大器的输入电阻为：R i = r ic 其中： r ic 是运放同相端对地的共模输入电阻，一般为108 Ω；放大器同相端的直流平衡电阻为：R P = R f // R 1。 若R 1 ∞（开路），或R f = 0，则A u f 为1，于是同相放大器变为同相跟随器。此时由于放大器几乎不从信号源吸取电流，因此 U 可视作电压源，是比较理想的阻抗变换器。 3．加（减）法器

运算放大器输入输出两端加电容的作用补偿作用

运放的相位补偿 为了让运放能够正常工作,电路中常在输入与输出之间加一相位补偿电容。 1，关于补偿电容 理论计算有是有的，但是到了设计成熟阶段好象大部分人都是凭借以前的调试经验了，一般对于电容大小的取值要考虑到系统的频响（简单点说加的电容越大，带宽越窄），然后就是振荡问题；如果你非要计算，可以看看运放的输入端的分布电容是多大，举个例子，负反馈放大电路就是要保证输入端的那个电阻阻值和分布电容的乘积=反馈电阻的阻值和你要加的电容的乘积...... 2，两个作用 1. 改变反馈网络相移，补偿运放相位滞后 2. 补偿运放输入端电容的影响（其实最终还是补偿相位……） 因为我们所用的运放都不是理想的。 一般实际使用的运算放大器对一定频率的信号都有相应的相移作用，这样的信号反馈到输入端将使放大电路工作不稳定甚至发生振荡，为此必须加相应的电容予以一定的相位补偿。在运放内部一般内置有补偿电容，当然如果需要的话也可在电路中外加，至于其值取决于信号频率和电路特性 运放输入补偿电容 一般线性工作的放大器(即引入负反馈的放大电路)的输入寄生电容Cs会影响电路的稳定性，其补偿措施见图。放大器的输入端一般存在约几皮法的寄生电容Cs，这个电容包括运放的输入电容和布线分布电容，它与反馈电阻Rf组成一个滞

后网络，引起输出电压相位滞后，当输入信号的频率很高时，Cs的旁路作用使放大器的高频响应变差，其频带的上限频率约为： ωh=1／(2πRfCs) 若Rf的阻值较大，放大器的上限频率就将严重下降，同时Cs、Rf引入的附加滞后相位可能引起寄生振荡，因而会引起严重的稳定性问题。对此，一个简单的解决方法是减小Rf的阻值，使ωh高出实际应用的频率范围，但这种方法将使运算放大器的电压放大倍数下降(因Av=-Rf/Rin)。为了保持放大电路的电压放大倍数较高，更通用的方法是在Rf上并接一个补偿电容Cf，使RinCf网络与RfCs网络构成相位补偿。RinCf将引起输出电压相位超前，由于不能准确知道Cs的值，所以相位超前量与滞后量不可能得到完全补偿，一般是采用可变电容Cf，用实验和调整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10kΩ,Cf的典型值丝边3～10pF。对于电压跟随器而言，其Cf值可以稍大一些。 运放输出电容的补偿 对于许多集成运算放大电路，若输出负载电容CL的值比100pF大很多，由于输出电容(包括寄生电容)与输出电阻将造成附加相移，这个附加相移的累加就可能产生寄生振荡，使放大器工作严重不稳定。解决这一问题的方法是在运放的输出端串联一个电阻Ro，使负载电容CL与放大电路相隔离，如图所示，在Ro的后面接反馈电阻Rf，这样可以补偿直流衰减，加反馈电容Cf会降低高频闭环电压放大倍数，Cf的选取方法是：使放大电路在单位增益频率fT时的容抗Xcf≤Rf ／10，又Xf=l／(2πfTCf)，一般情况下，Ro=50～200Ω，Cf约为3～10pF。 除了上述不稳定因素之外，还存在其他一些不稳定因素，有些是来自集成芯片自身。有些是源于系统电路(例如电源的内阻抗的耦合问题)。有时使用很多方法都难以解决不稳定问题，但采用适当的补偿方法后可使问题迎刃而解。例如。当放大器不需要太宽的频带和最佳转换速率时，对集成运放采用过补偿的方法会取得很好的效果，如将补偿电容增加9倍或为实现稳定性所需要的倍数，对μA301型运放而言，其效果一般都较好。

TL431相位补偿

前言：回授迴路的設計需要仔細地思考與分析。未被發現的不良回授路徑很容易被忽略，並且會危害電路設計。本文將探討一種常見的回授電路，與設計人員所面臨的潛在問題，並將提出這些問題的解決方案。 TL431／光耦合器回授電路 TL431與光耦合器是電源轉換器設計人員常用的一種組合。但若不謹慎思考與設計，此組合會讓工程師感到十分棘手。本文將討論許多經驗不足甚至連部份有經驗的設計人員皆容易落入的窠臼。 圖1是典型電路。R1與R2組成的電阻分壓器在輸出電壓達到目標值時，會讓R1與R2的接點電壓剛好等於TL431的內部參考電壓。電阻R3以及電容C1與C2提供TL431所需的回授迴路補償以便穩定控制迴路。迴路增益值決定後，即可計算這些元件值並將它們加在一起。 圖1：典型的TL431回授電路。

圖1的TL431電路增益可由下列公式計算： 其中Zfb等於: ω則代表角速度（radians/sec）。 光耦合器迴路增益＝（R6/R4）×光耦合器電流轉換比（Current Transfer Ratio；CTR），設計人員必須知道光耦合器的電流轉換比，才能計算該增益。 但實際轉移函數是由光耦合器的LED電流決定，所以圖1的TL431電路總增益還包括另一因數。該函數是（Vout-Vcathode）／R4，其中Vout等於進入TL431的Vsense電壓，這使得TL431與光耦合器的「總增益方程式」等於： 上式的+1項在本文裡代表「隱藏」的回授路徑，只要Zfb/R1遠大於1即可忽略。在後面的示波器圖片中，將進一步解釋和顯示該項的影響，我們現在先假設這個公式是正確的。 設計人員只要將電源轉換器的各項增益元素相乘，就能得到不考慮回授電路影響下的轉換器開迴路增益。這些元素包括：變壓器圈數比；PWM主動輸出濾波器元件效應和TL431增益以外的相關負載效應；以及光耦合器的影響。 轉換器會在特定的開關頻率下操作。設計人員知道開迴路總增益須在低於該頻率6分之1的某個點跨過0dB，因此多數設計人員會留下適當的元件公差，其它人則會將跨越點設計在大約該頻率10分之1的位置。在此例中，我們假設開關頻率固定為100kHz。 由於已知控制到輸出增益（control-to-output gain）在目標跨越頻率點的增益值，接下來只要讓TL431回授迴路和光耦合器的增益等於該增益值的倒數即可。

多级运放稳定性分析及补偿方法

多级运算放大器的频率补偿分析 Bo yang 2009-5-3 由于单级运算放大器cascode不能满足低电压的要求，而且短沟道效应和深亚微米CMOS的本征增益下降，所以要使用多级放大，这样就涉及到频率补偿的问题。大部分的频率补偿拓扑结构都是采用极点分离和零极点抵消技术（使用电容和电阻）。对于两级运算放大器而言这样的补偿无论是在理论分析还是在实际电路中都是可行的，但是对于多级放大器而言，要考虑的因素很多（电容面积，功耗，压摆率等）。而且理论的分析不一定都适用于实际的电路。所以对于多级放大器的频率补偿，这里给出了几种拓扑结构。 由于系统结构，传输函数都很复杂，所以在分析这些拓扑结构之前先给出一些假设条件：1）：假设每一级的增益都远远大于1； 2）：假设负载电容和补偿电容都大于寄生集总电容； 3）：每一级之间的寄生电容忽略不计。 以上这些假设都是很容易满足，而且在大部分电路中都是满足这些条件条件的。 一single stage 对于单级放大器而言，其频率响应比较好，只有一个左半平面得极点，没有零点，所以 整个系统是稳定的。极点位置为：。其增益带宽积为GBW=gmL/CL.所以可以通过增大跨导，减小输出电容的方式来增大带宽。实际上它的相位裕度没有90度，是因为存在着寄生的零极点。二这些寄生的零极点于信号路径上的偏置电流和器件的尺寸有关，所以单位增益带宽也不能无限制的增加，而是等于寄生最小极点或者零点的一半为比较合适的，而且大的偏置电流和小的器件尺寸对于稳定性是必要的 二 two stage 对于两级的运放，就是采用简单的米勒补偿（SMC）。其补偿的结构如下所示： 对于这种结构的传递函数可以表述如下 从传递函数中很容易知道零极点位置。其中一个右半平面得零点和两个极点。为了保证系统稳定性，次极点和零点要在比单位增益频率大的地方，这样就要求Cm很大并把主极点推的很低,这样增益带宽积就要减小，要保持同样的速度即单位增益带宽，就要求大的功耗（增加跨导）通常选择次极点在单位增益频率两倍的位置。同时在这里要注意一点的是，零点的位置一定要比次级点位置高，要不就会出现稳定性问题。为了维持系统稳定，次级点 是GBW的1/2。所以。同样则有通过以上两个关系式不难发现，GBW并不随第一级的跨导的增大而增大，因为补偿电容也在同比增大。所以，要增大GBW 就要增大第二级跨导和减小输出电容。

带你了解反馈电路中的相位补偿

带你了解反馈电路中的相位补偿 2004年，帮朋友做镍氢充电器，利用镍氢电池充满电时电压有一个微小的下降这个特点来识别是否已经充满，比如1.2V的镍氢电池，快充满的时候，电压在1.35V，之后逐步下降，电压可以低于1.30V。所以需要单片机间歇检测电池两端电压，大概充3秒钟电再停止，之后检测电池两端电压。因为需要识别下降的微小电压，所以需要加一级运放，放大这个下降的幅度，如下图： 那个时候刚进入社会，实践经验不足，为了更好的提升放大性能提高稳定性，想当然的在运放的反相输入端并了一颗小电容，我记得大概是10nF，如下图： 调试程序的时候发现，电池降压的信号很难检测到，往往电池充满发热很久才能检测到，这个问题困扰了一段时间没有解决，朋友带回香港，跟一个硬件人员一起调试，用示波器一个个脚的看信号，最终发现运放输出存在短时间的振荡，而这个振荡导致了信号采样问题，于是我很快想到是自己加了这颗电容的问题，并且在脑子中想象了整个振荡过程，给朋友做了分析。这个画蛇添足行为，最终导致了这个项目失败。上几年做红外温度测试仪，温度范围是400~1200度，采用PID红外传感器，电流转电压放大部分电路如下图： 测试中发现，在700度附近温度测量不准，最后用示波器看输出，发现在这个温度点上，输出出现了振荡，这个时候马上想到，因为PID传感器，内阻高，寄生电容大，等价于在反相输入上并联了一颗电容，类似镍氢电池的放大了，所以马上按如下电路改进： 在做手机期间，测试发现一些劣质手机充电器，用示波器测量发现，其输出电压的纹波，除了100KHz附近的开关纹波外，还有一个5K附近的正弦波基于5V附近波动，比如输出电压5V，实际则是在4.8~5.2V之间按5KHz的频率波动，当时很奇怪怎么产生这个波动的？以上三个案例是我碰到的，虽然前两个问题解决了，但是还留有困惑，随着自己对运放理解的深入，认识到这些问题的出现，都是跟相位有关，但是看很多运放方面的书，

运放补偿电容

一种应用于CMOS运放的高速间接反馈补偿技术 本文摘自《现代电子技术》 运放的相位补偿 为了让运放能够正常工作,电路中常在输入与输出之间加一相位补偿电容。 1，关于补偿电容 理论计算有是有的，但是到了设计成熟阶段好象大部分人都是凭借以前的调试经验了，一般对于电容大小的取值要考虑到系统的频响（简单点说加的电容越大，带宽越窄），然后就是振荡问题；如果你非要计算，可以看看运放的输入端的分布电容是多大，举个例子，负反馈放大电路就是要保证输入端的那个电阻阻值和分布电容的乘积=反馈电容的阻值和你要加的电容的乘积...... 2，两个作用 1.改变反馈网络相移，补偿运放相位滞后 2.补偿运放输入端电容的影响（其实最终还是补偿相位……） 因为我们所用的运放都不是理想的。 一般实际使用的运算放大器对一定频率的信号都有相应的相移作用，这样的信号反馈到输入端将使放大电路工作不稳定甚至发生振荡，为此必须加相应的电容予以一定的相位补偿。在运放内部一般内置有补偿电容，当然如果需要的话也可在电路中外加，至于其值取决于信号频率和电路特性。 运放输入补偿电容 一般线性工作的放大器(即引入负反馈的放大电路)的输入寄生电容Cs会影响电路的稳定性，其补偿措施见图。放大器的输入端一般存在约几皮法的寄生电容Cs，这个电容包括运放的输入电容和布线分布电容，它与反馈电阻Rf组成一个滞后网络，引起输出电压相位滞后，当输入信号的频率很高时，Cs的旁路作用使放大器的高频响应变差，其频带的上限频率约为： ωh=1／(2πRfCs) 若Rf的阻值较大，放大器的上限频率就将严重下降，同时Cs、Rf引入的附加滞后相位可能引起寄生振荡，因而会引起严重的稳定性问题。对此，一个简单的解决方法是减小Rf的阻值，使ωh高出实际应用的频率范围，但这种方法将使运算放大器的电压放大倍数下降(因Av=-Rf/Rin)。为了保持放大电路的电压放大倍数较高，更通用的方法是在Rf上并接一个补偿电容Cf，使RinCf网络与RfCs网络构成相位补偿。RinCf将引起输出电压相位超前，由于不能准确知道Cs的值，所以相位超前量与滞后量不可能得到完全补偿，一般是采用可变电容Cf，用实验和调整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10kΩ,Cf的典型值丝边3～10pF。对于电压跟随器而言，其Cf值可以稍大一些。 运放输出电容的补偿 对于许多集成运算放大电路，若输出负载电容CL的值比100pF大很多，由于输出电容(包括寄生电容)与输出电阻将造成附加相移，这个附加相移的累加就可能产生寄生振荡，使放大器工作严重不稳定。解决这一问题的方法是在运放的输出端串联一个电阻Ro，使负载电容CL与放大电路相隔离，如图所示，在Ro的后面接反馈电阻Rf，这样可以补偿直流衰

开关电源中TL431相位补偿电路的仿真分析 沈利娟

开关电源中TL431相位补偿电路的仿真分析沈利娟 发表时间：2018-05-09T09:39:07.627Z 来源：《电力设备》2017年第35期作者：沈利娟朱亚旗赵元明[导读] 摘要：开关电源工作的稳定性与其反馈环路的稳定性有很大的关系，如果开关电源反馈环路系统没有足够的幅值裕度和相位裕度，整个开关电源工作将很不稳定并且出现输出振荡。 (珠海格力电器股份有限责任公司) 摘要：开关电源工作的稳定性与其反馈环路的稳定性有很大的关系，如果开关电源反馈环路系统没有足够的幅值裕度和相位裕度，整个开关电源工作将很不稳定并且出现输出振荡。本文主要基于TNY277芯片的开关电源电路各项测试参数，采用TL431相连的电阻和电容作为相位补偿电路，通过SIMPLORE软件对开关电源补偿环路前后的传递函数进行了幅频和相频特性仿真。通过分析两种仿真结果，总结出在开关电源环路中增加补偿电路不仅能有效控制整个环路的稳定性而且可以降低输出振荡。关键词：开关电源相位裕度幅值裕度 SIMPLORE 1 引言 开关电源以体积小、效率高、稳压范围宽等优点倍受业内人士的青睐，并迅速地取代了传统的线性稳压电源，其中以反激式开关电源为例，其拓扑结构简单、电路损耗小等优点在小功率以及有多路输出的场合得到了广泛地应用。尤其是TOPSWITCH已经成为市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片，它的控制方式是比较复杂的电压型控制，内部集成了一部分补偿功能，不过开关电源中的外部反馈环路设计一直是整体设计的一个重要环节，若在设计时相位裕度以及幅值裕度考虑不周，整个开关电源的动态性能就会非常差。本文以TNY277芯片的开关电源举例，环路设计采用光耦PC817与TL431配合使用，但是TL431作为开关电源次级反馈的基准和误差放大器，反馈环路中供电方式的差异对它的传递函数将会产生很大的影响，所以本文主要侧重于在电流断续模式（DCM）下对补偿网络进行分析。 2 反馈环路稳定性标准以及穿越频率的选定 2.1 稳定性标准 开关电源反馈环路的稳定性往往用相位裕量和增益裕量两个参数来进行衡量。在工程实践当中，通常要求增益裕量小于-10db，相位裕量不小于45°。若按照此要求进行设计，不仅可以在预定的工作情况下满足稳定条件，而且当环境温度发生变化或者突然加减载的情况下也都能满足稳定条件。 2.2 穿越频率选择 穿越频率在环路补偿中是一个很重要的参数，即幅值特性曲线通过0db时所对应的频率。理论上来讲，反馈环路的穿越频率不能超过开关频率的1/2，而工程上的选取往往为开关频率的1/10左右，这样的选取方式主要是依据了奈奎斯特定理[1]。 3 常用的补偿方式 3.1 主极点补偿 传递函数为G（s）=1/sR1C，此补偿方式主要适用在电流型控制以及工作在DCM并且滤波电容的ESR频率比较低的电源里。主要原理在于把第1个极点与其余的极点距离拉开，使相位达到180°以前使其增益降到0db。补偿后的最大带宽小于补偿前第1个极点的带宽[2]。 3.2 极零点补偿 传递函数为G（s）=1+sR2C/sR1C，也是开关电源反馈环路中比较常用的补偿方式，这种方式最大的优势在于其极点相当于主极点补偿中的极点，而零点则把补偿前的第一个极点抵消，这时候的带宽最大，可以达到补偿前第二个极点的带宽，这样既达到了主极点补偿的效果，又增加了带宽。 3.3 双极点单零点补偿 此补偿方式适用于功率部分只有1个极点的补偿，例如所有电流型控制以及非连续模式下电压型控制，常见的反馈环路中用的不是很多。 传递函数为G（s）=1+sR2C1/（sR1C1（1+sR2C2））。在设计开关电源环路补偿时必须要注意补偿器工作在负反馈工作状态，这样才是一个完整的闭环系统，因为其本身就有180°的相移，所以留给功率部分、输出LC滤波部分以及补偿网络部分的只有180°。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的，所以设计的时候一般不需要特别考虑。不过相位裕度是必须要考虑的，一般在工程中在穿越频率下的相位裕度满足不小于45°即可。 4 反激式开关电源环路设计 反激式开关电源其本质是带有变压器的BUCK-BOOST变换器[3]。该环路的传递函数为： K=（Kpwr×Klc×Kfb）×Kea 式中：Kpwr为功率部分；Klc为变压器次级电感、滤波电容与负载组成的LC滤波部分；Kfb为反馈电压分压部分；Kea为由光耦PC817与TL431所组成的反馈补偿部分。 本文中的开关电源设计的电源芯片选取的是PI公司的TNY277。主电路的设计参数主要有：电源输入直流母线电压V1=310V、输出电压VO=12V、高频变压器初级电感量LP=1.6mH、初级匝数Np=63Ts、次级匝数Ns=8Ts、次级滤波电容C=220μF、电源芯片的开关频率f=66KHZ、负载R=5Ω、光耦PC817的电流传输比CTR=2.5。 4.1 功率部分和输出LC滤波部分小信号传递函数首先要推导出除去补偿部分的输出输入传递函数反激式开关电源的功率部分与LC滤波部分经过推导得出： Lsec=（Ns/Np）2×LP Kpwr=VI×(Ns/Np)2×R/(2×Lsec×f) LC滤波部分小信号的频率为：ωP=2/RC Klc=1/（1+s/ωP）由于上分压电阻直接接到TL431上，所以Kfb=1。

相位补偿法测量未知晶片

相位补偿法测定未知晶片 （一）实验目的与要求 目的：1、加深对光的偏振特性的理解； 2、了解起偏与检偏，掌握马吕斯定律； 3、了解反射光与折射光的偏振，掌握布儒斯特定律； 4、了解双折射现象。 要求：1、掌握实验中起偏、检偏的基本方法； 2、注意实验现象的观察和实验现象的解释； 3、了解偏振片，格兰棱镜的工作原理（查资料预习）； 4、掌握相位补偿器的使用方法。 （二）实验原理 线偏振光的获得主要有以下几种方式：1、利用偏振片；2、利用反射光产生偏振，如根据布儒斯特定律利用玻璃堆反射可以获得完全偏振光；3、利用晶体的双折射效应。 如图1所示，当自然光（或部分偏振光）通过起偏器后，形成强度为I 0的线偏振光，光矢量的振动方向为起偏器的偏振化方向。保持起偏器P1的方位固定不变，改变检偏器P2的角度，设检偏器与起偏器的偏振化方向夹角为θ，那么最后的透射光光强为)cos()(0θθI I = 即光强I 随θ而改变，这就是马吕斯定律. 图1

当自然光在两种各向同性媒质的分界面上反射和折射时，反射光和折射光一般不再是自然光，而是部分偏振光。如图2左所示,在反射光中，s 分量(振动方向垂直于入射面)多于p 分量(振动方向平行于入射面)，在折射光中，p 分量多于s 分量。理论和实验都证明，反射光和折射光的偏振化程度与入射角有关。当入射角等于某一特定角i 0时，反射光只有s 分量，是完全的线偏振光（如图2右所示）。这特定角i 0称为布儒斯特角(也称起偏振角)。即自然光以布儒斯特角入射，可以产生线偏振光。 一束入射到介质中的光经折射后变为两束光，称为双折射现象。折射后的两束光都是线偏光，一束遵循折射定律，称为寻常光（O 光）,另一束不遵循折射定律，称为非常光（e 光）。实验中可以利用某些晶体的双折射效应获得线偏振光。 波片是能使互相垂直的两光振动间产生附加光程差（或相位差）的光学器件。通常由具有精确厚度的石英、方解石或云母等双折射晶片做成，其光轴与晶片表面平行。以线偏振光垂直入射到晶片，其振动方向与晶片光轴夹θ 角（θ≠0），入射的光振动分解成垂直于光轴（o 振 动）和平行于光轴（e 振动）两个分量，它们对应晶片中的 o 光和e 光（见双折射）。晶片中的o 光和e 光沿同一方向传播，但传播速度不同(折射率不同) ，穿出晶片后两种光间产生 (n 0－n e )d 光程差（见光程），d 为晶片厚度，n 0和n e 为o 光和e 光的折射率，两垂直振动间的相位差为Δ＝2π（n 0－n e ） d ／λ。 两振动一般合成为椭圆偏振（见光的偏振）。Δ＝2kπ（k 为整数） 自然光反射和折射 图2

运放自激的产生原理与解决办法

运放自激的产生原理与解决办法 运放产生自激主要原因有以下几个方面： 1. 补偿不足。例如OP37等运放，其补偿量较小，相位裕量较小，当反馈较深时会出现自激现象。通过测量其开环响应的波特图可知，随着频率的提高，运放的开环增益会下降，如果当增益下降到0db之前，其相位滞后超过180度，则闭环使用必然自激。 2. 电源回馈自激。从运算放大器的内部结构分析，运放是一个多级放大电路，一般的运放都由三级以上电路组成，前级完成高增益放大和电平转移，第二级完成相位补偿功能，末级实现功率放大。如果供给运放的电源内阻较大，末级的耗电会造成电源的波动，此波动将影响前级电路的工作，并被前级放大，造成后级电路更大的波动，如此恶性循环，从而产生自激。 3. 输出端信号通过地线耦合到了输入端，从而构成了环路。如果整个环路的相位裕量不够，就会产生自激。下面将会详细介绍这种自激产生的原理。 图1 两级反向放大器构成正向放大器 图1中S1是信号源，第一级和第二级运放都是反向放大器接法，C是示波器电容，一般为10-20pF，S2为输出端信号通过C和有寄生参数的地线耦合到输入端的干扰信号。其中S2的产生由图2说明。

图2 输出端信号耦合到输入端 Vi是输出端信号，Vo就是S2的反向（S2是通过地线耦合到信号源的负端），可以看出上图是个高通滤波器。产生自激时Vo一般为Vi的1/10~1/100，因此Vo的相位比Vi的相位延迟90o。可以得出S2与Vi的相位差为270 o。两级运放提供90 o的相位差，那么整个环路就构成了360 o的相位，此时单级运放提供45o相位差，也就是在带宽点处，此时的运放增益还是比较大的，很容易产生自激。 解决办法： 第一种自激一般出现在单级电路里，是由于运放本身的相位裕量不够造成的，可以采用相位裕量较大的运放。 第二种自激是因为没有做好电源消耦工作，需要在每一级运放的正负电源上加100μF 的电解电容并接100nF的陶瓷电容进行滤波。因此前两种自激都是比较容易解决的。 第三种自激可以采用如下几种办法： 1) 现在可以将两级放大器接成反向放大器（第一级反向，第二级同向或者第一级同向，第二级反向），那么可以得出两级运放需要提供270 o相位（已经去处了180o相位），每级为135 o。此时的每级运放增益已经足够小，就不可能满足自激的增益条件。 2) 运放输入端接个50欧电阻到地，不接50欧电阻到地时,Vo的反向才是S2，S2与输出端的相位差为270 o。接了50欧后S2与输出端的相位差就会小于270 o。因此每级运放提供的相位差会比较大，整个环路就不会满足自激的增益条件。 3) 可以在反馈电阻上并接一个10pF的陶瓷电容，这样做是为了构成低通滤波器，自激点不满足增益条件 4) 将示波器的地端接1K的电阻到地，这样做是为了减少耦合到地线上的信号。 这边还要啰嗦一下，之前必须选用相位裕量较大的运放芯片，并且做好每一级的电源消耦工作，别只做一级，消耦电容靠近本级运放芯片。为了避免第三种自激，在面包板上调试时，杜邦线和面包线的寄生参数较大，连线时可以选用较粗的导线，并且连线要短。信号源要靠近第一级运放，信号源的地也要靠近第一级运放的地。

PST1200和RCS978保护中差动流变相位补偿方法对励磁涌流制动的影响

龙源期刊网 https://www.wendangku.net/doc/0710640217.html, PST1200和RCS978保护中差动流变相位补偿方法对励磁涌流制动的影响 作者：陈震 来源：《科技创新导报》2011年第02期 摘要：变压器保护差动保护的原理；差动流变相位补偿的原理；PST1200和RCS978保护分别如何实现相位补偿；励磁涌流的概念；不同补偿方法对励磁涌流制动的影响及优缺点分析。 关键词：PST1200 RCS978 差动保护励磁涌流相位补偿 中图分类号：TM772 文献标识码：A 文章编号：1674-098X(2011)01(b)-0110-02 国电南京自动化股份公司生产的PST1200微机型变压器保护装置，是近几年来我公司使 用较为广泛的变电所主变压器保护，我公司绝大多数220kV变电所及部分110kV变电所的主变压器都是使用该保护，几年来我公司的运行和继保工作人员对于该保护的原理及使用特性基本了解。随着220kV京口变电所的投运，其1号主变压器采用了南瑞继保公司生产的RCS978微机型变压器保护装置。本人经过一段时间的学习和研究，找到了两套保护的一些设计理念上的不同之处，其中最大的改进是差动流变相位补偿的方法，这对增加励磁涌流制动的可靠性有很大的意义。对此，本文将结合本人的学习和理解进行比较、分析和说明。 众所周知，变压器差动保护的基本原理是基于基尔霍夫电流定律的，即对于一个节点而言，其流入电流的总和应与流出电流的总和相等。如果把变压器差动回路中的总差部分看作是节点，那么由变压器各侧电流互感器二次引入总差回路的部分就是其流入流出分路，倘若有某种原因导致这种流入流出的平衡被打破，则接于总差回路的差动继电器动作，差动保护动作。在实际的保护装置中，差动回路在种种原因下会产生不平衡电流，不平衡电流对保护装置有着很大的影响，轻则降低保护的灵敏性，重则导致误动。 而对于电力系统中广泛采用的Y0，d11接线变压器而言，二次侧电流超前一次侧电流30°，若两侧流变二次都接成Y型，也会将30°相位差带入差流回路中，形成不平衡电流。如 图1所示。 传统的解决方法是将变压器星形侧的流变二次接成三角形，而将三角形侧的流变二次接成星形，使星形侧电流引入流变二次后超前了30°，刚好与三角形侧平衡；而变压器三角形侧相电流转星形后增大√3倍，这通过流变变比的选取来补偿。但现在的多数微机保护（包括

运算放大器稳定性及频率补偿学习报告

信息科学与技术学院 模拟CMOS集成电路设计——稳定性与频率补偿学习报告 姓名： 学号： 二零一零年十二月

稳定性及频率补偿 2010-12-3 一、自激振荡产生原因及条件 1、自激振荡产生原因及条件 考虑图1所示的负反馈系统，其中β为反馈网络的反馈系数，并假定β是一个与频率无关的常数，即反馈网络由纯电阻构成，不产生额外的相移(0β?= )；H (s )为开环增益，则()H s β为环路增益。所以，该系统输入输出之间的相移主要由基本放大电路产生。 图1 基本负反馈系统 该系统的闭环传输函数(即系统增益)可写为： ()()1() Y H s s X H s β=+ 由上式可知，若系统增益分母1()H s j βω==-1，则系统增益趋近于∞，电路可以放大自身的噪声直到产生自激振荡，即：如果1()H j βω=-1，则该电路可以在频率1ω产生自激振荡现象。则自激振荡条件可表示为： 1|()|1H j βω= 1()180H j βω∠=- 注意到，在1ω时环绕这个环路的总相移是360 ，因为负反馈本身产生了180 的相移，这360 的相移对于振荡是必需的，因为反馈信号必须同相地加到原噪声信号上才能产生振荡。为使振荡幅值能增大，要求环路增益等于或者大于1。所以，负反馈系统在1ω产生自激振荡的条件为： (1)在该频率下，围绕环路的相移能大到使负反馈变为正反馈； (2)环路增益足以使信号建立。 2、重要工具波特图 判断系统是否稳定的重要工具是波特图。波特图根据零点和极点的大小表示一个复变函数的幅值和相位的渐进特性。波特图的画法： (1)幅频曲线中，每经过一个极点P ω(零点Z ω)，曲线斜率以-20dB/dec(+20dB/ dec)变化； (2)相频曲线中，相位在0.1P ω(0.1Z ω)处开始变化，每经过一个极点P ω(零点Z ω)，相位变化-45 (±45 )，相位在10P ω(10Z ω)处变化-90 (±90 )； (3)一般来讲，极点(零点)对相位的影响比对幅频的影响要大一些。

运放补偿电容

相位补偿设计方法： 注：Cin可近似等于运放的输入引脚电容，现在最新的运放的输入电容一般为几pF，具体要参考数据手册。

实际应用： 一种应用于CMOS运放的高速间接反馈补偿技术 潘宇，吴琨 (西安电子科技大学陕西西安710071) 1 引言 现代集成电路模块中，CMOS运算放大器是其中非常重要的模块。过去都是用Miller电容补偿技术对CMOS 运算放大器进行补偿，然而，由于补偿电容Cc会在右半平面(RHP)产生一个零点，这个零点会使相位余度减小，因此必须用大的补偿电容Cc对CMOS运算放大器进行补偿。这样，大的补偿电容会导致运放的单位增益降低，当负载电容Ct大小与Cc相当时，运放的稳定性急剧下降。

本文给出间接反馈补偿技术细节设计，这种技术能使运放速度更快，同时极大减少版图面积，图1给出用直接Miller补偿技术的运放，运放是在CMOS 0.5工艺下的设计完成。偏置电路如图2所示。 2间接反馈补偿 两级直接反馈补偿运放中，通过反馈补偿电容Cc，通道电流可以表示为：iC=vout／(1／jωCc)。电流间接注入输出端，使得极点转移，补偿实现，同时产生零点。只要避免电流直接流入输出端，这个零点就可以消失。 避免直接流入输出端的补偿电流可以通过如下几种方法产生：共用运放栅极；采用cascode结构；串接一个工作在线性区的三级管。如图3所示，反馈电流通过内部低阻抗节点vx流入输出端，这种低阻抗节点由两个串接管构成，其中一个工作在线性区。因此零点可以避免。图3(b)为拓扑结构，这种结构使补偿电容与电源到地的噪声隔离，因此运放具有很高的电源抑制比。 如图4给出运放的小信号频域响应模型，用他来算出运放的间接反馈频率响应方程。节点①的方程为：

运算放大器：单位增益稳定放大器和非完全补偿放大器

大家公认的事实是单位增益稳定放大器比非完全补偿放大器更流行，且取得了压倒性的优势。这说明什么呢？ 单位增益稳定放大器（一般称为UGS）通常在增益配置为1时是稳定的，它将输出信号完全反馈到运放的反向输入端。但是，将运放增益设置为1的时候当做稳定性最差的情况是不正确的，我们把这种情况看做是常见的恶劣条件才比较合理。 非完全补偿放大器有更小的补偿电容，所以获得了更大的增益带宽和更高的压摆率。尽管更高的速度通常需要更多功耗，在相同的电流下工作时，非完全补偿放大器能够达到更高的速度，但这必须是在噪声增益远大于1，而不是单位增益的情况下。我的同事Soufiane最近写了一些关于非完全补偿放大器的文章(点击这里, 查看原文)，但是我还有其他一些观点。 图1画出了理想的UGS和非完全补偿放大器的增益和频率响应曲线的关键部分。非完全补偿放大器的增益带宽积是10MHz，UGS的增益带宽积2MHz，非完全补偿放大器的增益带宽积是UGS的5倍，压摆率也比UGS高。通常情况下，UGS的单位增益带宽略小于它的增益带宽积。非完全补偿放大器的单位增益带宽是它的增益带宽积的一半。我们不能使这些运放的噪声增益接近单位增益带宽，因为在3MHz的第二个极点会极大地影响这个区域的增益或者相位，相位裕量将会相当小或者为零。 非完全补偿放大器好像有一些神秘，使得一些用户不知道他们的电路是否稳定。图2a显示了一个普遍的错误。尽管这个运放的增益为-10，但是反馈回路上的一个电容使得高频部分的频率响应曲线变得不平

坦。在稳定性涉及到单位增益的高频部分，这个电容可以视为短路。使用一个较小的电容来补偿反馈网络以获得平坦的响应曲线是可取的，但是一个大电容会造成曲线不平坦，这肯定会带来问题。 同样地，图2b中的并联反馈滤波器带来了一些问题，牺牲了滤波器的部分低频增益。图2c中的积分器也是另一种不恰当的非完全补偿放大器的应用。 我们已经提升了运放的设计能力。现在我们变得更聪明且拥有更好的IC设计流程。我们现在可制造功耗只有几百微安的运放，而在过去需要几十毫安。所以，现代的UGS在速度和功耗上能够更加接近，甚至优于过去的非完全补偿放大器。尽管如此，非完全补偿型放大器在一些要求更高的应用场合可能会是一个更好的方案。 我并不是完全鼓励选择非完全补偿放大器而不是UGS。这两种运放都有他们各自的优劣，你应该根据你的实际设计来做选择。无论你选择哪种运放，你应该清楚地理解它们之间的差异和存在的问题。如果你不确定，请到我们的运大器论坛上来寻求帮助。 下面是一些非完全补偿放大器和UGS的对比： OPA228（OPA227UGS版本）精密，低噪声BJT运放 OPA637（OPA627UGS版本）精密，高速JFET运放 OPA345（OPA344UGS版本）轨对轨CMOS运放 LMP7717（LMP7715UGS版本）88MHz CMOS运放