移相全桥全参数计算

1、介绍

在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表 1 设计规

描述最小值典型值最大值

输入电压370V 390V 410V

输出电压11.4V 12V 12.6V

允许输出电压瞬变600mV

加载步骤90%

输出电压600W

满负荷效率93%

电感器切换频率200kHz

2、功能示意图

3、功率预算

为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。

4、原边变压器计算T1

变压器匝比(a1):

估计场效应晶体管电压降(VRDSON):

基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。

基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)

输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。

需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。

计算T1次级均方根电流(ISRMS):

副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:

副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QE QF开通

副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。

副边总均方根电流(ISRMS):

计算T1原边均方根电流(IPRMS):

T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边

T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器

总T1原边均方根电流(IPRMS)

此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规

测量漏原边漏感:

变压器原边直流电阻:

变压器副边直流电阻:

估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。（注意：这只是一个估计,基于磁设计总损失可能会有所不同。）

计算剩余功率预算:

5、 QA, QB, QC, QD FET选择

本设计以满足效率和电压要求, 20A 650 V,CoolMOS FETs英飞凌被选择Qa Qb Qc Qd

场效应晶体管漏源电阻:

场效应晶体管输出电容指定:

电压drain-to-source(VdsQA),输出电容测量,数据表参数:

计算平均输出电容[2]:

QA场效应晶体管栅极电荷:

激活栅场效应晶体管的门级电压:

计算Qa损失基于Rds和门QA g

重新计算功率预算:

6、选择LS

计算(LS)是基于实现零电压所需的能量切换。这个电感需要能够消耗的能量开关的寄生电容节点。以下方程选择LS实现零电压在100%负荷降至50%负荷的基础上初级场效应晶体管的平均总输出电容开关节点。

注意：可能比估计的有更多的寄生电容在开关节点，LS估计可能需要调整根据实际寄生电容在最后的设计。

移相全桥

移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高 开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源？请见 下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实 现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后 臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由 VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开 关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断 VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其 值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电 压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时 开通VT2,则VT2即是零电压开通。

移相全桥参数计算

1、 2、 介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏 情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V 输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 3、功能示意图 4、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 ^BUOGET =^OUT X 1 =45,2W V H J 5、原边变压器计算T1 变压器匝比（al）: VREF GNU UPD OUTA CQMP QUIT HI WTC UL L AB oyrr&1* DC LCD DUTE瞽 QELEF OUTF TT TMiNl S-VNC M mr GS15 RSUV WC1 □ cm ADELEF口 -jWTF I s srrec

估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）: V RDSON ~ 0*3 V 基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期 （DTYP ） ("OUT 彳力整座N 0 66 (V|N - 2 兀 ) 输岀电感纹波电流设置为输岀电流的 20% 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 （LMAG ）。下列方程计算主变 压器 器运行在电流型控制。 如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式 这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。 ^2.76mH 图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意 l （QE ） l （QF ） 也是T1的次级绕组电流。变量 D 是转换器占空比。 a1 = N P N s 3［二（￥N 和忡）x 口叱 =21 M OUT P OUT X °隈 V OUT = 10A 仃1）的最低磁化电感，确保变频

移相全桥PWM DC-DC变换器的数学建模

移相全桥 移相全桥ZVS 变换器由于其充分利用了电路本身的寄生参数，使开关管工作在软开关状态，降低了开关管的开关噪声和开关损耗，提高了变换器的效率，近年来在中大功率场合得到广泛应用。随着微处理器价格的不断下降和计算能力的不断提高，采用数字控制已经成为中大功率开关电源的发展趋势，许多数字控制方法相继提出。但对于DC/ DC 变换器这种强非线性系统，传统的基于线性系统理论的控制方法并不能获得理想的动态特性。 该文在建立移相全桥变换器模型的基础上，提出一种新的模糊PID 预测控制策略，将传统控制方法与智能控制方法相结合，通过模糊控制对传统PID 控制器进行增益调节，同时采用预测控制以补偿数字控制系统中的时延。这种控制策略比较简单，易于数字控制器的实现，该文采用MA TLAB 方法进行了仿真研究。 2 移相全桥变换器小信号模型的建立 一般建立DC/ DC 变换器的小信号模型的方法是状态空间平均法，但对于移相全桥ZVS 变换器来说，用状态空间平均法建模是一项十分复杂的工作。因为这种变换器具有12种开关状态，因此列写状态空间方程式是一个非常复杂的工作。 根据移相全桥ZVS PWM 变换器源于BUCK 变换器的事实，从电路工作的描述中可以 看出变压器副边的有效占空比^ off off off d D d =-，变压器原边电压的占空比d 而且依靠输出滤波电感电流L i ，漏感lk L ，输入电压in V 和开关频率s f ，所以移相全桥变换器小信号传递 函数也将取决于漏感lk L ，开关频率s f ，滤波电感电流扰动^ L i ，输入电压扰动^in V ，和变压 器原边占空比扰动^ d 等因素。为了精确地建立移相全桥变换器的动态特性模型，找出lk L ， s f ，^ L i ，^in V 和^ d 对^ off d 的影响是必要的。这些影响可以加入到PWM BUCK 变换器的小 信号电路模型中（图1），从而获得移相全桥PWM 变换器的小信号模型（图2）。 我们知道由于谐振电感lk L 和变压器副边整流二级管的影响，移相全桥变换器存在占空比丢失的现象，副边有占空比为：off D D D =-? 即()()221/21lk off L o in nL D D I D V T L V T =- --???? 移相全桥变换器输出电压增益为： ()()2 221/22o lk off L o in in V n L nD nD I D V T L V V T ==- --???? 其中，n 为变压器副边匝数与原边匝数的比值；L I 为电感电流平均值。 下面通过式（l ）来分析对off D 产生影响的因素。 l ）占空比扰动^ d 对off D 的影响^ d d 由式（l ）可得

移相全桥参数

● 输入电压mod in V -：270VDC ±20% ● 输出电压o V ：60V ● 输出电流mod o I -：25A 4.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比 为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压围能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为sec min V ： sec min max 73.1762o D Lf e V V V V D ++==(V) (4.1) 其中， o V 为变换器的输出电压， 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降，1Lf V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，max e D 为变压器副边的最大占空比。 变压器的原副边匝比为：mod min secmin 270(120%) 2.95273.176 in V K V -?-= == 2)选磁芯 初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A ，其2235e A mm =。 3)确定原副边匝数 匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数N s ，由电磁感应定律有： 4o s s m e V N f B A = (4.2) 将60o V V =，310010s f Hz =?，0.15m B T =，2235e A mm =代入上式有： 36 60 4.25534100100.1523510s N -==????? 取4s N =匝，又由11.75p s N K N =?=，取12p N =匝，N p 为变压器原边匝数。 4)导线的选取 导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度?，穿透深度根据下面的公式计算： ?=(4.3)

移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计

移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计 摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器 0 引言 上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1．1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：

移相全桥各模态分析

移相控制DC/DC 变换器开关状态分析 移相全桥变换器在一个工作周期间一共有12个开关模态，进行如下假设： (1)四个开关管和两个二极管都是理想器件； (2)电路中的电感、电容和变压器都是理想器件； (3)==，； (4)f L ,n 是变压器原副边匝比。 下面我们详细分析一下变换器的工作模态，假设每个时间段的起始时刻均为t=0。各开关状态的工作情况叙述如下: （1）、开关模态0[0t ]： 在0t 时刻对应图2.6（a ）。1Q 和4Q 同时导通，功率传送阶段，输入功率经 变压器向负载传送，此时/p o i I n =。副边二极管1D 流过全部负载电流o I ， ab U E =。 (2)、开关模态1[01~t t ]： 在01~t t 时刻对应图2.6（b ）。在时刻关断1Q ，原边电流p i ，从1Q 中转移到C1和C3中的支路中，给C1充电，给C3放电。因为有C1和C3，所以1Q 是零电压关断。在这段时间里r L 和f L 是串联的，而且f L 很大，原边电流近似不变。电容C1上的电压上升，电容C3上的下降。 （a ） （b ） （c ） （d ） 1C 2C lead C 24log C C C ==2 r L n ≥0t DC Rl D2 Rl DC Rl DC

（e ） （f ） （g ） 图2.6移相全桥变换器各模态图 p i 和C1、C3的电压表达式分别为: 01()()p p i t I t I == （2.1） （2.2） （2.3） 在时刻，C3的电压下降到零，3Q 的反并联二极管3VD 自然导通，开关模1已结束。开关模态1结束的时间为： 01101 2lead in C V t t t I =-= （2.4） （3）、开关模态2[21t ~t ]： 在21t ~t 时刻，对应于图2.6（c ）。3VD 导通后使3Q 开通，3Q 为ZVS 开通。 虽然3Q 开通了，但没有电流通过3Q ，原边电流通过3VD 。由图可见，为实现3Q 的ZVS 开通，1Q 与3Q 间死区时间()d lead t 应大于01t ，即 ()01d lead t t > (2.5) Rl DC Rl DC Rl DC 1 10()2C lead I v t t C = -1t

移相全桥电路

主题: 移相全桥滞后臂驱动波形疑问: 移相全桥软开关，2000w电源，驱动波形不正常。大家帮忙分析一下，黄色为ds波形。蓝色为驱动波形 疑问： 1.为什么ds有震荡？ 2.这是滞后臂下管驱动波形。为什么关段时死区时间没有了。滞后臂上管的驱动波形正好和下管相反，开通时死区时间没有了？ 3、谐振电容和电感应该选择多大的？ Answer： 1、驱动凹下去的那块是米勒效应区，这个可以加大驱动能力减弱。 2、关断时死区没有了，在驱动变压器副边加快速关断电路试试，或者就是在驱动电阻上反并联一个二极管。 3、谐振参数计算是比较的复杂的，一般2KW电压，取15UH就可以了，当然得看看您的变压器变比，输出电流折算到原边的大小，来确定。 I为原边电流，CMOS为MOS并联电容大小，您可以自己算算了，您这样的一个参数15UH 偏小了，我看您的波形您已经软开关了啊。 4、是实现软开关了但是滞后臂的驱动波形在关断是死区时间还不是很好所以经常炸管。

这是原边电流波形 变压器原边电压波形 变压器副边电压波形 输出整流二极管电压波形

Answer： 滞后臂炸管： 第一个排除：过温问题，看看您的MOS管的稳定是否超过降额。 第二个排除:死区时间问题，您的滞后臂死区时间是否大于您的体二极管的反向恢复时间呢？这个一定要大于，必须的大于。 第三个：您的驱动是否收到干扰呢，波形是否很干净。 您发的波形基本没发现什么问题，您为什么不加个原边牵位二极管呢，把输出震荡搞定呢？ 1、对于死区时间你要实测你管子哪里的驱动，用示波器读出来，因为很多的时候设置变压器驱动死区会和你设置的不一致的。 2.、IGBT比较适合做零电流，因为他的拖尾电流严重，做零电压没意义的，MOS适合零电压的。 3、IGBT必须加负压关断才比较的可靠。

10kW移相全桥ZVS设计

10kW全桥移相ZVS PWM整流模块的设计 摘要：本文介绍了10kW全桥移相ZVS PWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主 变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。叙词：全桥移相, 零电压开关, 降频Abst ract： This paper introduces the structure of 10kW ZVS-FB PWM Switch Power Module, then discu sses the design of main circuit and control system and parameter calculation, finally presents the experim ent result. Keywords： full bridge phase-shift, zero-voltage switching (ZVS), frequency reduced 1 引言 在大型发电厂中,由于需要的直流负荷比较大,蓄电池的容量通常都在2000AH以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块,一般需要20或10以上的模块并联,但并联的模块过多,对模块之间的均流会带来一定的影响, 而且模块的可靠性并不随着模块的增加而增加, 一般并联的模块数量最好在10个以下。目前在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW 全桥移相ZVS PWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FB P WM直流变换技术，控制电路采用UC38专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。 2 整流模块主电路设计与参数计算 整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。 图1中由PQ1~PQ4开关管，钳位二极管D1,D2,谐振电感Lr,隔直电容CB，主变压器T 1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中PQ1,PQ3为超前管，PQ2,PQ4为滞后管。PQ1（PQ3）超前PQ4(PQ2)一定的角度，即移相角。PQ1~PQ4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25KHZ。

1KW移相全桥变换器设计

课程设计 课程名称电力电子技术课程设计 题目名称1kW移相全桥直流变换器设计专业班级11级电气工程及其自动化学生姓名 学号 指导教师 二○一四年四月十三日 目录

一，设计内容和要求 (3) 1.1 主电路参数 (3) 1.2 设计内容 (3) 1.3 仿真波形 (3) 二，设计方案 (3) 2.1 主电路工作原理 (3) 2.2 芯片说明 (4) 2.2.1采用的芯片说明 (4) 2.2.2 UCC3895引脚说明 (5) 2.2.3 UCC3895工作原理 (6) 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 (8) 2.3控制电路设计 (8) 三，设计论述 (8) 3.1电路参数设计： (8) 3.1.1 主电路参数： (8) 3.1.2 变压器的设计 (9) 3.1.3 输出滤波电感的设计 (10) 3.1.4 功率器件的选择 (11) 3.1.5 谐振电感的设计 (12) 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 (13) 四，仿真设计 (14) 五，结论 (15) 六，参考文献 (16)

一，设计内容和要求 Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路，得到仿真波形 二，设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。

5kw移相全桥ZVS DCDC变化器(开关电源)的研究

学校代码：10213 国际图书分类号：621.3 密级：公开 工学硕士学位论文 5kW 移相全桥ZVS DC/DC 变换器的研究 硕士研究生：刘鑫 导师：马洪飞教授 申请学位：工学硕士 学科：电气工程 所在单位：电气工程及自动化学院 答辩日期：2011 年 6 月 授予学位单位：哈尔滨工业大学r the Master Degree in Engineering RESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGE ZVS DC/DC CONVERTER Candidate：Liu Xin Supervisor：Prof.Ma Hongfei Academic Degree Applied for：Master of Engineering Speciality： Power Electronics and Electric Drivers Affiliation： School of Electrical Engineering and Automation Date of Defence： June, 2011 Degree-Conferring-Institution：Harbin Institute of Technology哈尔滨工业大学硕士学位论文- I - 摘要 DC/DC 变换器是电力电子领域重要组成部分，在能源紧张的今天，提高DC/DC 变换器的效率及功率密度，具有重要的意义。功率器件的发展和软开关技术的提 出使变换器高效高功率密度成为可能。 移相全桥ZVS DC/DC 变换器是一种能够实现软开关和大功率能量变换的变换 器。本文围绕移相全桥ZVS DC/DC 变换器的特点，分析了其工作原理、占空比丢 失、变压器副边整流二极管振荡、滞后臂软开关实现条件等关键问题，并设计和 制作了一款5kW 的原理样机。 第一章介绍了DC/DC 变换器的背景及发展方向，其中包括器件、软开关技术 和目前DC/DC 变换器研究的热点。同时还介绍了全桥变换器常见的控制策略，以 及移相全桥变换器常见的问题和国内外学者提出的改进方法。第二章针对课题内 容，分析了移相全桥变换器的工作原理，对各个模态进行了详细的分析，并就移 相全桥变换器的几个关键问题进行了详细分析：占空比丢失、ZVS 的实现、损耗 分析和整流二极管振荡问题。第三章针对技术指标，设计了一款5kW 的样机，其 中包括各器件的选型和相关参数的计算，损耗计算。这些参数计算主要有：全桥 开关管电压电流应力的计算与选型、变压器的设计、整流二极管的选择、输出LC 滤波电路的设计、隔直电容的选择、谐振电感电容的选择和死区时间的计算、箝 位电路的设计。并根据计算结果使用Saber 软件进行了开环仿真，验证了设计参数

移相全桥参数

● 输入电压m o d in V -：270VDC ±20% ● 输出电压o V ：60V ● 输出电流m o d o I -：25A 4.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比 为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为s e c m in V ： s e c m in m a x 73.176 2o D L f e V V V V D ++= =(V) (4.1) 其中， o V 为变换器的输出电压， 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降， 1L f V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，m a x e D 为变压器副边的最大占空比。 变压器的原副边匝比为：m o d m in s e c m in 270(120%) 2.952 73.176 in V K V -?-= = = 2)选磁芯 初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A ，其2 235e A m m =。 3)确定原副边匝数 匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数N s ，由电磁感应定律有： 4o s s m e V N f B A = (4.2) 将60o V V =， 3 10010s f H z =?，0.15m B T =，2 235e A m m =代入上式有： 3 6 60 4.2553 4100100.1523510 s N -= =????? 取4 s N =匝，又由11.75 p s N K N =?=，取12 p N =匝，N p 为变压器原边匝数。 4)导线的选取 导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度?，穿透深度根据下面的公式计算： ?= (4.3) 式中ω为交变角频率，0 r μ μμ=为导线的磁导率，γ为导线的电导率(此处

移相全桥全参数计算

1、介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表 1 设计规 描述最小值典型值最大值 输入电压370V 390V 410V 输出电压11.4V 12V 12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 2、功能示意图

3、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 4、原边变压器计算T1 变压器匝比(a1): 估计场效应晶体管电压降(VRDSON): 基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。 计算T1次级均方根电流(ISRMS):

移相全桥参数计算

移相全桥参数计算 Prepared on 22 November 2020

1、介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 2、功能示意图 3、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 4、原边变压器计算T1 变压器匝比(a1): 估计场效应晶体管电压降(VRDSON): 基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变 频器运行在电流型控制。如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。 图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE)I(QF)也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。 计算T1次级均方根电流(ISRMS): 副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边: 副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QEQF开通 副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。 副边总均方根电流(ISRMS): 计算T1原边均方根电流(IPRMS): T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边 T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器 总T1原边均方根电流(IPRMS) 此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范 测量漏原边漏感:

移相全桥参数

● 输入电压mod in V -:270VDC ±20% ● 输出电压o V :60V ● 输出电流mod o I -:25A 4.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比 为了降低输出整流二极管的反向电压,降低原边开关管的电流应力,提高高频变压器的利用率,高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压,变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0、425,此时副边电压为sec min V : sec min max 73.1762o D Lf e V V V V D ++==(V) (4、1) 其中,o V 为变换器的输出电压, 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降,1Lf V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降,max e D 为变压器副边的最大占空比。 变压器的原副边匝比为:mod min secmin 270(120%) 2.95273.176 in V K V -?-= == 2)选磁芯 初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A,其2235e A mm =。 3)确定原副边匝数 匝数的确定可以先确定原边,也可先确定副边,但由于原边的电压就是变化的,可根据输出就是固定的来先确定副边匝数N s ,由电磁感应定律有: 4o s s m e V N f B A = (4、2) 将60o V V =,310010s f Hz =?,0.15m B T =,2235e A mm =代入上式有: 36 60 4.25534100100.1523510s N -==????? 取4s N =匝,又由11.75p s N K N =?=,取12p N =匝,N p 为变压器原边匝数。 4)导线的选取 导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径,即根据穿透深度的大小来选取线径,导线线径应小于两倍的穿透深度?,穿透深度根据下面的公式计算: ?=(4、3) 式中ω为交变角频率,0r μμμ=为导线的磁导率,γ为导线的电导率(此处

移相全桥参数计算

1、介绍 在大功率服务器件中?为满足岛效和绿色标准? 一些供电设讣师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换辭原边获得零切换。这个应用程序的目的是设讣报告审查的60CW移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新VCC28950移相全桥控制器，并基干典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设讣者的努力设讣一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 描述最小值典型值最大值 输入电压370V 390V 410V 输出电压11.4V 12V 12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加戦步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率20OkHZ 3、功率预算 为满足效率的目标.一组功率预算需要设定C 4、原边变压器讣算Tl 变压器匝比Gl): VREF GND L EΛ?3D [? CA-OUTA E COMP OUTB E SSlEN OUTC E DEIAB OUTO [ DtLCD OUTE I DELEF OUTF [ SYNC I ? FWln RT CS [ RSUM ADEL [ DCM ADELEF [ a1 = NP 可 2、功能示意图 5 | QBd Il C a T4——IF OurC DUTO I QD . ZZ Ohm AMI ---- O 12V B√δuτΓ] -O SYNC O~~3忆I H ∣O吓』 JJOpF

估计场效应晶体管电圧降(VRDSON): VRDSON = 0.3 V 基于最小描定的输入电压时70%的占空比选择变压器。 NP NS 基于平均输入电压计算典型匸作周期(DTYP) D = (*jL I V gD 泌)罕 U 0.66 (V IN -2 × V RDSON ) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%. △I _ PClUT ” 0? 2 _[0A v OUT 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数｛fi(LMAG)o 下列方程计算主变斥器(TD 的最低磁化电感,确保变频 器运行在电流型控制C 如果LMAG 太小，磁化电流会导致变换器运行在电斥模式控制代替Peak-CUrrentf^式C 这是伙I 为磁化电流太大,它将作为PWM 坡道淹没RS 上的电流传感信号。 VlN X(I-Dτγp ) ALOUT X °?5 f 图2显示ΓT1J?边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE 和QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注帝I(QE)I(QF) 也 a 〔 _ (VlNMlN 2 X V R DSoN )x D ft4A X VOUT ? VRDSON ≈21 ≈2.76mH

移相全桥基础

移相全桥基础 这里整理一下移相全桥电路的基础，基础的拓扑结构为： 其控制方法在《脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术》划分为9类，不过可综合成下面四种组态： 1.两臂固定导通时间 Ton=D×Ts/2； 2.Q1&Q3向前导通 Ton=（D×Ts/2+Tadd）～Ts/2，可调节；

【可细分为Ton=Ts/2和Ton

1. +1状态: Q1, Q4同时导通，或d1,d4同时导通。a, b两点间电压Vab = + Vin。 2. -1状态: Q3,Q2同时导通，或d3, d2同时导通。a, b两点间电压Vab = - Vin。 3. 0状态: （Q1,Q4）&(d1,d4)不同时导通，并且（Q3,Q2）&（d3, d2）不同时导通。a, b两点间电压Vab = 0。三种切换方式 1. +1 => -1 ^ -1 => +1 分析过程：

初始时刻：Q1、Q4导通，向副边传输能量。 下一时刻，Q1、Q4同时关断。因为有C1，C4，Q1，Q4电压缓升，是零电压关断。 在变压器原边漏感Lt的影响下，原边电流方向不变，该电流给C1，C4充电，C2，C3放电。 C1，C4充电至vin，C2，C3放电至0后，二极管D2，D3导通（Vab = -Vin）。以上是暂态过程，实际持续的时间很短，但是由于存在一段时间（Doff）,因此此时随着Ip的下降至零，开关管及其反并二极管都在关断状态，电容和漏感发生谐振，导致C2，C3在Q2，Q3开通的时候电压并不为零，因此电容的能量完全消耗在开关管上，这样无法实现软开关。 因此+1=>-1时是无法实现软开关的。 2.+1 => 0 ^ -1 => 0

低压中小功率移相全桥设计方案

一、 系统主要技术指标 1、 输入电压：72VDC (50-90V)； 2、 输出电压：13.5VDC, 输出电流：45A ； 3、 功率：600 W ； 4、 转换效率：>90%； 5、频率：60KHZ ； 二、高频变压器选择 1、变压器变比、原副边匝数计算 变压器变比： (max)sec(min)sec(max)13.50.50.5 170.85 o Lf D V V V V D ++++=== (min)sec(min)50 2.9417 in V K V = == 取K=3 选定PQ35/35型磁芯，磁芯有效面积2196e A mm =，磁芯的最高工作密度取 0.154m B T = 变压器副边匝数36 13.50.50.5 24460100.15419610 o Lf D S S m e V V V N f B A -++++===????? 取2S N =匝 由于变压器的原副边变比 3K =，则变压器原边匝数为6Np =匝，副边为带中心抽头的双副边，整流桥上下各1匝。 2、原副边导线线径和股数：待定 谐振电感值 1、电感值的计算 谐振电感是用来帮助实现滞后桥臂的零电压开关，为开关管零电压开关提供足够的能量，其计算如下: 22 11423 MOS in L I C V = 考虑在1/5满载的时候实现零电压开关，负载电流在10%0(max)I 即4.5A 时临界连续，则输出电流脉动Lf i ?为9A.

(max)/5/245/59/2 4.53 o Lf I i I A K +?+= == 2974293MOS DS OSS GD OSS RSS C C C C C C pF ==-=-=-=， (max)in V =90V 得10.4L H μ=（开关频率60s f kHZ =） 10.4L H μ= 2、初选磁芯 初选磁芯大小RING CORE 18的铁氧体磁环，222e A mm = 3、绕组的线径和股数 谐振电感流过的电流的最大值为：0(max)max 1(max)1 49.5 216.53 L I I I A K +?= == 谐振电感可由0.44mm 的铜导线绕制（原边是交流电，考虑集肤效应，不能用太粗的线），其导电面积为：2 210.440.1524 S mm π?= =， 由于谐振电感与变压器原边串联，所以其谐振电感的电流有效值与变压器原边电流有效值相等。变压器原边最大电流为：(max (max (min) o p in P I V η= ） ） 在这里(max o P ） =600W ，η=0.98，(min)in V =50V ，所以(max p I ）=12.2A 那么谐振电感电流有效值的最大值为112.2L I A =，在输入电压最小时取 26/J A mm =，则需要的导线面积为2112.2 / 2.036 L S I J mm == =。由1/ 2.03/0.15213S S ==，所以需要13股铜导线并绕。 4、核算窗口面积：待定 输出滤波电感的选择 1、电感值的计算 (min)(min) (max) (max)1 6.682(2)(10%)o o f in s o Lf D V V L H V f I V V K μ????=-=?????? --???? Lf 的电流最大值max max max 1 145*949.522 f L o I I I A =+?=+=

移相全桥调试方法

实验三十八 移相全桥零电压开关电路实验 （电力电子学—检测技术综合实验） 一、实验原理 1．移相全桥零电压开关电路结构 移相全桥电路是一种软开关电路。移相全桥电路的基本电路如图38-1所示。该变换器由四个开关管组成全桥电路，特点是利用变压器原边漏感（或原边串联电感Lr）和开关管的寄生电容来实现零电压开关ZVS，从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰。 R L 图38-1 移相全桥零电压开关变换器结构 其中的S1，S2称为领先桥臂，其导通利用变压器漏感和滤波电感的能量，滤波电感一般臂变压器漏感大得多，较容易实现零电压开关。S3和S4组成滞后桥臂，其开通仅能利用变压器漏感和谐振电感获得能量。 电路中开关器件的控制波形采用恒频移相控制方式，每对桥臂的两个开关器件成180°互补导通，而通过改变不同桥臂之间对角开关管的驱动信号移相角α的大小来实现输出电压的调节。当α＝180°时，S1和S3或S 2和S4 同时导通，输出电压为零；当α＝0°时，S1 和S4或S2 和S3 同时导通，输出电压达到最大值。

图38-2 移相全桥零电压开关电路的控制驱动信号 2. 控制电路核心——UC3875芯片的工作原理简介 (1)芯片电路图和引脚 图38-3 UC3875的内部结构图 UC3875芯片是美国UNITRODE公司生产的移相式PWM控制集成电路, 其核心是相位调制器，其A输出信号与B输出信号反相，C输出信号与D输出信号反相，A、C

输出信号的相位移和B 、D 输出信号相位移相同。该电路中具有独立的过电流保护，欠电压封锁电路。A/B 、C/D 两对半桥都有可以单独调整死区时间。集成电路还内置带宽超过7MHz 的误差放大器，一个5V 基准源，软启动，斜坡电压发生器和斜率补偿电路。 图38-4 移相控制器UC3875引脚图 (2) UC3875引脚和控制电路设计说明 1脚：5V 参考电压输出； 2脚：内部误差放大器的输出端，该引脚输出低于1V 时，驱动信号的移相脚强制设置为； 0o 3脚：运放反向输入端(-),接变换器输出电压作为反馈， 2脚与3脚之间接电容和电阻,形成闭环PI 调节器，稳定输出电压； 4脚：运放同向输入端(+) ,接入给定电压信号,以控制输出电压大小； 5脚：电流检测,可实现过电流保护，芯片内部有一个电流比较器该引脚输入电压超过2.5V ,UC3875自动封锁所有输出引脚，四路输出全部输出低电平; 6脚：软起动，芯片内部在上电后用9uA 恒流源给其充电，可接入一个电容，开机自动充电到4.8V ，实现变换器的软启动; 7脚：C/D 两功率管的延迟，设置滞后桥臂的死区时间，并联接入电容电阻到地： /(62.512)th delay DS R T V e =? 15脚：A/B 两功率管的延迟信号, 设置滞后桥臂的死区时间，用法同7号脚； 16脚：开关频率设置端，并联接入电容、电阻到地，开关频率公式f = 4/RC 。

LLC移相全桥

在早期的大功率电源（输出功率大于1KW）应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如：一个5KW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%，那么依然还有400W的损耗，那么每提升一个点的效率，就可以减少50W的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。 随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter，简称PS FB)，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching，简称ZVS)，来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提高电源的功率密度。 上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下： Vin：输入的直流电源 T1-T4：4个主开关管，一般是MOSFET或IGBT T1,T2称为超前臂开关管，T3,T4称为滞后臂开关管 C1-C4：4个开关管的寄生电容或外加谐振电容 D1-D4：4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管 VD1,VD2:电源次级高频整流二极管 TR：移相全桥电源变压器 Lp：变压器原边绕组电感量 Ls1,Ls2:变压器副边电感量 Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf：移相全桥电源次级输出续流电感 Cf: 移相全桥电源次级输出电容 R L: 移相全桥电源次级负载 因为是做理论分析，所以要将一些器件的特性理想化，具体如下： 1、假设所有的开关管为理想元件，开通与关断不存在延迟，导通电阻无穷小；开 关管的体二极管或者外部的二极管也为理想元件，其开通与关断不存在延 迟，正向压降为0。 2、所有的电感，电容都为理想元件，不存在寄生参数，变压器也为理想变压器， 不存在漏感与分布参数的影响，励磁电感无穷大，励磁电流可以忽略，谐振 电感是外加的。 3、超前桥臂与滞后的谐振电容都相等，即C1=C2=C lead，C3=C4=C lag。 次级续流电感通过匝比折算到初级的电感量L S`远远大于谐振电感的感量L r即L S=L r*n2》L r。 PS FB一个周期可以分为12中工作模态，其中正负半周期是对应的关系，只不过改变的是电流在桥臂上的流向，下面我们首先来分析这12个工作模态的情况，揭开移相全桥的神秘面纱。 工作模态一：正半周期功率输出过程